信號混頻電路以及相關轉換器的制造方法
【專利摘要】本發明實施例提供一種信號混頻電路及轉換器，其中信號混頻電路包括：混頻器模塊，用于接收第一數量的輸入信號與第二數量的振蕩信號并產生混頻信號；該混頻器模塊包含第三數量的混頻器單元，每個混頻器單元耦接至與其對應的輸入信號與對應的振蕩信號，以及每個該混頻器單元包含：求和節點，用于通過將與其對應的輸入信號與振蕩信號相加以產生求和信號；電路單元，用于根據對應的振蕩信號在第一狀態與第二狀態間進行轉換，其中在第一狀態下，電路單元用于為該混頻信號提供驅動能力，而在該第二狀態下，該電路單元停止提供該驅動能力。本發明實施例可以達到簡化結構，減少DC電流的耗散，降低功率消耗，以及兼容于低功率DAC的效果。
【專利說明】信號混頻電路以及相關轉換器
【【技術領域】】
[0001]本發明是有關于一種信號混頻電路以及相關的轉換器，尤其是關于一種信號混頻電路以及相關的具有低功率消耗的數模轉換器。
【【背景技術】】
[0002]有線網絡以及無線網絡，例如移動電信網絡；本地局域網；定位系統，廣播系統，傳感器網絡(例如生物醫學傳感器網絡)以及其他使用工業、科學和醫療(industrial, scientific and medical,簡稱ISM)射頻段的網絡,在當代生活中占據越來越重要的地位。在一網絡中，當發射機需要發送信息至接收機時，該發射機對待發送的數字信息進行編碼以形成數字基帶信號，轉換該數字基帶信號至模擬基帶信號，將該模擬基帶信號與發射機產生的本地振蕩(LO)信號進行混頻處理以調制(上變頻)該模擬基帶信號至射頻信號，以及對該已放大的射頻信號執行功率放大處理，從而該射頻信號可以通過網絡媒介(例如天線或無線網絡)得以發送。當接收機接收到該射頻信號之后，其放大該接收到的射頻信號，通過將該射頻信號與接收機產生的本地振蕩信號進行混頻處理以解調(下變頻)該射頻信號至解調信號，從而該數字信號可以從解調信號中得到恢復。
[0003]從以上描述可以得出，信號的混頻以及放大處理顯得尤為關鍵與重要。對于發射機來說，功率放大以及信號混頻將消耗大量的功率。其中功率放大處理消耗的功率最多，信號混頻處理消耗的功率雖稍少但是相對而言也很大，其原因在于現在的技術中通常通過吉爾伯特混頻器(Gilbert mixer)來進行信號混頻處理，而該類混頻器中包含大量的可消耗電流、尤其是直流(DC)電流的有源器件(例如晶體管)。而隨著越來越多的網絡需要運作于有限的功率以下(例如電池所提供的功率以下)，低功率以及低供電電壓的需求顯得尤為急迫。
[0004]對于低功率發射機來說，以無源器件來代替有源器件可以節省功率。因此，現有技術中通常通過一開關晶體管來實現改無源`器件，該開關晶體管具有柵極、漏極和源極，分別連接至LO信號，數模轉換器(DAC)以及功率放大器(PA)。開關晶體管響應于LO信號的變化而打開或者關閉，DAC提供的模擬基帶信號與LO信號進行混頻并被送至PA以進行功率放大。但是，由于該DAC需要隨著LO信號的頻率驅動PA的輸入，因此DAC通常需要通過電流源來驅動大的DC電流。因此，如何節省功率消耗成為現有技術中急需解決的一個課題。
【
【發明內容】
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[0005]本發明的目的之一在于提供一種信號混頻電路以及相關的轉換器，以解決上述問題。
[0006]根據本發明的一實施例，提供一種信號混頻電路，包含:混頻器模塊，用于接收第一數量的輸入信號以及第二數量的振蕩信號，并據此產生混頻信號；該混頻器模塊包含第三數量的混頻器單元，每個該混頻器單元耦接至該第一數量的輸入信號中對應的輸入信號與該第二數量的振蕩信號中對應的振蕩信號，以及每個該混頻器單元包含:求和節點，用于通過將該對應的輸入信號與該對應的振蕩信號相加，以產生求和信號；電路單元，用于根據該對應的振蕩信號在第一狀態與第二狀態之間進行轉換，其中在該第一狀態下，該電路單元用于為該混頻信號提供驅動能力，而在該第二狀態下，該電路單元停止為該混頻信號提供驅動能力。
[0007]根據本發明的另一實施例，提供一種轉換器，耦接于一求和節點，該轉換器包含:碼單元，用于接收數字信號并據此產生多個控制位；多個轉換器電容，共同耦接至該求和節點，每個該轉換器電容用于根據該多個控制位中的一個選擇性地改變該求和節點的電荷。
[0008]根據本發明的又一實施例，提供一種信號混頻電路，包含:多個混頻器單元，每個該混頻器單元用于混頻一輸入信號與一振蕩信號以提供一混頻信號，每個該混頻器單元包含:求和節點，用于通過將該對應的輸入信號與該對應的振蕩信號相加；晶體管，包含耦接于該求和節點的柵極與用于輸出該混頻信號的漏極。
[0009]本發明實施例的信號混頻電路以及相關的轉換器通過直接將輸入信號與振蕩信號于一節點處相加，以及對相加的結果信號進行截斷處理，以實現信號混頻功能。該種信號混頻處理從而可以達到簡化結構，減少DC電流的耗散，降低功率消耗，以及兼容于低功率DAC的效果。
