例如用于廣播及蜂窩式基站的射頻發射器的制造方法
【專利摘要】本發明涉及一種發射器，其使用數字預失真DPD電路來減輕多級或多分支功率放大器的非線性度效應。所述DPD電路依賴于從所述發射器的RF輸出電路接收的兩個或兩個以上反饋信號來產生所述功率放大器的個別級/分支的經個別預失真信號。這些經個別預失真信號的使用有利地使得所述發射器能夠實現比借助相當的現有技術發射器通常所實現的抑制更高效的對調制間失真產物的抑制。
【專利說明】例如用于廣播及蜂窩式基站的射頻發射器
[0001]相關申請案的交叉參考
[0002]本申請案的標的物涉及伊戈爾?莫維奇(Igor Acimovic)在與本申請案相同的日期申請且標題為“具有跨耦元件的射頻電路(RADIO-FREQUENCY CIRCUIT HAVINGA TRANSCOUPLING ELEMENT) ”的第13/228063號美國專利申請案(代理人檔案引用810317-US-NP)的標的物，所述專利申請案以全文引用的方式并入本文中。
【技術領域】
[0003]本發明涉及用于電信系統的設備，且更具體來說(但非排他性地)涉及射頻(RF)發射器及功率放大器以及供在其中使用的無源RF電路。
【背景技術】
[0004]本章節介紹可幫助促進對本發明的更好理解的方面。因此，本章節的陳述應從這個角度來理解而不應理解為關于什么在現有技術中或什么不在現有技術中的承認。
[0005]電信行業中的最近趨勢包含寬帶數字調制系統的引入，例如第三代(3G)蜂窩式系統寬帶碼分多址(WCDMA)及第四代(4G)蜂窩式系統正交頻分多址(OFDMA)。此趨勢已對功率放大器規格具有深刻影響，因為在寬帶數字調制系統中使用的RF功率放大器需要恰當且高效地處置具有快速改變的包絡、高峰值平均功率比(PAPR)及可為數十兆赫的帶寬的信號。另外，出于成本 原因，單個功率放大器通常經配置以放大多個經調制載波。
[0006]典型的RF功率放大器固有地為非線性的，其中其增益為輸出功率電平的函數。所述增益通常在輸出功率接近放大器的飽和電平時減小，且增益的相位可取決于有源介質的類型而增加或減小。功率放大器中的振幅及/或相位失真往往導致產生通常稱為調制間失真(MD)產物的寄生頻譜分量。MD產物為不利的，舉例來說，因為其增加鄰近RF信道之間的干擾水平。
【發明內容】
[0007]本文中揭示一種發射器的各種實施例，所述發射器使用數字預失真(Dro)電路來減輕多級或多分支功率放大器(例如多爾蒂功率放大器或希萊克功率放大器)的非線性度效應。所述DPD電路依賴于從所述發射器的RF輸出電路接收的兩個或兩個以上反饋信號來產生所述功率放大器的每一級/分支的經個別預失真信號。這些經個別預失真信號的使用有利地使得所述發射器能夠實現比借助相當的現有技術發射器通常所實現的抑制更高效的對調制間失真產物的抑制。
[0008]根據一個實施例，提供一種設備，其具有:數字預失真電路，其經配置以使數字輸入信號預失真以產生第一經預失真數字信號及不同于所述第一經預失真信號的第二經預失真數字信號；第一放大器分支，其經配置以基于所述第一經預失真數字信號而產生第一經放大信號；第二放大器分支，其經配置以基于所述第二經預失真數字信號而產生第二經放大信號；及射頻(RF)電路，其經配置以組合所述第一與第二經放大信號以產生經組合信號。所述RF電路進一步經配置以基于所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的至少兩者而產生第一及第二反饋信號。所述數字預失真電路經配置以基于所述第一及第二反饋信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號以抵消所述第一及第二放大器分支中的非線性度。
[0009]根據另一實施例，提供一種信號放大方法，其具有以下步驟:使數字輸入信號預失真以產生第一經預失真數字信號及不同于所述第一經預失真信號的第二經預失真數字信號；在第一放大器分支中基于所述第一經預失真數字信號而產生第一經放大信號；在第二放大器分支中基于所述第二經預失真數字信號而產生第二經放大信號；在射頻(RF)電路中組合所述第一與第二經放大信號以產生經組合信號；及基于所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的至少兩者而產生第一及第二反饋信號。所述預失真步驟包括基于所述第一及第二反饋信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號以抵消所述第一及第二放大器分支中的非線性度的子步驟。
