功率放大器及其動作方法

功率放大器及其動作方法
【專利摘要】本發明在執行第一放大元件的單獨放大動作和第一及第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗。開關電路（SW1）對預定電平的功率模式信號（PM）作出響應，向放大元件（Q1、Q2）提供信號，Q1、Q2進行并行動作。SW1對其他電平的PM作出響應，向Q1提供信號，另一方面停止向Q2提供信號，Q1進行單獨動作。阻抗調整電路(Zadj)的一端與連接有Q1、Q2的輸出的連接節點相連接，Zadj的另一端與開關電路(SW2)的一端相連接，SW2的另一端與接地(GND)相連接。Zadj包含電抗元件(C2)，SW2對其他電平的PM作出響應，控制成斷開狀態，另一方面SW2對預定電平的PM作出響應，控制成導通狀態。
【專利說明】功率放大器及其動作方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及功率放大器及其動作方法，特別涉及對于在執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗而言有效的技術。
【背景技術】
[0002]在如移動電話等利用電池來進行動作的移動通信設備終端中，需要提高向基站發送RF發送信號的功率放大器的功率效率。為了使得對電池充一次電所能堅持的通話時間盡可能地長，需要降低功率放大器的功耗。
[0003]下述專利文獻I中記載了:將輸出晶體管的元件尺寸被優化為高功率的第一輸出級和輸出晶體管的元件尺寸被優化為低功率的第二輸出級并聯連接，在偏置控制電路為高功率時選擇第一輸出級，在低功率時選擇第二輸出級。第一輸出級和第二輸出級與單個輸出阻抗匹配電路相連接，該單個輸出阻抗匹配電路包含多個電容和多個電感。
[0004]下述非專利文獻I中記載了:在移動電話的功率放大器中，對希望輸出功率的變化作出響應，來調整導通狀態的鍺化硅(SiGe)的異質結雙極晶體管(HBT)的個數。通過將低損耗的MOS開關用于晶體管的基極，從而使SiGeHBT晶體管動態偏置，以使晶體管完全成為導通或者完全成為斷開。
[0005]下述非專利文獻2和下述非專利文獻3中記載了:在移動電話的功率放大器中，利用高輸出組和低輸出組這兩個組來構成SiGeHBT晶體管，高輸出組中晶體管被偏置到電源電壓Vcc，低輸出組中兩個晶體管串聯連接，被偏置到電源電壓的一半Vcc/2。不同的組之間的開關由HBT晶體管的基極的低損耗的MOS開關來控制。在功率放大器成為低輸出區域的情況下，高輸出組被切換至斷開，低輸出組被切換至導通。低輸出組中，由于偏置電壓降低，因此DC功耗顯著降低。高輸出組的HBT晶體管的基極和低輸出組的HBT晶體管的基極經由級間匹配電路和低損耗的MOS開關，利用驅動級的輸出信號來驅動。下述非專利文獻3中記載了:高輸出組的HBT晶體管的集電極與輸出匹配電路的輸入端子直接連接，低輸出組的兩個晶體管的集電極經由兩個電容與電感的一端相連接，電感的另一端與輸出匹配電路的輸入端子相連接，輸出匹配電路由多個電容和多個電感構成。
[0006]下述專利文獻2的圖12中記載了如下RF功率放大器:該RF功率放大器向第一放大元件的柵極直接提供輸入信號，向第二放大元件的柵極經由MEMS(微機電系統)開關提供輸入信號，第一放大元件的源極和第二放大元件的源極與接地電壓公共連接，第一放大元件的漏極和第二放大元件的漏極經由負載電感與電源電壓公共連接。
現有技術文獻 專利文獻
[0007]專利文獻1:美國專利第7157966號說明書 專利文獻2:日本專利特開2008 - 35487號公報 非專利文獻[0008]非專利文獻1:Junxiong Deng et al, “A High Average-Efficiency SiGe HBTPower Amplifier for WCDMA Handset Application” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVETHEORY AND TECHINIQUES, VOL.53, N0.2，FEBRUARY2005, PP.529-537.非專利文獻 2: Junxiong Deng et al, uA SiGe PA with Dual Dynamic Bias Controland Memoryless Digital Predistortion for WCDMA Handset Application，，2005IEEERadio Frequency Integrated Circuits Symposium, VOL.41, 12_14June2005, PP.247-250.非專利文獻 3: Junxiong Deng et al, uA SiGe PA with Dual Dynamic Bias Controland Memoryless Digital Predistortion for WCDMA Handset Application，，2006IEEEJOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.41, N0.5, MAY2006, PP.1210-1221.
【發明內容】

發明所要解決的技術問題
[0009]本發明人等在作出本發明之前，從事開發可搭載于下一代移動電話通信終端且能夠使得對電池充一次電所能堅持的通話時間盡可能地長的功率放大器。
[0010]為了能夠實現長時間的通話時間，如【背景技術】所說明的那樣，需要對輸出功率電平作出響應而使移動電話的功率放大器的輸出晶體管的元件尺寸或使用個數進行優化。即，通過在低輸出時將輸出晶體管的元件尺寸或使用個數設定成較小的值，另一方面在高輸出時將輸出晶體管的元件尺寸或使用個數設定成較大的值，從而能夠改善功率放大器的功率附加效率(PAE:Power Added Efficiency),能夠實現較長的通話時間。
[0011]在作出本發明之前，本發明人等通過研究明確了如下事實:雖然【背景技術】所說明的上述專利文獻1、上述非專利文獻1、上述非專利文獻2及上述非專利文獻3所記載的方式能夠進行上述的優化，但是由于使用了較大的元件尺寸或使用個數較多的輸出晶體管以及較小的元件尺寸或使用個數較少的輸出晶體管，因此存在半導體芯片所占面積較大，產品價格較高的問題。
[0012]【背景技術】所說明的上述專利文獻2的圖12中記載的方式也能夠進行上述的優化，利用第一放大元件的單獨放大動作來實現較小的元件尺寸或使用個數較少的輸出晶體管，利用第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作來實現較大的元件尺寸或使用個數較多的輸出晶體管。因而，該方式具有半導體芯片所占面積較小且產品價格較低的優點。
[0013]另一方面，在上述專利文獻2的圖12所記載的方式中，第一放大元件在單獨放大動作時的功率放大器的輸出阻抗為2?3Ω這一較大的值,而第一放大元件和第二放大元件在并行放大動作時的功率放大器的輸出阻抗為I?2Ω這一較小的值。而且在作出本發明之前，本發明人等通過研究時的負載拉移測定明確了如下事實:該方式中，在上述單獨放大動作時和上述并行放大動作時，不僅輸出阻抗發生變化，而且史密斯圓圖上的最高輸出功率的繪制圖和最小消耗電流的繪制圖也發生變化。所謂負載拉移測定，如在RF功率放大器的領域中眾所周知的那樣，是作為從輸出晶體管側觀察輸出功率等測定參數時的復數的負載函數來進行繪制的測定。
[0014]在上述的第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，需要相比于最小消耗電流更重視最高輸出功率來設定功率放大器的輸出阻抗，而在上述的第一放大元件的單獨放大動作時，需要相比于最高輸出功率更重視最小消耗電流來設定功率放大器的輸出阻抗。
[0015]然而，上述專利文獻2中未記載在上述的單獨放大動作時和上述的并行放大動作時，分別重視最小消耗電流和最高輸出功率來優化功率放大器的輸出阻抗的方法。
[0016]另一方面，在作出本發明之前，本發明人等通過研究明確了存在如下問題:上述非專利文獻1、上述非專利文獻2及上述非專利文獻3所記載的方式中與高輸出組和低輸出組的HBT晶體管的基極相連接的低損耗的MOS開關的個數較多，有4個，。
[0017]4個中的2個MOS開關將輸入信號提供給HBT晶體管的基極，而剩余的2個MOS開關具有將HBT晶體管的基極電荷向接地電壓放電的功能。然而，會向該4個晶體管提供功率放大器的較大電壓振幅的RF輸入信號。其理由在于，由于包含高輸出組和低輸出組的JlBT晶體管的功率放大電路構成功率放大器的最終放大級，因此最終放大級的輸入端子由初級放大級或中間放大級的RF放大信號驅動。這樣，在作出本發明之前，本發明人等通過研究明確了如下事實:由于該4個MOS晶體管需要較高的耐壓，因此4個MOS晶體管存在半導體芯片所占面積較大且產品價格也較高的問題。
[0018]本發明是本發明人等在作出本發明之前進行上述那樣的研究后得到的結果。
[0019]因而，本發明的目的在于，在執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗。
[0020]另外，本發明的其他目的在于，減小開關電路的半導體芯片所占面積，該開關電路執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作之間的切換。