【【專利附圖】
【附圖說明】】
[0010]圖1所示為依據本發明一實施例的信號混頻電路的電路示意圖；
[0011]圖2所示為依據本發明一實施例的轉換器的電路示意圖；
[0012]圖3所示為依據本發明另一實施例的轉換器的電路示意圖；
[0013]圖4所示是依據本發明另一實施例的信號混頻電路的電路示意圖；
[0014]圖5所示為依據本發明再一實施例的信號混頻電路的電路示意圖；
[0015]圖6所示為依據本發明又一實施例的信號混頻電路的電路示意圖。
【【具體實施方式】】
[0016]在說明書及后續的權利要求當中使用了某些詞匯來指稱特定的元件。本領域技術人員應可理解，制造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及后續的權利要求并不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準貝U。在通篇說明書及后續的權利要求項當中所提及的「包含」為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定于」。另外，「耦接」一詞在本文中應解釋為包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述第一裝置耦接于第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接于該第二裝置，或通過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。
[0017]請參見圖1，圖1所示為依據本發明一實施例的信號混頻電路10的示意圖。舉例來說，該信號混頻電路10可以用于實現直接變頻發射機(direct conversion transmitter,簡稱DCT)結構，因此信號DBp和DBm (一對差分信號輸入)可分別與信號LOp和LOm進行混頻，以分別轉換為模擬信號VBp和VBm，并進行功率放大處理以用于發射。模擬信號VBp和VBm可以為差分信號，以及信號LOp和LOm也可以為差分信號，且差分信號彼此之間相差180度；當信號LOp交替至低電平時信號LOm轉至高電平，以及當信號LOp交替至高電平時信號LOm轉至低電平。如圖1中的波形圖所示，信號DBp (信號DBm也是一樣)可以是一變化緩慢的基帶輸入信號流，并被轉換為低頻信號VBp，以及信號LOp (信號LOm也是一樣)是一相對變化較快的高頻脈沖信號，并周期性地在低電平與高電平之間進行轉換。
[0018]信號混頻電路10運作在兩個電源電壓Vdd和Vss之間，包含混頻器模塊12與兩個轉換器18p和18m。該轉換器18p和18m用于執行數模轉換,從而信號DBp和DBm信號可以分別轉換為信號VBp和VBm。混頻器模塊12接收信號VBp和VBm作為輸入信號，并接收本地振蕩器(圖中未示出)產生的信號LOp和LOm作為振蕩信號。通過分別將信號VBp和VBm與振蕩信號LOp和LOm進行混頻處理，混頻器模塊12能提供信號No以作為混頻信號。該混頻器模塊12包含兩個混頻器單元14p和14m，混頻器單元14p連接至信號VBp，L0p以及節點ηΟ,混頻器單元14m連接至信號VBm, LOm以及節點ηΟ。混頻器模塊12還包含電感LO作為無源負載，該電感LO連接于電源電壓Vdd與節點ηΟ之間。
[0019]混頻器單元14p與14m的功能結構是相同的，以混頻器單元14p為例來進行說明，該混頻器單元14p包含連接于同一個節點nip的電容Cp,電阻Rp以及電路單元16p,該節點nip為一求和節點。信號VBp相對于高頻振蕩信號LOp而言為一低頻信號，電容Cp連接于信號LOp與節點nip之間,用于通過交流(AC)稱合效應延遲信號LOp至節點nip,電阻Rp連接于信號VBp與節點nip之間，用于延遲信號VBp至節點nip并抑制信號DBp轉換至信號VBp時的AC耦合效應。因此，該變換緩慢的信號VBp可以提供類似于DC電流的偏置效應至節點nip以在節點nip處引導(bootstrap)該相對變換較快的信號LOp。也就是說,節點nip通過將VBp疊加(ride on)于信號LOp上而對信號VBp與信號LOp進行求和以產生信號VSp。電阻Rp提供低通特性以準許低頻信號DBp的通過，以及電容Cp提供高通特性以準許高頻信號LOp的通過。