[0010]根據又一實施例，提供一種設備，其具有:用于使數字輸入信號預失真以產生第一經預失真數字信號及不同于所述第一經預失真信號的第二經預失真數字信號的構件；第一放大器分支，其經配置以基于所述第一經預失真數字信號而產生第一經放大信號；第二放大器分支，其經配置以基于所述第二經預失真數字信號而產生第二經放大信號；及用于組合所述第一與第二經放大信號以產生經組合信號的構件；及用于基于所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的至少兩者而產生第一及第二反饋信號的構件。所述用于預失真的構件經配置以基于所述第一及第二反饋信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號以抵消所述第一及第二放大器分支中的非線性度。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0011]以實例的方式，依據以下詳細描述及附圖，本發明的各種實施例的其它方面、特征及益處將變得更加顯而易見，附圖中:
[0012]圖1展示根據本發明的一個實施例的射頻(RF)發射器的框圖；
[0013]圖2展示根據本發明的一個實施例可用于圖1的RF發射器中的收發器的框圖；
[0014]圖3展示根據本發明的一個實施例可用于圖1的RF發射器中的RF電路的電路圖；
[0015]圖4展示根據本發明的另一實施例可用于圖1的RF發射器中的RF電路的電路圖；且
[0016]圖5展示根據本發明的一個實施例可用于實施圖4的RF電路的微帶電路的俯視圖；且
[0017]圖6展示根據本發明的一個實施例的兩級放大器的電路圖。
【具體實施方式】
[0018]可用于線性化射頻(RF)功率放大器在其既定動態范圍內的非線性響應的一個方法為數字預失真(Dro)。Dro在數字域中工作且使用數字信號處理技術來在調制、上變頻及放大之前使基帶信號預失真。借助DPD，功率放大器可被利用到實質上高達其飽和點，同時維持輸入與輸出信號之間的足夠準確的線性關系。Dro為具有吸引力的技術，例如，因為其可顯著地增加功率放大器的功率效率且使用標準及/或廉價電路組件來實施。如果使用可編程硬件，例如數字信號處理器(DSP)及/或現場可編程門陣列(FPGA)，那么可實現高靈活程度。另外，Dro不需要對應發射器的昂貴模擬部分(例如，RF輸出電路)的原理圖的顯著改變且有助于其中發射器的模擬前端具有相對小的大小且發射器的可配置數字部分可極靠近天線放置的各種有利實施方案。
[0019]圖1展示根據本發明的一個實施例的RF發射器100的框圖。發射器100使用多爾蒂(Doherty)放大方案將數字輸入信號102轉換成模擬RF輸出信號152。將輸出信號152施加到輸出負載(例如，天線)160。包括反饋接收器(FBR)電路120及DTO電路110的反饋路徑使得發射器100能夠將數字預失真施加到輸入信號102，借此抑制輸出信號152中的MD產物。
[0020]發射器100的多爾蒂放大方案采用如圖1中所指示并聯連接的功率放大器MO1及1402。如下文參考圖3-4進一步所描述在RF輸出電路150中組合分別由放大器MO1及1402產生的輸出信號142:及1422以產生輸出信號152。放大器MO1經配置以(例如)作為B類或AB類放大器操作且也稱為主要或載波級。放大器1402經配置以(例如)作為C類放大器操作且也稱為輔助或峰值級。對應于相關放大器類別的操作配置的簡要描述可在(例如)第7，498，876號及第7，928，799號美國專利中找到，所述美國專利兩者以全文引用的方式并入本文中。
[0021]由于放大器MO1及1402的不同配置，在輸入信號102以及因此RF信號132i&1322為小時，僅放大器MO1提供信號放大。放大器1402保持關斷直到RF信號1322達到特定閾值電平為止。接近此閾值電平，放大器MO1接近于飽和，且放大器1402接通以供應往往由放大器MO1的近飽和操作型態限幅的輸出信號部分。放大器MO1及1402的此互補動作使得發射器100能夠 有利地針對寬廣范圍的輸入信號電平具有相對高的功率效率。下文參考圖3提供對可如何針對放大器MO1及1402實現高功率效率的更詳細解釋。