[0021]根據本說明書的敘述及附圖，本發明的上述目的以及其它目的和新的特征會變得明確。
解決技術問題所采用的技術方案
[0022]若對本申請中披露的發明中的代表性的內容進行簡單說明，則如下所示。
[0023]S卩，本發明的代表性的實施方式中的功率放大器(I)包括:RF信號輸入端子(RF輸入:RF input)、第一放大元件(Ql)、第二放大元件(Q2)、負載元件(LI)、第一開關電路(SWl)、第二開關電路(SW2)、以及阻抗調整電路(Zadj)。
[0024]所述第一放大元件(Ql)的公共電極和所述第二放大元件(Q2)的公共電極與接地電壓(GND)相連接，所述第一放大元件(Ql)的輸出電極和所述第二放大元件(Q2)的輸出電極與所述負載元件(LI)相連接。
[0025]所述第一開關電路(SWl)對第一電壓電平(高電平“I”)的功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的輸入電極和所述第二放大元件(Q2)的輸入電極，從而所述第一放大元件(Ql)和所述第二放大元件(Q2)執行所述RF輸入信號的并行放大動作。
[0026]所述第一開關電路(SWl)對不同于所述第一電壓電平的第二電壓電平(低電平“0”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的所述RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的所述輸入電極，另一方面實質上停止向所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極提供所述RF輸入信號，從而所述第一放大元件(Ql)執行所述RF輸入信號的單獨放大動作。
[0027]所述阻抗調整電路(Zadj)的一端與連接有所述第一放大元件(Ql)的所述輸出電極和所述第二放大電路(Q2)的所述輸出電極的連接節點相連接，所述阻抗調整電路(Zadj)的另一端與所述第二開關電路(SW2)的一端相連接，所述第二開關電路(SW2)的另一端與所述接地電壓(GND)相連接。
[0028]所述阻抗調整電路(Zadj)包含連接在所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述另一端之間的電抗元件(C2)。
[0029]所述第二開關電路(SW2)對所述第二電壓電平(低電平“O”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成非導通狀態，另一方面，所述第二開關電路(SW2)對所述第一電壓電平(高電壓“I”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成導通狀態。(參照圖1)
發明效果
[0030]若對本申請所披露的發明中的代表性的內容所得到的效果進行簡單說明，則如下所示。
[0031]S卩，根據本發明，能夠在執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0032]圖1是表示本發明實施方式I的功率放大器I的結構的圖。
圖2是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的動作的圖。
圖3是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中所包含的阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2的動作的圖。
圖4是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj僅包含電容C2而不包含電感L2時的輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子上所得到的二次高次諧波分量和三次高次諧波分量的衰減特性的圖。
圖5是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj包含電容C2和電感L2時的輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子上所得到的二次高次諧波分量和三次高次諧波分量的衰減特性的圖。
圖6A是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj的其他結構的圖。
圖6B是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj的其他結構的圖。
圖6C是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj的其他結構的圖。
圖7是表示本發明實施方式2的功率放大器I的其他結構的圖。
圖8是表示內置有圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的高頻模塊I的結構的圖。
圖9是表示內置有圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I的高頻模塊I的結構的圖。【具體實施方式】
[0033]1.實施方式的概要
首先，對于本申請中披露的發明的代表性的實施方式進行簡要說明。對于代表性的實施方式的簡要說明中附加括號來進行參照的附圖的參照標號僅僅是對附加有該標號的構成要素的概念中包含的內容進行例示。
[0034][I]本發明的代表性的實施方式中的功率放大器(I)包括RF信號輸入端子(RF輸入:RF input)、第一放大元件(Ql)、第二放大元件(Q2)、負載元件(LI)、第一開關電路(SWl)、第二開關電路(SW2)、以及阻抗調整電路(Zadj)。
[0035]所述第一放大元件(Ql)的公共電極和所述第二放大元件(Q2)的公共電極與接地電壓(GND)相連接，所述第一放大元件(Ql)的輸出電極和所述第二放大元件(Q2)的輸出電極與所述負載元件(LI)相連接。
[0036]所述第一開關電路(SWl)對第一電壓電平(高電平“I”)的功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的輸入電極和所述第二放大元件(Q2)的輸入電極，從而所述第一放大元件(Ql)和所述第二放大元件(Q2)執行所述RF輸入信號的并行放大動作。
[0037]所述第一開關電路(SWl)對不同于所述第一電壓電平的第二電壓電平(低電平“0”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的所述RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的所述輸入電極，另一方面，實質上停止向所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極提供所述RF輸入信號，從而所述第一放大元件(Ql)執行所述RF輸入信號的單獨放大動作。
[0038]所述阻抗調整電路(Zadj)的一端與連接有所述第一放大元件(Ql)的所述輸出電極和所述第二放大電路(Q2)的所述輸出電極的連接節點相連接，所述阻抗調整電路(Zadj)的另一端與所述第二開關電路(SW2)的一端相連接，所述第二開關電路(SW2)的另一端與所述接地電壓(GND)相連接。
[0039]所述阻抗調整電路(Zadj)包含連接在所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述另一端之間的電抗元件(C2)。
[0040]所述第二開關電路(SW2)對所述第二電壓電平(低電平“0”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成非導通狀態，另一方面，所述第二開關電路(SW2)對所述第一電壓電平(高電壓“I”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成導通狀態(參照圖1)。
[0041]根據上述實施方式，能夠在執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗。
[0042]優選的實施方式中，其特征在于，連接在所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件是容性電抗(C2)(參照圖1)。
[0043]另一優選的實施方式中，其特征在于，連接在所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件包含與所述容性電抗(C2)串聯連接的感性電抗(L2)(參照圖1)。
[0044]又一另一優選的實施方式的功率放大器(I)的特征在于，還包括輸出匹配電路(MN_C)，該輸出匹配電路(MN_C)的輸入端子與所述第一放大元件(Ql)的所述輸出電極和所述第二放大元件(Q2)的所述輸出電極相連接，天線能與所述輸出匹配電路(MN_C)的輸出端子(RF輸出:RF output)相連接(參照圖1)。
[0045]更優選的實施方式中，所述第一開關電路(SWl)包含連接在所述第一放大元件(Ql)的所述輸入電極與所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極之間的第一開關元件(Q3)。