[0020]基于求和信號VSp,電路單兀16p用于響應于信號VSp的變化在第一狀態與第二狀態之間進行轉換。在第一狀態下，電路單元16p響應于信號VSp而導通電流Ip以提供對信號Vo的驅動能力，而在第二狀態下，電路單元16p停止對電流Ip的導通從而停止提供對信號Vo的驅動。在圖1所示的實施例中，電路單元16p包含晶體管Mp(例如η溝道金屬氧化物半導體MOS晶體管)，該晶體管Mp具有柵極、漏極以及源極，分別連接于節點nlp，ηΟ以及電源電壓Vss。因此，電路單元16p根據信號VSp是否大于截止電路Voff (例如晶體管Mp的閾值電路)作出響應以在第一狀態與第二狀態之間進行轉換，從而信號混頻處理得以完成。而結合電感L0，晶體管Mp還可以兼具功率放大器的跨導單元的功能，從而電壓信號VSp轉移至電流Ip以用于功率放大。
[0021]如圖1的信號VSp的波形圖所示，通過設置混頻器單元14p如上可使得當信號LOp轉換至高電平時，信號VBp通過信號LOp升至大于電壓Voff，而當信號LOp轉換至低電平時，信號VBp通過信號LOp降至低于電壓Voff。因此，當信號VBp大于電壓Voff而位于上半部分時，電路單元16p響應于該信號VBp而驅動電流Ip，而在信號VBp低于電壓Voff而處于下半部分時，電路單元16p則不驅動電流Ip。從而，電流Ip的波形圖呈現了信號混頻處理結果波形圖的一半，且該半部分結果由信號VBp大于電壓Voff的上半部分構成。
[0022]而在信號VBp處于低于電壓Voff的下半部分時，電路單元16m互補性地響應信號VBm由信號LOm產生的上半部分而驅動電流Im。與混頻器單元14p類似，混頻器單元14m包含電容Cm，電阻Rm以及電路單元16m，以及該電路單元16m包含晶體管Mm以響應信號VSm,該信號VSm為節點nlm對信號LOm與VBm進行求和而產生的求和信號。因此，電流Ip互補性地呈現了信號混頻處理結果的另一半，該半部分結果由信號VBm的大于電壓Voff的上半部分構成。接著，電流Ip與Im在節點ηΟ處結合以經過一電容CO在電阻RO處產生信號Vo，該信號No以信號LOp的頻率振蕩，且其振幅由信號VBp形成的包絡予以限定。也就是說，信號Vo反映了信號VBp與信號LOp的混頻結果，亦即轉換信號VBp的頻帶至信號LOp的頻帶。電阻RO的阻值可以為一天線的有效電阻值，例如50歐姆(ohms)。
[0023]由于混頻器單元14p (與混頻器單元14m)可以通過信號求和以及信號截斷(truncation)來實現功率放大以及信號混頻的功能，而無需額外的有源器件(例如晶體管)以用于信號混頻，因此其功率消耗也會得以降低。此外，其外圍的轉換器18p與18m也可以設計為低功率消耗。以轉換器18p為例來進行說明，由于轉換器18p產生的轉換器信號VBp為低頻信號，晶體管Mp的柵極呈現為一高阻抗連接于轉換器18p，因此轉換器18p僅需很小的驅動能力來產生信號VBp。而由于轉換器18p并不需要強驅動能力，因此該轉換器18p并不需要具有較大功率消耗的電流源。
[0024]接下來請參見圖2，圖2所示為依據本發明一實施例的轉換器18A的示意圖。在本發明實施例中，轉換器18A (例如DAC)與混頻器單元14協同工作，該混頻器單元14可以是一個完整的混頻器模塊的一部分，為了更簡潔的說明，該整個的混頻器模塊并未在圖2 (以及下述的圖3)中完全示出。舉例來說，該混頻器單元14可以為圖1中的混頻器單元14p或14m，以及轉換器18A可以是圖1中的轉換器18p或18m。該轉換器18A轉換數字輸入信號DB (例如信號DBp或DBm)至模擬信號VB (例如信號VBp或VBm)，并通過節點nv輸入至混頻器單元14中。與混頻器單元14p和14m類似，該混頻器單元14包含電容Ci，兩個電阻Ra與Rb以及電路單元16，其中電容Ci用于在節點nli通過AC耦合效應延遲高頻率信號L0,電阻Ra與Rb用于通過低通效應延遲低頻信號VB至節點nli，以及電路單元16通過晶體管M予以實現，用于響應于求和信號VS以提供功率放大與信號混頻的功能，該求和信號VS為在節點nli對信號LO與VB進行求和而產生的信號。
[0025]轉換器18A包含碼單元19A，多個緩沖器B [I]-B [N]作為轉換器緩沖器，以及多個電容Ca[l]-Ca[N]以作為轉換器電容。其中碼單元19A接收數字輸入信號DB并作為響應產生多個控制位d[l]-d[N]。舉例來說，碼單元19A用于解碼數字輸入信號DB的數字信號值以產生對應的溫度計碼(thermometer code),而該溫度計碼的多個二進制位則分別為上述控制位d[l]-d[N]。每一緩沖器BF[n] (η為1-N中的數值)連接于控制位d[n]與電容Ca [η]之間，以用于作為響應于控制位d[n]而提供電荷至電容Ca[n]。舉例來說，緩沖器BF[η]可以設置為當控制位d[n]等于第一邏輯值時，以一固定值的電荷對電容Ca[n]進行充電，并當控制位d[n]等于第二邏輯值時，對電容Ca[n]進行放電，其中該第二邏輯值不等于該第一邏輯值。每個電容Ca[n]通過節點nv連接在緩沖器BF[η]與節點nli之間，由于緩沖器根據控制位d[n]選擇性地為電容Ca[n]提供電荷，電容Ca[n]因此選擇性地改變節點nli的電荷位。經由所有電容Ca[l]-Ca[N]整體提供的總電荷，模擬電壓信號VB得以產生。舉例來說，為了轉換具有更大數字值的數字信號DB，碼單元19A將解碼產生更多的數字位d[l]-d[N]為第一邏輯值，以及需要更多的緩沖器BF[1]-BF[N]提供電荷以積累產生具有更高電位的信號VB。