[0022]除通過恰當地組合信號142i與1422產生輸出信號152以外，RF輸出電路150還經配置以基于信號142:、1422及152而產生反饋信號148:-1483并將這些反饋信號供應到FBR電路120。在一個實施例中，由RF輸出電路150提供到FBR電路120的反饋信號148:是信號142:的經衰減副本；反饋信號1482是信號1422的經衰減副本；且反饋信號1483是信號152的經衰減副本。在各種替代實施例中，RF輸出電路150可經配置以將反饋信號148r1483中的僅兩者提供到FBR電路120及/或基于信號142^1422及152的相應不同線性組合而產生反饋信號148:-1483中的每一者。
[0023]在一個實施例中，FBR電路120包括三個反饋接收器(圖1中未明確展示)，每一反饋接收器經配置以處理反饋信號MS1-MS3中的對應一者。由反饋接收器執行的典型處理包含將對應反饋信號148下變頻到基帶并對所得模擬基帶信號施加模/數轉換以產生對應數字反饋信號118。由FBR電路120產生的數字反饋信號118:-1183分別對應于模擬反饋信號148「1483。
[0024]一般來說，功率放大器(例如功率放大器MO1或1402)的增益、效率及AM-PM(振幅/相位調制)特性(例如，隨信號振幅而變的插入相位改變)均為輸出功率及負載阻抗兩者的函數。在典型的現有技術DH)方案中，借助于3-dB功分器產生多爾蒂功率放大器的載波及峰值級的個別刺激(輸入信號)，所述3-dB功分器經配置以分離基于由DPD電路產生的單個經預失真數字信號而產生的RF信號。此意味著施加到載波及峰值級的刺激彼此具有固定的相位關系。然而，如上文已指示，多爾蒂功率放大器的載波及峰值級經配置以在不同形態中操作，此致使其輸出信號通常在其之間具有相位不匹配。此外，此相位不匹配由于輸出功率電平的變化而隨時間變化。不利地，此現有技術DH)方案不能夠均衡相位不匹配且主要依賴于振幅預失真來抑制MD產物。
[0025]在發射器100中通過配置DPD電路110以基于多個數字反饋信號(例如，信號 1181-1lS3中的兩者或三者)而分別針對放大器MO1及1402產生經個別預失真數字信號 1121- 1122來解決現有技術中的此及其它相關問題。這些反饋信號提供充足信息以使得所述DPD電路能夠針對放大器MO1及1402實施振幅預失真及相位均衡兩者。部分地由于輸出信號142i與1422之間的相對小的相位不匹配，發射器100能夠比相當的現有技術發射器更好地抑制其輸出信號(即，信號152)中的IMD產物。
[0026]在一種配置中，Dro電路110使用數字反饋信號IIS1-1IS3來自適應地使輸入信號102預失真以產生經個別預失真數字信號112:及1122。將經預失真數字信號112:施加到發射器UO1，在發射器UO1中首先將經預失真數字信號1121轉換成對應模擬信號(圖1中未明確展示)。發射器UO1接著將此模擬信號從基帶上變頻以產生RF信號132^在發射器1302中類似地處理經預失真數字信號1122以產生RF信號1322。如上文已指示，RF信號 132:及1322為分別施加到放大器MO1及1402的輸入信號(刺激)。
[0027]DPD電路110經配置以通過向輸入信號102施加第一非線性函數而產生經預失真數字信號IU1，其中所述第一非線性函數產生為放大器MO1的(例如，壓縮振幅失真中)的壓縮非線性度的近似逆的擴展非線性度。Dro電路110進一步經配置以通過向輸入信號 102施加第二非線性函數而產生經預失真數字信號1122，其中所述第二非線性函數產生為放大器1402的非線性度的近似逆的非線性度。如上文已指示，第一及第二非線性函數通常由于放大器MO1及1402的不同操作配置而彼此不同。
[0028]在各種替代配置中，DPD電路110可類似地向輸入信號102施加其它類型的第一及/或第二非線性函數以產生經預失真數字信號112:及1122。一般來說，所述第一及第二非線性函數是以互相關方式建構的以致使包括DH)電路110、發射器13(^及1302、放大器MO1及1402以及RF輸出電路150的前向信號路徑展現實質上線性信號傳送特性。實質上線性信號傳送特性意指在進行數字預失真的情況下，可通過不取決于發射器100的既定動態范圍內的輸入(或輸出)信號電平的恒定增益(例如，復數或實數增益值)來良好地近似輸出信號152與輸入信號102之間的關系。對可用于實施DPD電路110的代表性DH)電路及算法的描述可在(例如)第7，957，707號、第7，904，033號、第7，822，146號、第7，782，979號、第7，729，446號、第7，606，324號、第7，583，754號及第7，471，739號美國專利中找到，所述這些專利均以全文引用的方式并入本文中。