[0046]所述第一開關電路(SWl)的所述第一開關元件(Q3)對所述第一電壓電平的所述功率模式信號(PM)作出響應而導通，另一方面所述第一開關電路(SWl)的所述第一開關元件(Q3)對所述第二電壓電平的所述功率模式信號(PM)作出響應而成為非導通(參照圖1)。
[0047]另一更優選的實施方式中，其特征在于，所述第一開關電路(SWl)還包含連接在所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極與所述接地電壓(GND)之間的放電元件(R2)(參照圖1)。
[0048]又一另一更優選的實施方式中，所述第二開關電路(SW2)包含連接在所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間的第二開關元件(Q5)，所述第二開關元件(Q5)對所述第一電壓電平的所述功率模式信號(PM)作出響應而導通，另一方面所述第二開關元件(Q5)對所述第二電壓電平的所述功率模式信號(PM)作出響應而成為非導通(參照圖1)。
[0049]其他更優選的實施方式中，其特征在于，所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述輸出匹配電路(MN_C)的所述輸入端子相連接(參照圖1)。
[0050]又一其他更優選的實施方式中，其特征在于，所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述輸出匹配電路(MN_C)的所述輸出端子(RF輸出:RF output)相連接(參照圖7)。
[0051]具體的實施方式中，所述輸出匹配電路(MN_C)包含所述輸出匹配電路(MN_C)的所述輸入端子與所述輸出端子(RF輸出:RF output)之間的中間節點。
[0052]所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述輸出匹配電路(MN_C)的所述輸入端子和所述中間節點之間的連接節點相連接。
[0053]其他具體的實施方式中，所述輸出匹配電路(MN_C)包含所述輸出匹配電路(MN_C)的所述輸入端子與所述輸出端子(RF輸出:RF output)之間的中間節點。
[0054]所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述輸出匹配電路(MN_C)的所述中間節點和所述輸出端子(RF輸出:RF output)之間的其他連接節點相連接。
[0055]更具體的實施方式的功率放大器(I)還包括與所述第一放大元件(Ql)的所述輸入電極和所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極相連接的作為偏置元件的其他放大元件(Q4)。
[0056]所述其他放大元件(Q4)的公共電極與所述接地電壓(GND)相連接，其特征在于，所述其他放大兀件(Q4)的輸入電極和輸出電極與所述第一放大兀件(Ql)的所述輸入電極和所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極相連接(參照圖1)。
[0057]最為具體的實施方式中，其特征在于，所述第一放大元件(Ql)、所述第二放大元件(Q2)及所述其他放大元件(Q4)的各放大元件是MOS晶體管或雙極型晶體管。
[0058][2]本發明的其他觀點的代表性的實施方式是功率放大器(I)的動作方法，該功率放大器(I)包括RF信號輸入端子(RF輸入:RF input)、第一放大兀件(Ql)、第二放大元件(Q2)、負載元件(LI)、第一開關電路(SWl)、第二開關電路(SW2)、以及阻抗調整電路(Zadj)。
[0059]所述第一放大元件(Ql)的公共電極和所述第二放大元件(Q2)的公共電極與接地電壓(GND)相連接，所述第一放大元件(Ql)的輸出電極和所述第二放大元件(Q2)的輸出電極與所述負載元件(LI)相連接。
[0060]所述第一開關電路(SWl)對第一電壓電平(高電平“I”)的功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的輸入電極和所述第二放大元件(Q2)的輸入電極，從而所述第一放大元件(Ql)和所述第二放大元件(Q2)執行所述RF輸入信號的并行放大動作。
[0061]所述第一開關電路(SWl)對不同于所述第一電壓電平的第二電壓電平(低電平“0”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述RF信號輸入端子的所述RF輸入信號提供給所述第一放大元件(Ql)的所述輸入電極，另一方面實質上停止向所述第二放大元件(Q2)的所述輸入電極提供所述RF輸入信號，從而所述第一放大元件(Ql)執行所述RF輸入信號的單獨放大動作。
[0062]所述阻抗調整電路(Zadj)的一端與連接有所述第一放大元件(Ql)的所述輸出電極和所述第二放大電路(Q2)的所述輸出電極的連接節點相連接，所述阻抗調整電路(Zadj)的另一端與所述第二開關電路(SW2)的一端相連接，所述第二開關電路(SW2)的另一端與所述接地電壓(GND)相連接。
[0063]所述阻抗調整電路(Zadj)包含連接在所述阻抗調整電路(Zadj)的所述一端與所述另一端之間的電抗元件(C2)。
[0064]所述第二開關電路(SW2)對所述第二電壓電平(低電平“0”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成非導通狀態，另一方面所述第二開關電路(SW2)對所述第一電壓電平(高電壓“I”)的所述功率模式信號(PM)作出響應，將所述第二開關電路(SW2)的所述一端與所述另一端之間控制成導通狀態(參照圖1)。
[0065]根據上述實施方式，能夠在執行第一放大元件的單獨放大動作以及第一放大元件和第二放大元件的并行放大動作時，優化功率放大器的輸出阻抗。
[0066]2.實施方式的詳細內容
接下來，對于實施方式進行更詳細的說明。此外，對用于實施發明的最佳方式進行說明用的所有附圖中，對于與上述附圖具有相同功能的部件附加相同的標號，并省略其重復說明。
[0067][實施方式I]
《功率放大器的結構》
圖1是表示本發明實施方式I的功率放大器I的結構的圖。
[0068]圖1所示的功率放大器I具體而言作為能搭載于可利用電池進行動作的移動電話通信終端上的高頻模塊I來構成。高頻模塊I由硅半導體集成電路的半導體芯片IC和多層布線基板PCB構成。硅半導體集成電路的半導體芯片IC中，集成有通過CMOS半導體制造工藝微細化后的N溝道和P溝道的MOS晶體管、電阻。多層布線基板PCB中包含表面安裝型的電容和電感；以及由帶狀線所形成的電感；以及由寄生電感所形成的電感，該寄生電感由多層層間連接布線形成。
[0069]《功率放大部》
半導體芯片IC中形成有功率放大器I的功率放大部(PA) 10，功率放大部(PA) 10包含N溝道MOS晶體管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5 ;運算放大器OPA ;電阻Rl、R2 ;以及電容Cl。
[0070]晶體管Ql和晶體管Q2分別起到第一放大元件和第二放大元件的作用，晶體管Ql的源極和晶體管Q2的源極與接地電壓GND相連接。具體而言，形成于半導體芯片IC的主表面的晶體管Ql的源極和晶體管Q2的源極隔著形成于半導體芯片IC的內部的通孔導電層，與形成于半導體芯片IC的背面的背面接地電極相連接。半導體芯片IC的背面接地電極隔著形成于多層布線基板PCB的內部的通孔導電層，與移動電話通信終端的母板的接地布線相連接。其結果是，晶體管Ql、Q2作為源極接地放大元件執行電氣上穩定且熱穩定的放大動作。
[0071]第一開關電路SWl的晶體管Q3的漏極?源極電流路徑連接在晶體管Ql、Q2的兩個柵極之間，向晶體管Q3的柵極提供功率模式信號PM。由于晶體管Q3對高電平“I”的功率模式信號PM作出響應而成為導通狀態，因此RF輸入信號RF input經由電容Cl施加到晶體管Ql、Q2的兩個柵極。其結果是，在功率模式信號PM為高電平“I”的情況下，起到第一放大元件和第二放大元件的作用的晶體管Ql和晶體管Q2執行RF輸入信號RF input的并行放大動作。另一方面，在功率模式信號PM為低電平“0”的情況下，由于晶體管Q3成為斷開狀態，因此RF輸入信號RF input經由電容Cl僅施加到晶體管Ql的柵極，晶體管Q2的柵極電位經由第一開關電路SWl的電阻R2設定為接地電壓GND。其結果是，在功率模式信號PM為低電平“0”的情況下，起到第一放大元件的作用的晶體管Ql執行RF輸入信號RFinput的單獨放大動 作。這里，RF輸入信號RF input可由搭載于移動電話終端的RF信號處理半導體集成電路(RFIC)的發送信號處理單元來生成，功率模式信號PM可由搭載于移動電話終端的RF信號處理半導體集成電路(RFIC)和基帶處理器中的任一個來生成。