[0026]由于節點nv與nli處呈現的高阻抗，轉換器18A僅需要小電流來產生信號VB，因此通過提供電荷來合成電壓信號VB成為可能。也就是說，基于低功率數模轉換的使用，混頻器單元14能有利于節省更多的功率。此外，轉換器18A的每一個緩沖器BF[n]可以通過反相器來實現，從而使得緩沖器BF[n]僅需消耗很小量的瞬態功率而不是很大量的DC功率，進而也不會影響到功率的節省。
[0027]請參見圖3，圖3所示為依據本發明另一實施例的轉換器18B的示意圖。與圖2中所示的轉換器18A類似，該轉換器18B (例如DAC)同樣可以結合混頻器單元14 一起運作，該混頻器單元14可以是圖1中所示的混頻器單元14p或14m，以及轉換器18B可以為圖1中所示的轉換器18p或18m。轉換器18B轉換數字輸入信號DB (例如信號DBp或DBm)至模擬信號VB (例如信號VBp或VBm)，以通過節點nv將該轉換后的模擬信號輸入至混頻器單元14中。
[0028]轉換器18B包括碼單元19B、通過多個開關S[1]_S[N]與多個電容Cb[I]-Cb[N]形成的開關電容陣列。其中碼單元19B接收數字輸入信號DB并作為響應產生多個控制位b[l]_b[N]。舉例來說，該碼單元19B用于解碼每一個數字輸入信號DB的數字信號值以產生相關的溫度計碼，而該溫度計碼的多個二進制位分別作為上述控制位b[l]-b[N]。每一開關S[n] (η為1-N中的數值)可以通過一晶體管來實現，該晶體管具有柵極、源極以及漏極，分別連接至控制位b [η]、電源電壓Vss以及電容Cb[n]的一端,而該電容Cb [η]的另一端則連接至節點nv。開關S[n]用于響應于控制位b[η]，選擇性地導通電容Cb[η]至電源電壓Vss的路徑。舉例來說，當控制位b[n]等于第一邏輯值時，開關S [η]的晶體管導通以導通電容Cb[n]的一端至電源電壓Vss,從而電容Cb[n]可以提供電荷至節點nli ;而當控制位b[n]等于第二邏輯值時，開關S[n]的晶體管關閉以關斷電容Cb[n]的一端至電源電壓Vss之間的導通，從而Cb[n]不能夠提供電荷至節點nli。因此，每一電容Cb[n]可以根據控制位b [η]選擇性選擇性地改變節點nli的電荷位。
[0029]因此，轉換器18B相當于一開關電容分壓器。經由開關S[1]_S[N]與電容Cb[I]-Cb[N]的運作，信號VB得以根據控制位b[l]-b[N]而產生，該控制位b[I]-b[N]可以控制電容Cb[l]-Cb[N]提供給節點nli的電荷的數量。舉例來說，為了轉換具有更大數值的數字信號DB，碼單元19A將解碼更多的數字位d[I]-d[N]至第一邏輯值，因此需要更多的電容Cb[l]-Cb[N]以提供電荷至節點nli，從而節點nli可以呈現和維持具有更高電位的信號VB。
[0030]由于晶體管M的柵極結合電阻Rb具有高阻抗，因而混頻器單元14可以在節點nv(也就是節點nli)為低頻信號VB提供高阻抗，以及節點nli的電荷可以通過信號LO得以提供以及通過電容Ci得以維持，因此轉換器18B無需具有強驅動能力來產生信號VB(以及信號VS)。因此，轉換器18B可以通過具有無源特性的開關電容陣列來實現以更多地降低功率消耗。此外，電阻Ra還具有低通過濾功能以抑制節點nli至節點nv的AC耦合效應，因此還能阻止信號VB產生振蕩干擾。
[0031]請參見圖4，圖4所示是依據本發明另一實施例的信號混頻電路20的示意圖。如圖4所示，該信號混頻電路20包含一混頻器模塊22。該混頻器模塊22運作在電源電壓Vdd與Vss之間，且包含:混頻器單元24a-24h，兩個電感LOa與LOb以作為負載，電容COa與⑶b，以及不平衡變壓器29。該混頻器模塊22用于接收信號VBpi，VBmi，VBpq以及VBmq以作為輸入信號(例如基帶信號)，接收信號LOpi，LOmi，LOpq以及LOmq作為振蕩信號(例如LO信號)，并據此在節點nOa與nOb之間產生混頻信號。電感LOa連接在節點nOa與電源電壓Vdd之間，以及電感LOb連接在節點nOb與電源電壓Vdd之間。不平衡變壓器29經由電容COa與COb連接在節點nOa與nOb。