[0029]圖2展示根據本發明的一個實施例可用于發射器100 (圖1)中的收發器200的框圖。注意，圖2中所展示的DPD電路110并非收發器200的部分。可使用數/模轉換器(DAC) 234及1-Q調制器236來實施發射器130:或發射器1302。可使用模/數轉換器(ADC) 224及1-Q解調器226來實施FBR電路120的一部分。收發器200還具有本機振蕩器(LO)源244，其經配置以將本機振蕩器(載波頻率)信號246供應到1-Q調制器236及1-Q解調器226。在代表性實施例中，發射器100可具有收發器200的一個以上實例。
[0030]在操作中，1-Q解調器226通過將反饋信號148與LO信號246混合而以常規方式解調反饋信號148。由1-Q解調器226產生的所得基帶信號225具有兩個分量:同相分量225x及正交相位分量225q。信號225工及225Q為通過ADC224轉換成數字形式的模擬信號。所得數字信號Ifb及Qfb為數字信號IlS1-1lS3(也參見圖1)中的對應一者的分量。
[0031]DPD電路110使用數字信號Ifb及Qfb來確定發射器100 (圖1)的前向信號路徑中的失真量。舉例來說，可將由Dro電路110經由數字信號Ifb及Qfb接收的符號與由所述DPD電路經由其它一個或一個以上數字信號118 (參見圖1)接收的一個或一個以上對應符號組合(例如，與其求和及/或從其減去)。Dro電路110接著使用經由輸入信號102接收的對應原始星座符號來確定為抵消(例如，消除或顯著減少)由前向信號路徑強加的失真而需要施加到原始I及Q分量的預失真量。可以任何適合方式將所確定的預失真量分割成第一部分及第二部分。將呈第一非線性函數形式的第一部分施加到輸入信號102以產生經預失真數字信號IU1，同時類似地將呈第二非線性函數形式的第二部分施加到輸入信號102以產生經預失真數字信號1122。類似于信號102及118，將信號112展示為具有兩個分量:標示為Ipd的同相分量及標示為Qpd的正交相位分量。注意，圖2展示經預失真數字信號IU1及11?中的僅一者的產生。可類似地產生這些信號中的另一者。
[0032]在DAC234中分別將經預失真數字信號112的分量Ipd及Qpd轉換成模擬信號235工及235q。1-Q調制器236接著使用模擬信號235工及235Q來調制LO信號246。所得經調制載波信號為RF信號132 (也參見圖1)。如上文已指示，由1-Q調制器236產生的信號132可為信號132i& 1322 (參見圖1)中的一者。可類似地產生這些信號中的另一者。
[0033]圖3展示根據本發明的一個實施例可用作RF輸出電路150 (圖1)的RF電路300的電路圖。RF電路300包括跨耦器310、阻抗變換器320、定向耦合器330及標示為A到F的六個端子。圖3中所指示的阻抗為示范性的且對應于其中外部端子中的每一者既定連接到50歐姆線、驅動器、負載或端接器的實施方案。所屬領域的一般技術人員將理解如何改變圖3中所展示的各種阻抗值以使RF電路300與不同于50歐姆的阻抗值匹配。
[0034]在代表性配置中，可如下連接端子A-F。端子A經配置以載運反饋信號MS1(參見圖1及2)。端子B經配置以載運反饋信號1482 (參見圖1及2)。端子C經配置以接收經放大信號142J參見圖1)。端子D經配置以接收經放大信號1422 (參見圖1)。端子E經配置以載運反饋信號1483(參見圖1及2)。端子F經配置以將輸出信號152施加到負載160。
[0035]此代表性配置可經修改以產生數個替代配置。舉例來說，可通過將端子A、B或E的連接從上文所指示的改變到50歐姆端接器來獲得三種不同替代配置。在這三種替代配置中的每一者中，RF電路300將提供反饋信號MS1-MS3中的僅兩者。
[0036]跨耦器310為具有兩個并聯分支312及314的四端子裝置，并聯分支312及314彼此足夠靠近定位以使RF信號傳播穿過分支314而電磁耦合到分支312中。分支314包括安置于端子C與D之間的四分之一波阻抗逆變器。分支312與314之間的信號耦合為相對弱的，例如，約_30dB，此確保分支312對分支314中的四分之一波阻抗逆變器的操作的最小影響。