[0072]晶體管Q4的柵極和漏極公共連接，而且與運算放大器OPA的非反轉輸入端子相連接，運算放大器OPA的反轉輸入端子和輸出端子公共連接，而且經由電阻Rl與晶體管Ql的柵極相連接。通過向晶體管Q4的漏極?源極電流路徑提供偏置電流Bias，從而在柵極?源極之間產生偏置電壓。晶體管Q4的柵極?源極間偏置電壓可經由作為電壓跟隨器進行動作的運算放大器OPA施加到晶體管Q1、Q2的兩個柵極。因而，晶體管Q4和晶體管Q1、Q2經由作為電壓跟隨器進行動作的運算放大器0PA，連接成電流鏡像電路形式。其結果是，即使是半導體芯片IC的制造工藝變動、溫度變動、電源電壓變動，晶體管Q1、Q2也可執行穩定的放大動作。此外，連接在晶體管Ql的柵極與運算放大器OPA的輸出端子之間的電阻Rl具有使流入運算放大器OPA的輸出端子的RF輸入信號RF input的信號分量進行衰減的功能。
[0073]晶體管Ql的漏極和晶體管Q2的漏極公共連接，而且與接合引線BWl的一端相連接。
[0074]半導體芯片IC中形成有第二開關電路SW2，該第二開關電路SW2包含向柵極提供有功率模式信號PM的晶體管Q5、以及一端與晶體管Q5的漏極相連接且向另一端提供有電源電壓VDD的電阻R3。關于該第二開關電路SW2的功能和動作，在后面進行詳細說明。
[0075]《輸出匹配部》多層布線基板PCB上形成有功率放大器I的輸出匹配部(MN) 20，輸出匹配部(MN) 20包含電感L1、電容C3、輸出匹配電路MN_C、以及阻抗調整電路Zadj。
[0076]電感LI的一端與電源電壓VDD相連接，電感LI的另一端與接合引線BWl的另一端相連接。因而，電感LI實際上不包含在輸出匹配部(MN) 20中，起到晶體管Ql和晶體管Q2的公共漏極負載元件的作用。
[0077]電容C3的一端與電源電壓VDD和電感LI的一端相連接，電容C3的另一端與接地電壓GND相連接。因而，電容C3實際上不包含在輸出匹配部(MN) 20中，具有使流入晶體管Ql和晶體管Q2的漏極的電源脈動分量進行衰減的功能。
[0078]輸出匹配電路MN_C具有對功率放大部(PA) 10的晶體管Q1、Q2的公共漏極上的幾^左右的較低的輸出阻抗和移動電話通信終端的發送天線的50 Q的較高的阻抗進行匹配的功能。移動電話通信終端的發送天線經由未圖示的天線開關等與輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RF output相連接。
[0079]因而，輸出匹配電路MN_C&含串聯連接在晶體管Ql、Q2的公共漏極與RF輸出信號端子RF output之間的多個電感LMNl、LMN3、LMN5、LMN7以及電容CMN4。而且，輸出匹配電路MN_C還包含串聯連接在第一中間節點與接地電壓GND之間的電容CMNl和電感LMN2，且包含串聯連接在第二中間節點與接地電壓GND之間的電容CMN2和電感LMN4，且包含串聯連接在第三中間節點與接地電壓GND之間的電容CMN3和電感LMN6。
[0080]阻抗調整電路Zadj根據本發明的實施方式而特別地追加到功率放大器I中。即，是考慮了作為第一放大元件的晶體管Ql在單獨放大動作時的功率放大器I的輸出阻抗成為2~3Q這一較大的值，而作為第一放大元件和第二放大元件的晶體管Ql、Q2在并行放大動作時的功率放大器的輸出阻抗成為I~2Q這一較小的值之后，將阻抗調整電路Zadj追加到功率放大器I中。而且，是考慮了在該單獨放大動作時以及該并行放大動作時，不僅輸出阻抗發生變化，而且史密斯圓圖上的最高輸出功率的繪制圖和最小消耗電流的繪制圖也發生變化之后，將阻抗調整電路Zadj追加到功率放大器I中。
`[0081]另外，阻抗調整電路Zadj連接在功率放大部(PA) 10的晶體管Ql、Q2的公共漏極與第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極之間。即，阻抗調整電路Zadj包含電容C2和電感L2，電容C2的一端與晶體管Ql、Q2的公共漏極相連接，電容C2的另一端與電感L2的一端相連接，電感L2的另一端經由接合引線BW2與第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極相連接。
[0082]因而，形成于半導體芯片IC的第二開關電路SW2的晶體管Q5對高電平“I”的功率模式信號PM作出響應，在晶體管Ql、Q2執行RF輸入信號RF input的并行放大動作時，對高電平“ I ”的功率模式信號PM作出響應而控制成導通狀態。其結果是，通過將第二開關電路SW2的晶體管Q5控制成導通狀態，從而阻抗調整電路Zadj被控制成激活狀態。
[0083]與此不同的是，形成于半導體芯片IC的第二開關電路SW2的晶體管Q5對低電平“0”的功率模式信號PM作出響應，在晶體管Ql執行RF輸入信號RF input的單獨放大動作時，對低電平“0”的功率模式信號PM作出響應而控制成斷開狀態。其結果是，通過將第二開關電路SW2的晶體管Q5控制成斷開狀態，從而阻抗調整電路Zadj被控制成非激活狀態。
[0084]《最高輸出功率和最小消耗電流》
圖2是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的動作的圖。[0085]S卩，圖2是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的晶體管Ql、Q2的并行放大動作的執行期間中史密斯圓圖上的最高輸出功率MaX_Pout的繪制圖和根據輸出功率和消耗電流計算出的最大效率Max_Eff的繪制圖的圖。
[0086]首先，圖2所示的史密斯圓圖包含將阻抗的實數部即電阻的電阻值為零(0)和無限大(⑴)連接的直線、電阻為零的電阻圓、電阻為0.5(25 Q)的電阻圓、以及電阻為1.0(50Q)的電阻圓。而且，圖2所示的史密斯圓圖包含阻抗的虛數部即電抗為0.5的電抗圓弧、電抗為1.0的電抗圓弧、電抗為2.0的電抗圓弧、電抗為-0.5的電抗圓弧、電抗為-1.0的電抗圓弧、以及電抗為-2.0的電抗圓弧。
[0087]圖2的左下示出圖2所示的較大的史密斯圓圖的左邊電阻的電阻值為零(0)附近的放大圖像。最大效率Max_Eff的繪制圖成為包含多個同一效率即等效率線的同心圓。在最大效率Max_Eff的繪制圖即同心圓的大致中心，實現最大效率Max_Eff。最高輸出功率Max_Pout的繪制圖成為包含多個同一輸出功率即等輸出功率線的同心圓。在最高輸出功率Max_Pout的繪制圖即同心圓的大致中心,實現最高輸出功率Max_Pout。
[0088]圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的晶體管Ql的單獨放大動作的執行期間中的史密斯圓圖也與圖2所示的史密斯圓圖大致相同。然而，在晶體管Ql的單獨放大動作的執行期間中的史密斯圓圖中，最大效率Max_Eff的同心圓的位置和最高輸出功率Max_Pout的同心圓的位置相比于圖2所示的史密斯圓圖的情況，分別朝右側的0.5(25Q)的電阻圓方向有所移動。
[0089]若假定圖2的左下所示的放大圖示出晶體管Ql的單獨放大動作的執行期間中的動作，則將該輸出阻抗Zout_s的值設定成2?3 Q這一較大的值，以使得晶體管Ql的單獨放大動作的執行期間中的功率放大器I的輸出阻抗Zout_s位于該放大圖所示的最大效率Max_Eff的同心圓的大致中心的方式。因而，在晶體管Ql的單獨放大動作的執行期間中，能夠設定相比于最高輸出功率Max_Pout更重視最大效率Max_Eff的功率放大器I的輸出阻抗。
[0090]另一方面，圖2的左下所示的放大圖實際上是功率放大器I的晶體管Ql、Q2的并行放大動作的執行期間中的史密斯圓圖的放大圖。然而，應理解為功率放大器I的晶體管Q1、Q2的并行放大動作的執行期間中的功率放大器I的輸出阻抗Zout_p (被設定成I?2 Q的電阻值)不位于圖2的放大圖所示的最高輸出功率MaX_Pout的同心圓的大致中心。SP，最高輸出功率Max_Pout的同心圓的大致中心相比于并行放大動作的執行期間中的功率放大器I的I?2Q的電阻值的輸出阻抗Zout_p，朝電阻值為零(0)的方向有所偏移。于是，在功率放大器I的晶體管Ql、Q2的并行放大動作的執行期間中，不能設定相比于最大效率Max_Eff更重視最高輸出功率Max_Pout的功率放大器I的輸出阻抗。
[0091]因此，本發明實施方式I的功率放大器I中追加的阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2具有特別重要的功能和動作。
[0092]圖3是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中所包含的阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2的動作的圖。
[0093]S卩，圖3是表示利用圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的晶體管Q1、Q2的并行放大動作的執行期間中的阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2的動作、使調整輸出阻抗Zout_p_adj朝最高輸出功率Max_Pout的同心圓的大致中心移動的情況的圖。[0094]圖3的左下也示出圖3所示的較大的史密斯圓圖的左邊電阻的電阻值為零(0)附近的放大圖像