[0032]混頻器單元24a-24h分別在節點nl_n8通過電容C1-C8連接至信號LOpi，LOmi，LOmi, LOpi, LOpq, LOmq, LOmq 以及 LOpq,以及分別在節點 nvl_nv8 通過電容 Ceql_Ceq8 連接至信號 VBpi，VBmi，VBpi，VBmi，VBpq, VBmq, VBpq 以及 VBmq，從而信號 LOpi，LOmi，LOmi，LOpi, LOpq, LOmq, LOmq 以及 LOpq 能夠分別在節點 η 1-η 8 與信號 VBpi, VBmi, VBpi, VBmi,VBpq, VBmq, VBpq以及VBmq進行求和處理。電容Ceql_Ceq8分別為對應的DAC (圖中未示出)的等效輸出電容，例如，每一個電容Ceql-Ceq8的電容值等效于對應的DAC中的電容Ca [I]-Ca [N](圖2所示)或電容Cb [I]-Cb [N](如圖3所示)的電容值。
[0033]在混頻器模塊22中，每一混頻器單元24x (X為a_h中的數值)還包含電阻Ra# (#為1-8內的數值)，連接在節點n#與節點nv#之間，電阻Rb#，連接在節點nv#與電源電壓Vss之間，以及電路單元26x，用于接收節點n#處的求和信號并據此在第一狀態與第二狀態之間進行轉換。在第一狀態下，電路單元26x響應于求和信號以提供對信號Vo的驅動能力(例如電流驅動能力)，而在第二狀態下，電路單元26x停止提供該驅動能力。由于在連接至節點nOa的電路單元26a,26b,26e與26f對信號Vo提供上拉電流(pulling current)的同時，電路單元26c, 26d, 26g與26h也連接至節點nOb以對信號Vo提供推送電流(pushingcurrent),因此經由不平衡變壓器29后而產生的差分信號Vo在橫跨過電阻RO后將轉換為單端信號，該電阻RO例如可以是一天線的等效電阻，阻值例如為50歐姆。每一電路單元26x可以通過一晶體管M# (例如η溝道MOS晶體管)來實現，該晶體管M#還具備共源極功率放大器的跨導體單元的功能。晶體管Μ1-Μ8彼此是相同的，電容C1-C8彼此是相同的，電阻Ral-Ra8彼此是相同的，以及電阻Rbl_Rb8彼此也是相同的。
[0034]信號VBpi與VBmi為差分信號，信號LOpi與LOmi也為差分信號。因此，混頻器單元24a-24d組合形成了雙平衡混頻器架構，可通過振蕩信號LOpi以對信號VBpi進行混頻處理。類似的，信號VBpq與VBmq可以為差分信號,信號LOpq與LOmq也可以為差分信號。混頻器24e_24h因此形成了另一個雙平衡混頻器架構，可通過振蕩信號LOpq以對信號VBpq進行混頻處理。此外，信號LOpi與LOpq可相差90度的相位，信號LOmi與LOmq也可相差90度的相位。也就是說，信號VBpi，VBmi，VBpq以及VBmq可以分別作為正極同相輸入信號、負極同相輸入信號，正極正交相輸入信號以及負極正交相輸入信號，以及信號LOpi, LOmi,KOpq以及LOmq可以分別作為正極同相振蕩信號、負極同相振蕩信號，正極正交相振蕩信號以及負極正交相振蕩信號。因此，分別嵌入至信號VBpi與VBpq中的不同信息可以分別調制為同相信號和正交信號，并通過混頻器模塊20組合為一個信號No，該混頻器模塊20中集成了混頻器單元24a-24d以及24e-24h。
[0035]請參見圖5，圖5所示為依據本發明再一實施例的信號混頻電路30的示意圖。該信號混頻電路30包含轉換器38 (例如DAC)，緩沖器BF (例如反相器)以及混頻器模塊32。該混頻器模塊32運作于電源電壓Vdd與Vss之間，并包含作為無源負載的電感LO以及混頻器單元34。該混頻器單元34包含電容Ci，電阻Ra以及電路單元36，該電路單元36可以通過一晶體管M (例如η溝道MOS晶體管)予以實現，且該晶體管M具有柵極、源極和源極，分別連接至節點nli,節點nlo,以及電源電壓Vss。電感LO連接在節點nlo與電源電壓Vdd之間。電容Ci連接在節點nli與緩沖器BF之間。電阻Ra連接在節點nli與轉換器38之間。
[0036]在信號混頻電路30中，緩沖器BF經由電容Ci通過AC耦合效應驅動高頻信號Sp，以將信號Sp輸入至節點nli。轉換器38提供相對低頻的模擬信號Sa，該模擬信號Sa經由低通的電阻Ra輸入至節點nli。信號Sa因此與信號Sp在節點nli處相疊加以形成信號VS0電路單元36接收該信號VS并根據信號VS是否大于一截止電壓(圖中未示出)而在導通狀態與不導通狀態之間進行選擇。當電路單元36導通時，其響應于信號VS以提供對電感LO的驅動能力，因此電壓信號Sop可以通過電感LO產生并輸出至節點nlo以作為一混頻信號。
[0037]除了頻率變換(例如上變頻)之外，本發明實施例的信號混頻電路還可以用于實現AM-PM聯合功率放大器。圖5所不便為這樣的實施例。振蕩在一固定頻率的信號Sp可以用于攜帶一定的相位信息。如圖5所示，在時間間隔Tl期間，信號Sp通過維持在第一相位以攜帶相位信息的第一部分，而在接下來的時間間隔T2期間，信號Sp轉換至第二相位以攜帶相位信息的第二部分。舉例來說，第二相位可以與第一相位相差180度，從而相位信息的第二部分不同于第一部分。此外，信號Sa可以通過改變幅度以攜帶信息。通過將信號Sp與Sa混頻為信號Sop，混頻器單元34將信號Sp與Sa攜帶的信息嵌入至信號Sop的相位及幅度中。也就是說，通過信號Sp與Sa分別攜帶PM信息與AM信息，混頻信號Sop為一 AM-PM混合信號，而混頻器單元32則可以充當為一極坐標發射機(polar transmitter)。