[0095]即使是功率放大器I對高電平“I”的功率模式信號PM作出響應而開始執行晶體管Ql、Q2的并行放大動作，若第二開關電路SW2的晶體管Q5成為斷開狀態，則阻抗調整電路Zadj也被控制成非激活狀態。該阻抗調整電路Zadj為非激活狀態時的晶體管Q1、Q2的并行放大動作的執行期間中的功率放大器I的輸出阻抗Zout_p成為I~2Q的較大的電阻值。于是，不能使該輸出阻抗Zout_p位于圖2的放大圖所示的最高輸出功率Max_Pout的同心圓的大致中心。
[0096]與此不同的是，根據圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器1，在功率放大器I對高電平“I”的功率模式信號PM作出響應而開始執行晶體管Ql、Q2的并行放大動作的大致同時，第二開關電路SW2的晶體管Q5成為導通狀態，阻抗調整電路Zadj被控制成激活狀態。因而，利用阻抗調整電路Zadj中所包含的電容C2的功能，功率放大器I的輸出阻抗從最初的輸出阻抗Zout_p朝調整輸出阻抗Zout_p_adj變化。
[0097]即，利用阻抗調整電路Zadj的電容C2的功能，晶體管Q1、Q2的并行放大動作的執行期間中的功率放大器I的輸出阻抗以最初的值Zout_p為起始在等電導圓的圓弧上朝順時針方向移動。此時的移動量為與電容C2的導納j?C2相對應的《C2的大小。此外，《為角頻率。
[0098]因而，將移動量《C2的大小設定成，使得作為移動目的地的輸出阻抗的調整輸出阻抗Zout_p_adj位于圖2所示的最高輸出功率Max_Pout的同心圓的大致中心。
[0099]如上所述，根據圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器1，能夠在功率放大器I的晶體管Ql、Q2的并行放大動作的執行期間中，設定相比于最大效率Max_Eff更重視最高輸出功率Max_Pout的功率放大器I的輸出阻抗。
`[0100]因而，根據圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器1，能夠實現在執行晶體管Ql的單獨放大動作和晶體管Q1、Q2的并行放大動作時、優化功率放大器I的輸出阻抗這一最初的目的。
[0101]而且，根據圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器1，對晶體管Ql的單獨放大動作和晶體管QUQ2的并行放大動作進行切換的第一開關電路SWl由晶體管Q3和電阻R2這兩個元件來實現。因而，能夠實現將切換單獨放大動作和并行放大動作的開關電路在芯片上所占面積減小這一最初的其他目的。
[0102]若對圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中的晶體管Ql的單獨放大動作和晶體管Ql、Q2的并行放大動作之間的切換動作進行更準確的說明，則如下所示。
[0103]即，若從晶體管Ql的單獨放大動作向晶體管Ql、Q2的并行放大動作進行動作切換，則包含多個等輸出功率線的最大輸出功率Max_Pout的繪制圖和包含多個等效率線的最大效率Max_Eff的繪制圖在圖2所示的史密斯圓圖中朝左下方向偏移。因而，若向晶體管Ql、Q2的并行放大動作進行動作切換，則第二開關電路SW2的晶體管Q5成為導通狀態，阻抗調整電路Zadj被控制成激活狀態。
[0104]其結果是，利用阻抗調整電路Zadj的電容C2的功能，晶體管Q1、Q2的并行放大動作的執行期間中的功率放大器I的輸出阻抗以最初的值Zout_p為起始在等電導圓的圓弧上朝順時針方向移動大小為《C2的移動量。因而，利用阻抗調整電路Zadj的電容C2的功能調整后的功率放大器I的調整輸出阻抗Zout_p_adj位于最大效率Max_EfT的點與最高輸出功率Max_Pout的點的大致中間的點。其結果是，根據圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器1，能夠實現功率效率與輸出功率相平衡的合適的RF功率放大特性。
[0105]《高次諧波分量的抑制》
然而，在本發明完全完成之前的中途的設計階段中，阻抗調整電路Zadj僅包含電容C2，而不包含電感L2。
[0106]這樣，本發明人等通過研究明確了如下問題:在阻抗調整電路Zadj僅包含電容C2而不包含電感L2的情況下，功率放大器I的輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RFoutput上所得到的RF輸出信號中不僅包含基波分量而且還包含高電平的二次高次諧波分量和三次高次諧波分量。
[0107]圖4是表示圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj僅包含電容C2而不包含電感L2時的輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子上所得到的二次高次諧波分量和三次高次諧波分量的衰減特性的圖。
[0108]圖4的縱軸表示從輸出匹配電路MN_C的輸入端子到輸出端子之間的衰減量，而圖4的橫軸表示頻率。
[0109]圖4的基波分量(IHD)表示GSM(注冊商標)850的發送頻率824?849MHz和GSM900的發送頻率880?915MHz，圖4的二次高次諧波分量(2HD)表示GSM850的發送頻率的2倍的1648?1698MHz和GSM900的發送頻率的2倍的1760?1830MHz，圖4的三次高次諧波分量(3HD)表示GSM850的發送頻率的3倍的2472?2547MHz和GSM900的發送頻率的3倍的2640?2745MHz。本發明人等通過研究明確了如下問題:目標規格中，二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)的衰減量為一 40dB以下，但是在圖4的虛線所示的低功率模式(即，功率模式信號PM為低電平“0”，晶體管Ql的單獨放大動作)的情況下衰減量無法實現目標規格的一 40dB以下。
[0110]由于DCS1800的發送頻率為1710?1785MHz，PCS1900的發送頻率為1850?1910MHz,因此能夠理解與GSM900的發送頻率的2倍的1760?1830MHz相對應的二次高次諧波分量(2HD)成為對于DCS1800的發送頻率1710?1785MHz的干擾電波。此外，GSM是Global System for Mobile Communication (全球移動通信系統)的簡稱,DCS 是 DigitalCellar System(數字蜂窩系統)的簡稱，PCS 是 Personal Communication System(個人通信系統)的簡稱。圖4的虛線所示的低功率模式的情況下衰減量最差的是在三次高次諧波分量(3HD)附近，雖然該附近的高次諧波不會成為對于DCS1800的發送頻率1710?1785MHz的干擾電波或對于PCS1900的發送頻率1850?1910MHz的干擾電波，但可能會成為其他通信系統的干擾電波。
[0111]另外，圖4的實線表示高功率模式(S卩，功率模式信號PM為高電平“1”，晶體管Q1、Q2的并行放大動作)的衰減特性。應理解為該實線所示的二次高次諧波分量(2HD)和三次聞次諧波分量(3HD)的裳減量實現了目標規格的一 40dB以下。
[0112]本發明人等通過研究圖4的虛線所示的低功率模式中的高次諧波的衰減量無法實現目標規格的一 40dB的原因，得到如下結論。
[0113]該結論為:在低功率模式中，根據低電平“0”的功率模式信號PM，連接在阻抗調整電路Zadj與接地電壓GND之間的第二開關電路SW2的晶體管Q5被控制成斷開狀態，該斷開狀態的晶體管Q5會產生成為低功率模式中的高次諧波的原因的波形失真。即，由于在與負載元件的電感LI相連接的晶體管Q1、Q2的公共漏極中生成了較大的電壓振幅的RF輸出信號，因此該大振幅的RF輸出信號會經由阻抗調整電路Zadj的電容C2施加到第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極。
[0114]本發明人等通過研究明確了如下事實:在大振幅的RF輸出信號的負半周期的期間中，晶體管Q5的漏極信號波形被鉗位在預定的負電壓，在該鉗位時會產生高電平的高次諧波。其原因推測如下。
[0115]該原因為:由于N溝道MOS晶體管即晶體管Q5的P型阱區(P型襯底)與N型源區以及接地電壓GND相連接，因此向晶體管Q5的N型漏區施加負電壓，則P型阱區和N型漏區中形成的寄生二極管成為導通狀態，從而產生負電壓的電壓鉗位。
[0116]因而，圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中，利用連接在第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極與正的電源電壓VDD之間的電阻R3所帶來的施加正電壓的功能，可減小因晶體管Q5的寄生二極管所引起的負電壓的電壓鉗位效應。
[0117]然而，即使追加第二開關電路SW2的電阻R3也無法完全防止因晶體管Q5的寄生二極管所引起的負電壓的電壓鉗位，從而無法防止第二開關電路SW2的晶體管Q5被控制成斷開狀態時的圖4的虛線所示的低功率模式中的高次諧波的產生。
[0118]因此，本發明實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj中與電容C2串聯連接的電感L2具有特別重要的功能和動作。例如，電容C2的電容值和電感L2的電感值被設定成，使得電容C2和電感L2的串聯諧振頻率成為基波分量(IHD)與二次高次諧波分量(2HD)的大致中間的頻率。