[0038]信號Sop的星座圖同樣可參見圖5。從時間點tl，tm至t2，信號Sp的相位經歷了180度的轉變，以及信號Sa的幅度逐漸從數值Al變化至零，最后再變化回數值Al，從而在星座圖上，信號Sop將經歷從點pi至點p2的軌道。
[0039]請參見圖6，圖6所示為依據本發明又一實施例的信號混頻電路40的示意圖。信號混頻電路40運作于電源電壓Vdd與Vss之間，包含轉換器(例如DAC) 48p與48m，作為負載的電感L0，跨導單元50p與50m，以及混頻器模塊42。其中混頻器模塊42包含混頻器單元44p與44m。混頻器單元44p與44m的功能結構與前述實施例相同。混頻器單元44p包含電阻Rpi與RLp，電容CBp，緩沖器BFp (例如反相器)，以及電路單元46p。該電路單元46p包含一跟隨器52p (例如源極跟隨器)以及開關54p作為混頻開關。類似地，混頻器單元44m包含電阻Rmi與RLm，電容CBm，緩沖器BFm，以及包含跟隨器52m與開關54m的電路單兀46m。
[0040]經由數模轉換處理，轉換器48p與48m分別根據信號DBp與DBm(例如兩個基帶數字輸入信號)產生信號VBp與VBm。混頻器模塊42接收信號VBp與VBm作為輸入信號，同時還接收信號LOp與LOm(例如在高電平與低電平之間切換的兩個差分振蕩信號)，據此，混頻器模塊42產生信號VMp與VMm以作為混頻信號。電感LO與跨導單元50p與50m形成了差分功率放大器，以用于放大信號VMp與VMm之間的差值。
[0041]在混頻器單元44p中，信號VBp通過電阻Rpi與節點y2p連接。緩沖器BFp根據信號LOp的反相信號驅動跟隨器52p。由于信號LOp的反相信號同時還通過電容CBp連接至節點y2p，節點y2p將信號VBp與一額外的電平VL0/2相疊加，該額外的電平VL0/2由電容CBp的引導而產生。參見圖6中所示的波形圖，信號LOp的振幅為VL0，電容CBp累積信號LOp中的DC成分，從而維持電荷以支撐節點y2p與yip之間的電平值為VL0/2的電壓差。信號LOp與VBp因此在節點y2p處與電平值VL0/2相加，從而節點y2p處的信號VSp將以信號LOp的頻率進行振蕩，以及其振幅位于信號VSpU(t)的上包絡與信號VSpD(t)的下包絡之間。若將信號VBp表示為DC電平Vdc與AC信號Vac (t)的和，信號VSpU(t)與VSpD (t)可以分別表達為:VSpU (t) =Vdc+VL0/2+Vac (t) ;VSpD (t) =Vdc_VL0/2+Vac (t)，如圖6中所示。
[0042]跟隨器52p具有一跟隨器輸入端，偏置端以及跟隨器輸出端，分別在節點y2p，ylp以及y3p處連接至信號VSp，信號LOp的反相以及開關54p。跟隨器52p可以通過一晶體管Ep (例如η溝道MOS晶體管)來實現，該晶體管Ep具有柵極、漏極以及源極，分別耦接至節點y2p，yip以及y3p。因此，跟隨器52p具有使其跟隨器輸出端的信號追蹤其跟隨器輸入端的信號的功能，該兩個信號之間相差一個偏置電平，該偏置電平與晶體管Ep的閾值電壓電平相關。 [0043]開關54p稱接在節點y3p與電源電壓Vss的預定DC電位之間,用于當信號LOp位于高電平時導通節點y3p至電源電壓Vss，以及當信號LOp位于低電平時關閉該導通。開關54p可以通過晶體管Msp (例如η溝道MOS晶體管)來實現,該晶體管Msp的柵極、漏極以及源極分別耦接至信號LOp，節點y3p以及電源電壓Vss。
[0044]通過跟隨器52p與開關54p的協作，信號VMp可以經由電阻RLp而產生，該電阻RLp耦接于節點y3p與電源電壓Nss之間。當信號LOp為高電平時，信號VSp擺動至最低振幅，即信號VSpD (t)的下包絡，節點y3p通過開關54p導通至電源電壓Nss,從而信號VMp維持在電源電壓Vss的電平。而當信號LOp位于低電平時，開關54p的晶體管MSp關斷，因此節點y3p處的電壓離開跟隨器52p的控制，由于當信號LOp位于低電平時，信號VSp擺動至其最高振幅，即信號VSpU(t)的上包絡，信號VMp將等于信號VSpU(t)減去偏置電平Vth。類似地，信號 VMp 可以表示為 VMp (t)= (VSpU (t)-Vth) *Gp(t) = { (Vdc+VLO/2-Vth)+￥&(:(0}*6?(0，其中信號6?(0為選通信號，當信號LOp位于低電平時Gp(t)等于1，而當LOp位于高電平時Gp (t)等于O。需要注意的是，電容CBp提供的電平VL0/2可用于對跟隨器52p引起的相對偏置電平Vth進行補償。