[0119]圖5是表示圖1所示的本發明的實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj包含電容C2和電感L2時的輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子上所得到的二次高次諧波分量和三次高次諧波分量的衰減特性的圖。
[0120]由圖5可知，不管是實線所示的高功率模式還是虛線所示的低功率模式，二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)的高次諧波的衰減量都實現了目標規格的一40dB以下。其原因推測如下。
[0121]該原因推測為是:通過向阻抗調整電路Zadj追加電感L2，從而輸出匹配電路MN_C和阻抗調整電路Zadj和包含第二開關電路SW2的輸出匹配部(MN) 20的低通濾波器特性的性能指數(Quality factor)有所提高。
[0122]實際上，由圖5可知，基波分量(IHD)上的衰減量被設定得較小，而二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)的高次諧波上實現了目標規格的一 40dB以下的較大的衰減量。
[0123]《其他阻抗調整電路》
圖6A?圖6C是表示圖1所示的本發明的實施方式I的功率放大器I的阻抗調整電路Zadj的其他結構的圖。
[0124]圖6A所示的阻抗調整電路Zadj是使圖1所示的阻抗調整電路Zadj中串聯連接的電容C2和電感L2的連接順序反轉后的電路。
[0125]圖6B所示的阻抗調整電路Zadj是將電容和電感的兩個串聯連接進行并聯連接而構成的電路。S卩，圖6B所示的阻抗調整電路Zadj通過將電容C21和電感L21的第一串聯連接與電容C22和電感L22的第二串聯連接進行并聯連接而構成。
[0126]圖6C所示的阻抗調整電路Zadj是將電容和電感的三個及其以上的串聯連接進行并聯連接而構成的電路。即，圖6C所示的阻抗調整電路Zadj通過將電容C21和電感L21的第一串聯連接與電容C22和電感L22的第二串聯連接的并聯連接、與電容C2M和電感L2M的第M串聯連接進行并聯連接而構成。
[0127]《高頻模塊》
圖8是表示內置有圖1所示的本發明的實施方式I的功率放大器I的高頻模塊I的結構的圖。
[0128]圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I內置有雙頻帶高頻功率放大器HPA和前端模塊FEM。
[0129]相比于與后面將詳細說明的圖9所示的本發明實施方式2的高頻模塊I中內置的雙頻帶高頻功率放大器HPA進行外部連接的前端模塊FEM，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的前端模塊FEM中不包含圖9所示的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L。圖9所示的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L的功能是以盡可能小的衰減量來輸出RF發送輸出信號中包含的基波分量(IHD)，而以盡可能大的衰減量來抑制二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)等高次諧波。
[0130]因而，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的第一輸出匹配部(MN) 20H和第二輸出匹配部(MN) 20L具有輸出阻抗匹配的功能以及圖9的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L的高次諧波抑制的功能。
[0131]另一方面，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I的雙頻帶高頻功率放大器HPA包含第一功率放大部(PA) 10H、第一輸出匹配部(MN) 20H、第二功率放大部(PA)IOL、第二輸出匹配部(MN)20L、第一功率耦合器30H、第二功率耦合器30L、以及控制部40。向第一功率放大部(PA) IOH的第一 RF信號輸入端子提供發送頻率為1710~1785MHz的DCS1800以及發送頻率為1850~1910MHz的PCS1900的高頻帶的第一 RF發送輸入信號Pin_HB。向第二功率放大部(PA) IOL的第二 RF信號輸入端子提供發送頻率為824~849MHz的GSM850以及發送頻率為880~915MHz的GSM900的低頻帶的第二 RF發送輸入信號Pin_LB。高頻帶的第一 RF發送輸入信號PinJffi和低頻帶的第二 RF發送輸入信號Pin_LB由搭載于移動電話終端的RF信號處理半導體集成電路(RFIC)的發送信號處理單元提供。通過從RF信號處理半導體集成電路(RFIC)向控制部40提供用于自動功率控制的斜坡電壓Vramp和來自第一功率耦合器30H或第二功率耦合器30L的功率檢測電壓Vdet，從而生成自動功率控制電壓Vapc并提供給第一功率放大部(PA) IOH和第二功率放大部(PA) IOL0利用自動功率控制電壓Vapc來控制第一功率放大部(PA) IOH和第二功率放大部(PA) IOL的放大增益，以使得利用自動功率控制使功率檢測電壓Vdet的電壓電平與目標的斜坡電壓Vramp的電壓電平相一致。具體而言，圖1所示的功率放大部(PA) 10中流過晶體管Q4的漏極?源極電流路徑的偏置電流Bias對自動功率控制電壓Vapc的變化作出響應而發生變化，從而執行用于自動功率控制的放大增益的控制。因而，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I的雙頻帶高頻功率放大器HPA中包含的第一功率放大部(PA) IOH和第二功率放大部(PA) IOL分別由圖1所示的功率放大部(PA)IO的電路結構來構成。
[0132]圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I的雙頻帶高頻功率放大器HPA的第一功率放大部(PA) IOH的輸出所生成的第一 RF發送輸出信號經由第一輸出匹配部(MN)20H和第一功率耦合器30H提供給前端模塊FEM的天線開關(ANT_SW) 50的一個輸入端子。而且，雙頻帶高頻功率放大器HPA的第二功率放大部(PA) IOL的輸出所生成的第二 RF發送輸出信號經由第二輸出匹配部(MN) 20L和第二功率耦合器30L提供給前端模塊FEM的天線開關(ANT_SW)50的另一個輸入端子。
[0133]如上所述，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的前端模塊FEM中不包含圖9所示的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L。因而，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的第一輸出匹配部(MN) 20H和第二輸出匹配部(MN)20L需要具有輸出阻抗匹配的功能以及圖9的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF)70L的高次諧波抑制的功能。因此，圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的第一輸出匹配部(MN) 20H和第二輸出匹配部(MN)20L分別由圖1所示的輸出匹配部(MN) 20的電路結構來構成。其結果是，如圖5所說明的那樣，基波分量(IHD)的衰減量被設定得較小，而二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)等高次諧波中能夠實現較大的衰減量。
[0134][實施方式2]
《功率放大器的其他結構》
圖7是表示本發明實施方式2的功率放大器I的其他結構的圖。
[0135]圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I與圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I的不同點如下。
[0136]S卩，圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I中，阻抗調整電路Zadj的連接部位與圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I不同。圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中，阻抗調整電路Zadj連接在功率放大部(PA) 10的晶體管Ql、Q2的公共漏極即輸出匹配電路MN_C的輸入端子與第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極之間。