[0045]與混頻器單元44p類似,混頻器單元44m用于在節點y2m處對信號VBm與信號LOm的反相信號以及一額外的DC電平VL0/2進行求和，并產生一組合信號輸入至跟隨器52m中，其中該額外的DC電平VL0/2由電容CBm提供，該跟隨器通過一晶體管Em (例如一與晶體管Ep相同的晶體管)予以實現。當信號LOm位于高電平時，開關54m導通節點y3m至電源電壓Vss,因此信號VMm與電源電壓Vss的電平相等,該開關54m可以通過晶體管Msm(例如一與晶體管Msp相同的晶體管)。而當信號LOm位于低電平時,開關54m停止導通,從而緩沖器BFm通過跟隨器52m驅動信號VMm。
[0046]在信號混頻電路40中，信號LOp與LOm可以為差分信號。信號VBm與VBp同樣可以為差分信號，例如，信號VBm可以表示為VBm (t) =Vdc-Vac (t)，而信號VMm則可以表示為VMm (t) = (Vdc+VL0/2-Vth-Vac (t) )*Gm(t)，其中信號 Gm ⑴為另一選通信號，且 Gm (t)表示為Gm (t) =1-Gp (t)。因此,分別通過結構相似的晶體管Mp與Mm實現的跨導單元50p與50m可以根據信號VMp與VMm聯合起來對節點y4進行驅動，從而節點y4處的信號可以反映信號Vac⑴與LOp⑴混頻效應。
[0047]由于晶體管Ep和Em的柵極可提供高阻抗連接至轉換器48p與48m的接口，因此轉換器48p與48m無需具備高驅動能力來驅動信號VSp和VSm，從而轉換器48p與48m可以通過圖2及圖3中所示的低功率轉換器18A和18B予以實現。信號混頻電路40還可以擴展為實現雙平衡信號混頻和/或1-Q (同相與正交相)信號混頻電路，例如圖4所示的信號混頻電路20。
[0048]綜上，本發明實施例通過直接將輸入信號與振蕩信號于一節點處相加，以及對相加的結果信號進行截斷(truncating)處理，以實現信號混頻功能。該種信號混頻處理從而可以達到簡化結構，減少DC電流的耗散，降低功率消耗，以及兼容于低功率DAC的效果。
[0049]雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發明，本領域任何技術人員，在不脫離本發明的精神和范圍內，當可做些許更動與潤飾，因此本發明的保護范圍當視本發明的權利要求書所界定的范圍為準。
【權利要求】
1.一種信號混頻電路，其特征在于，包含: 混頻器模塊，用于接收第一數量的輸入信號以及第二數量的振蕩信號，并據此產生混頻信號；該混頻器模塊包含第三數量的混頻器單元，每個該混頻器單元耦接至該第一數量的輸入信號中對應的輸入信號與該第二數量的振蕩信號中對應的振蕩信號，以及每個該混頻器單元包含: 求和節點，用于通過將該對應的輸入信號與該對應的振蕩信號相加，以產生求和信號; 電路單元，用于根據該對應的振蕩信號在第一狀態與第二狀態之間進行轉換，其中在該第一狀態下，該電路單元用于為該混頻信號提供驅動能力，而在該第二狀態下，該電路單元停止為該混頻信號提供驅動能力。
2.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，該求和節點通過將該對應的輸入信號疊加于該對應的振蕩信號以實現該對應的輸入信號與該對應的振蕩信號的相加。
3.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該混頻器單元還包含: 耦接在該對應的振蕩信號與該求和節點之間的電容，以用于提供交流耦合效應。
4.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該混頻器單元還包含: 耦接在該對應的輸入信號與該求和節點之間的電阻，用于抑制從該對應的振蕩信號至該對應的輸入信號的交流耦合效應。
5.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于: 該第一數量的輸入信號包含互為差分信號的第一輸入信號和第二輸入信號，該第二數量的振蕩信號包含互為差分信號的第一振蕩信號和第二振蕩信號；以及 該混頻器模塊還包含負載，耦接于該第三數量的混頻器單元中與其對應的兩個混頻器單兀，其中該對應的兩個混頻器單兀中的一個稱接于該第一輸入信號和該第一振蕩信號，以及該對應的兩個混頻器單元中的另一個耦接于該第二輸入信號和該第二振蕩信號。
6.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于: 該第一數量的輸入信號包含第一輸入信號和第二輸入信號，該第二數量的振蕩信號包含第一振蕩信號和第二振蕩信號，該第一振蕩信號和該第二振蕩信號之間具有90度的相位差；以及 該混頻器模塊還包含負載，耦接于該第三數量的混頻器單元中與其對應的兩個混頻器單兀，其中該對應的兩個混頻器單兀中的一個稱接于該第一輸入信號和該第一振蕩信號，以及該對應的兩個混頻器單元中的另一個耦接于該第二輸入信號和該第二振蕩信號。