[0137]與此不同的是，圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I中，阻抗調整電路Zadj連接在輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RF output與第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極之間。關于其他電路連接，兩者之間并無區別。
[0138]不管是圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I還是圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器1，輸出匹配電路MN_C中的RF信號振幅都以如下順序發生變化。SP，相比于功率放大部(PA)IO的晶體管Ql、Q2的公共漏極即輸出匹配電路MN_C的輸入端子的RF信號電壓振幅，電感LMNl與電感LMN3的公共連接點的第一中間節點的RF信號電壓振幅更大。而且,相比于電感LMNl與電感LMN3的公共連接點的第一中間節點的RF信號電壓振幅，電感LMN3與電感LMN5的公共連接點的第二中間節點的RF信號電壓振幅更大。而且，相比于電感LMN3與電感LMN5的公共連接點的第二中間節點的RF信號電壓振幅，電感LMN5與電感LMN7的公共連接點的第三中間節點的RF信號電壓振幅更大。而且，相比于電感LMN5與電感LMN7的公共連接點的第三中間節點的RF信號電壓振幅，輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RF output的RF信號電壓振幅更大。
[0139]其理由在于，輸出匹配電路MN_C具有對功率放大部(PA) 10的晶體管Ql、Q2的公共漏極上的幾Q左右這樣的較低的輸出阻抗和移動電話通信終端的發送天線的50 Q這樣的較高的阻抗進行匹配的功能。即，阻抗以輸出匹配電路MN_C的輸入端子、第一中間節點、第二中間節點、第三中間節點、及RF輸出信號端子RF output的順序，逐漸從幾Q增加到50 Q。
[0140]因而，圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中，向第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極施加有功率放大部(PA) 10的晶體管Q1、Q2的公共漏極即輸出匹配電路MN_C的輸入端子的最小RF信號電壓振幅。由于施加該最小RF信號電壓振幅，使得在圖1所示的本發明實施方式I中，能抑制斷開時的晶體管Q5所產生的高次諧波分量。
[0141]與此不同的是，在圖7所示的本發明實施方式2中，向第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極施加輸出匹配電路MN_C的最大RF信號電壓振幅。由于施加該最大RF信號電壓振幅，使得存在如下缺點:圖7所示的本發明實施方式2的斷開時的晶體管Q5所產生的高次諧波分量比圖1所示的本發明實施方式I的斷開時的晶體管Q5所產生的高次諧波分量要大。
[0142]然而，該缺點可通過與圖9所示的本發明實施方式2的高頻模塊I中內置的雙頻帶高頻功率放大器HPA進行外部連接的前端模塊FEM容易地消除。
[0143]圖9是表示內置有圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I的高頻模塊I的結構的圖。
[0144]與圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I中內置的前端模塊FEM相比，圖9所示的前端模塊FEM中追加有低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L。圖9所示的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L的功能是以盡可能小的衰減量來輸出RF發送輸出信號中包含的基波分量(IHD)，而以盡可能大的衰減量來抑制二次高次諧波分量(2HD)和三次高次諧波分量(3HD)等高次諧波。
[0145]由于上述理由，圖7所示的本發明實施方式2的斷開時的晶體管5所產生的高次諧波的缺點可由圖9所示的前端模塊FEM容易地消除。
[0146]另一方面，圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I中，阻抗也以輸出匹配電路MN_C的輸入端子、第一中間節點、第二中間節點、第三中間節點、RF輸出信號端子RFoutput的順序,逐漸從幾Q增加到50 Q。
[0147]本發明人等通過研究確認了:作為阻抗調整電路Zadj的連接部位，如圖7所示將阻抗調整電路Zadj連接在輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RF output與第二開關電路SW2的晶體管Q5的漏極之間時，相比于圖1的情況功率損耗更小。
[0148]S卩，高功率模式中，晶體管Ql、Q2對高電平“I”的功率模式信號PM作出響應而執行RF輸入信號RF input的并行放大動作時，第二開關電路SW2的晶體管Q5對高電平“ I”的功率模式信號PM作出響應而被控制成導通狀態。其結果是，通過將第二開關電路SW2的晶體管Q5控制成導通狀態，從而阻抗調整電路Zadj被控制成激活狀態，會在阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2中流過電流，產生功率損耗。
[0149]本發明人等通過研究確認了:圖7的情況相比于圖1的情況，阻抗調整電路Zadj的連接部位的輸出匹配電路MN_C的阻抗更高，因此關于高功率模式的阻抗調整電路Zadj和第二開關電路SW2的功率損耗，圖7的情況比圖1的情況更小。因而，圖7的情況相比于圖1的情況，能夠降低消耗電流和功耗。
[0150]因而，存在高次諧波的產生量較大的缺點但具有高功率模式的功率損耗、消耗電流和功耗較小的特性的圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I如圖9所示，追加有具有高次諧波衰減功能的低通濾波器(LPF) 70H、低通濾波器(LPF) 70L并與前端模塊FEM組合來進行使用。
[0151]此外，在最開頭沒有說明，對于功率放大部(PA) 10中包含的N溝道MOS晶體管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5，使用被稱為LD型的適合于高頻放大和高輸出放大的MOS晶體管。此外，LD是橫向擴散(Laterally Diffused)的簡稱。
[0152]以上，基于各種實施方式對本發明人所完成的發明進行了具體的說明，但本發明并不限于上述實施方式，不言而喻的，只要在不脫離其要點的范圍內當然能進行各種變更。
[0153]例如，在圖8所示的本發明實施方式I的高頻模塊I的雙頻帶高頻功率放大器HPA中，用于檢測功率的第一功率耦合器30H和第二功率耦合器30L使用了定向耦合器(Directional Coupler)。作為除此以外的功率檢測方法,也可采用電流感測型功率檢測方法。電流感測型功率檢測方法如下:將元件尺寸較小的檢測晶體管與功率放大器的輸出晶體管并聯連接，通過使與輸出晶體管的AC ? DC動作電流成比例的較小的檢測C ? DC動作電流流過檢測晶體管，從而檢測出功率。 [0154]另外，例如，圖1所示的本發明實施方式I的功率放大器I中，也可改變連接部位使得并非是將阻抗調整電路Zadj與晶體管Q1、Q2的公共漏極相連接，而是與輸出匹配電路MN_C的電感LMN1、LMN3的公共連接點的第一中間節點相連接。
[0155]而且，例如，圖7所示的本發明實施方式2的功率放大器I中，也可改變連接部位使得并非是將阻抗調整電路Zadj與輸出匹配電路MN_C的RF輸出信號端子RF output相連接，而是與輸出匹配電路MN_C的電感LMN5、LMN7的公共連接點的第三中間節點相連接。
[0156]而且，功率放大部(PA)IO中包含的晶體管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5除了 LD型N溝道MOS晶體管以外，也可使用MESFET或HEMT的N溝道場效應晶體管，該MESFET或HEMT的N溝道場效應晶體管使用了異質結雙極晶體管(HBT)、GaAS或InP等化合物半導體。
標號說明
[0157]I…高頻模塊、功率放大器 10…功率放大部(PA)
20…輸出匹配部(MN)
IC…半導體芯片 PCB…多層布線基板 Ql~Q5…晶體管 OPA…運算放大器 SWl…第一開關 SW2…第二開關 PM…功率模式信號 Rl~R3…電阻 Cl~C3…電容 LI~L2電感 Zadj…阻抗調整電路 MN_0"輸出匹配電路 LMNl~LMN7…電感 CMNl~CMN4…電容BWQ、BW2…接合引線
【權利要求】