7.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于: 該第一數量的輸入信號包含第一輸入信號，該第二數量的振蕩信號包含互為差分信號的第一振蕩信號和第二振蕩信號；以及 該混頻器模塊還包含負載，耦接于該第三數量的混頻器單元中與其對應的兩個混頻器單兀，其中該對應的兩個混頻器單兀中的一個稱接于該第一輸入信號和該第一振蕩信號，以及該對應的兩個混頻器單元中的另一個耦接于該第一輸入信號和該第二振蕩信號。
8.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，該混頻器模塊還包含第四數量的負載，該第三數量的混頻器單元中的每一個還耦接于該第四數量的負載中與其對應的負載，以及每個該混頻器單元中的該電路單元包含:晶體管，其柵極和漏極分別耦接至該求和節點和該與其對應的負載。
9.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，該混頻器電路還包含: 第五數量的轉換器，每個該轉換器用于根據對應的數字輸入信號提供該第一數量的輸入信號中對應的輸入信號至該第三數量的混頻器單元中對應的混頻器單元，每個該轉換器包含: 多個轉換器電容，共同耦接至該對應的混頻器單元的求和節點，用于根據該對應的數字輸入信號選擇性地改變該求 和節點的電荷。
10.如權利要求9所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該轉換器還包含: 多個轉換器開關，每個該轉換器開關用于根據該對應的數字輸入信號選擇性地導通該多個轉換器電容中的一個至預定的電平，以提供電荷至該求和節點。
11.如權利要求9所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該轉換器開關還包含: 多個轉換器緩沖器，每個該轉換器緩沖器用于根據該對應的數字輸入信號選擇性地提供電荷至該多個轉換器電容中的一個。
12.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該振蕩信號攜帶一相位調制PM信息，每個該輸入信號攜帶一幅度調制AM信息，以及該混頻信號為AM-PM混合信號。
13.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，該電路單元用于根據該求和信號是否大于一截止電平在該第一狀態與該第二狀態之間進行轉換。
14.如權利要求1所述的信號混頻電路，其特征在于，該電路單元包含: 跟隨器，包含偏置端、跟隨器輸入端與跟隨器輸出端，該偏置端與跟隨器輸入端分別耦接至與其相應的該振蕩信號與對應的該求和節點；以及 混頻開關，耦接于該跟隨器輸出端與一預定電平之間，用于在該第二狀態下導通該跟隨器輸出端至該預定電平，并在該第一狀態下停止導通該跟隨器輸出端至該預定電平。
15.—種轉換器,其特征在于,稱接于一求和節點,該轉換器包含: 碼單元，用于接收數字信號并據此產生多個控制位； 多個轉換器電容，共同耦接至該求和節點，每個該轉換器電容用于根據該多個控制位中的一個選擇性地改變該求和節點的電荷。
16.如權利要求15所述的轉換器，其特征在于，該轉換器還包含: 多個轉換器開關，每個該轉換器開關用于根據該多個控制位中的一個選擇性地導通該多個轉換器電容中的一個至一預定電平，以為該求和節點提供電荷。
17.如權利要求15所述的轉換器，其特征在于，該轉換器還包含: 多個轉換器緩沖器，每個該轉換器緩沖器用于根據該多個控制位中的一個選擇性地提供電荷至該多個轉換器電容中的一個。
18.一種信號混頻電路，其特征在于，包含: 多個混頻器單元，每個該混頻器單元用于混頻一輸入信號與一振蕩信號以提供一混頻信號，每個該混頻器單元包含: 求和節點，用于通過將該對應的輸入信號與該對應的振蕩信號相加； 晶體管，包含耦接于該求和節點的柵極與用于輸出該混頻信號的漏極。
19.如權利要求18所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該混頻器單元還包含: 耦接于該輸入信號與該求和節點之間的電阻。
20.如權利要求18所述的信號混頻電路，其特征在于，每個該混頻器單元還包含:耦接于該振蕩信號與該求和`節點之間的電容。
【文檔編號】H03D7/14GK103684267SQ201310404755
【公開日】2014年3月26日 申請日期:2013年9月9日 優先權日:2012年9月11日
【發明者】邱威豪, 林昂生 申請人:聯發科技股份有限公司