1.一種功率放大器，其特征在于， 功率放大器包括RF信號輸入端子、第一放大兀件、第二放大兀件、負載兀件、第一開關電路、第二開關電路、以及阻抗調整電路， 所述第一放大元件的公共電極和所述第二放大元件的公共電極與接地電壓相連接，所述第一放大元件的輸出電極和所述第二放大元件的輸出電極與所述負載元件相連接， 所述第一開關電路對第一電壓電平的功率模式信號作出響應，將所述RF信號輸入端子的RF輸入信號提供給所述第一放大元件的輸入電極和所述第二放大元件的輸入電極，從而所述第一放大元件和所述第二放大元件執行所述RF輸入信號的并行放大動作， 所述第一開關電路對不同于所述第一電壓電平的第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述RF信號輸入端子的所述RF輸入信號提供給所述第一放大元件的所述輸入電極，另一方面實質上停止向所述第二放大元件的所述輸入電極提供所述RF輸入信號，從而所述第一放大元件執行所述RF輸入信號的單獨放大動作， 所述阻抗調整電路的一端與連接有所述第一放大元件的所述輸出電極和所述第二放大電路的所述輸出電極的連接節點相連接，所述阻抗調整電路的另一端與所述第二開關電路的一端相連接，所述第二開關電路的另一端與所述接地電壓相連接， 所述阻抗調整電路包含連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的電抗元件， 所述第二開關電路對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間控制成非導通狀態，另一方面所述第二開關電路對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間控制成導通狀態。
2.如權利要求1所述的功率放大器，其特征在于， 連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件是容性電抗。
3.如權利要求2所述的功率放大器，其特征在于， 連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件包含與所述容性電抗串聯連接的感性電抗。
4.如權利要求3所述的功率放大器，其特征在于， 所述功率放大器還包括輸出匹配電路，該輸出匹配電路的輸入端子與所述第一放大元件的所述輸出電極和所述第二放大元件的所述輸出電極相連接，天線能與所述輸出匹配電路的輸出端子相連接。
5.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述第一開關電路包含連接在所述第一放大元件的所述輸入電極與所述第二放大元件的所述輸入電極之間的第一開關元件， 所述第一開關電路的所述第一開關元件對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應而導通，另一方面所述第一開關電路的所述第一開關元件對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應而成為非導通。
6.如權利要求5所述的功率放大器，其特征在于， 所述第一開關電路還包含連接在所述第二放大元件的所述輸入電極與所述接地電壓之間的放電元件。
7.如權利要求5所述的功率放大器，其特征在于， 所述第二開關電路包含連接在所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間的第二開關元件，所述第二開關元件對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應而導通，另一方面所述第二開關元件對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應而成為非導通。
8.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述輸入端子相連接。
9.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述輸出端子相連接。
10.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述輸出匹配電路包含所述輸出匹配電路的所述輸入端子與所述輸出端子之間的中間節點， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述輸入端子和所述中間節點之間的連接節點相連接。
11.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述輸出匹配電路包含所述輸出匹配電路的所述輸入端子與所述輸出端子之間的中間節點， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述中間節點和所述輸出端子之間的其他連接節點相連接。
12.如權利要求4所述的功率放大器，其特征在于， 所述功率放大器還包括與所述第一放大元件的所述輸入電極和所述第二放大元件的所述輸入電極相連接的作為偏置元件的其他放大元件， 所述其他放大元件的公共電極與所述接地電壓相連接，所述其他放大元件的輸入電極和輸出電極與所述第一放大元件的所述輸入電極和所述第二放大元件的所述輸入電極相連接。
13.如權利要求12所述的功率放大器，其特征在于， 所述第一放大元件、所述第二放大元件及所述其他放大元件的各放大元件是MOS晶體管或雙極型晶體管。
14.一種功率放大器的動作方法,該功率放大器包括RF信號輸入端子、第一放大兀件、第二放大元件、負載元件、第一開關電路、第二開關電路、以及阻抗調整電路，其特征在于， 所述第一放大元件的公共電極和所述第二放大元件的公共電極與接地電壓相連接，所述第一放大元件的輸出電極和所述第二放大元件的輸出電極與所述負載元件相連接， 所述第一開關電路對第一電壓電平的功率模式信號作出響應，將所述RF信號輸入端子的RF輸入信號提供給所述第一放大元件的輸入電極和所述第二放大元件的輸入電極，從而所述第一放大元件和所述第二放大元件執行所述RF輸入信號的并行放大動作， 所述第一開關電路對不同于所述第一電壓電平的第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述RF信號輸入端子的所述RF輸入信號提供給所述第一放大元件的所述輸入電極，另一方面實質上停止向所述第二放大元件的所述輸入電極提供所述RF輸入信號，從而所述第一放大元件執行所述RF輸入信號的單獨放大動作，所述阻抗調整電路的一端與連接有所述第一放大元件的所述輸出電極和所述第二放大電路的所述輸出電極的連接節點相連接，所述阻抗調整電路的另一端與所述第二開關電路的一端相連接，所述第二開關電路的另一端與所述接地電壓相連接， 所述阻抗調整電路包含連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的電抗元件， 所述第二開關電路對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間控制成非導通狀態，另一方面所述第二開關電路對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應，將所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間控制成導通狀態。
15.如權利要求14所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件是容性電抗， 連接在所述阻抗調整電路的所述一端與所述另一端之間的所述電抗元件包含與所述容性電抗串聯連接的感性電抗， 所述功率放大器還包括輸出匹配電路，該輸出匹配電路的輸入端子與所述第一放大元件的所述輸出電極和所述第二放大元件的所述輸出電極相連接，天線能與所述輸出匹配電路的輸出端子相連接。
16.如權利要求15所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 所述第一開關電路包含連接在所述第一放大元件的所述輸入電極與所述第二放大元件的所述輸入電極之間的第一開關元件， 所述第一開關電路的所述第一開關元件對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應而導通，另一方面所述第一開關電路的所述第一開關元件對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應而成為非導通。
17.如權利要求16所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 所述第一開關電路還包含連接在所述第二放大元件的所述輸入電極與所述接地電壓之間的放電元件。
18.如權利要求16所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 所述第二開關電路包含連接在所述第二開關電路的所述一端與所述另一端之間的第二開關元件，所述第二開關元件對所述第一電壓電平的所述功率模式信號作出響應而導通，另一方面所述第二開關元件對所述第二電壓電平的所述功率模式信號作出響應而成為非導通。
19.如權利要求15所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述輸入端子相連接。
20.如權 利要求15所述的功率放大器的動作方法，其特征在于， 所述阻抗調整電路的所述一端與所述輸出匹配電路的所述輸出端子相連接。
【文檔編號】H03F1/56GK103814521SQ201280044799
【公開日】2014年5月21日 申請日期:2012年9月10日 優先權日:2011年9月15日
【發明者】高橋涉, 松井俊樹, 坂爪順 申請人:株式會社村田制作所