[0037]在操作中，可使用分支314的四分之一波阻抗逆變器(舉例來說)如下實施對載波級MO1 (也參見圖1)的有源負載調制。[0038]在低輸入信號電平下，峰值級1402處于關斷狀態中，而載波級MO1充當受控電流源。峰值級1402 (理想地)經歷無窮大阻抗，且分支314的阻抗逆變器致使載波級MO1經歷高于50歐姆阻抗的負載。較高阻抗負載致使載波級MO1在其輸出電流僅達到其標稱最大值的約一半時就達到近飽和。在載波級MO1接近于飽和時，其有利地以接近最大功率效
率工作。
[0039]輸入信號電平剛變得足夠高以接通峰值級1402，所述峰值級就開始將額外電流施加到端子D。峰值級1402現在充當受控電流源，且載波級MO1充當受控電壓源。由峰值級1402施加到端子D的額外電流導致由分支314的四分之一波阻抗逆變器經歷的輸出阻抗的增加。由于四分之一波阻抗逆變器的輸入及輸出阻抗彼此作為對偶而相關，因此輸出阻抗的增加導致輸入阻抗的對應減小。注意，分支314的四分之一波阻抗逆變器的輸入阻抗為由載波級MO1經歷的負載。隨著載波級MO1的負載減小,所述載波級的輸出電流增加,其中輸出電壓保持接近于飽和電平。 [0040]隨著輸入信號電平進一步增加，分支314的四分之一波阻抗逆變器的輸出阻抗保持增加且載波級MO1的有效負載保持減小。以此方式，分支314的阻抗逆變器使得峰值級1402能夠在高輸入信號電平期間調制載波級MO1的負載。所述負載調制又使載波級MO1保持在有利地由高功率效率表征的形態中操作。
[0041]阻抗變換器320包括長度為波長的四分之一且具有約35歐姆的阻抗的一段傳輸線。(注意，針對具有所要操作頻率范圍的裝置，四分之一波長通常對應于所述操作范圍的中心頻率。)由于阻抗變換器320通過定向耦合器330端接于50歐姆處，因此其在端子D處呈現25歐姆的輸入阻抗。后一阻抗匹配并聯連接到端子D的兩個50歐姆傳輸線的輸出阻抗。
[0042]定向耦合器330包括分支332及334。分支334操作以向阻抗變換器320呈現固定的50歐姆端接。分支332與334之間的信號耦合為相對弱的，例如，約_30dB。端子G連接到50歐姆端接器340。端子E輸出由阻抗變換器304在端子H處呈現的RF信號的經衰減副本。
[0043]可使用分別在RF電路300的端子A、B及E處收集的反饋信號SA、SB及Se (舉例來說)基于方程式(1)-(3)而直接測量級MO1及1402的有效傳遞函數T1及T2:
[0044]
【權利要求】
1.一種設備，其包括: 數字預失真電路，其經配置以使數字輸入信號預失真以產生第一經預失真數字信號及不同于所述第一經預失真信號的第二經預失真數字信號； 第一放大器分支，其經配置以基于所述第一經預失真數字信號而產生第一經放大信號; 第二放大器分支，其經配置以基于所述第二經預失真數字信號而產生第二經放大信號；及 射頻RF電路，其經配置以組合所述第一與第二經放大信號以產生經組合信號，其中:所述RF電路 進一步經配置以基于所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的至少兩者而產生第一及第二反饋信號；且 所述數字預失真電路經配置以基于所述第一及第二反饋信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號以抵消所述第一及第二放大器分支中的非線性度。
2.根據權利要求1所述的設備，其中: 所述第一放大器分支包括: 第一發射器，其經配置以將所述第一經預失真數字信號轉換成第一 RF信號；及 第一功率放大器，其經配置以放大所述第一 RF信號以產生所述第一經放大信號； 所述第二放大器分支包括: 第二發射器，其經配置以將所述第二經預失真數字信號轉換成第二 RF信號； 第二功率放大器，其經配置以放大所述第二 RF信號以產生所述第二經放大信號。
3.根據權利要求2所述的設備，其中所述第一功率放大器及所述第二功率放大器經配置以分別作為多爾蒂功率放大器的載波級及峰值級操作。
4.根據權利要求2所述的設備，其中所述第一功率放大器及所述第二功率放大器經配置以作為希萊克功率放大器的相應相位調制級操作。
5.根據權利要求1所述的設備，其中: 所述RF電路進一步經配置以產生第三反饋信號；且 所述第一、第二及第三反饋信號中的每一者為所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的相應一者的經衰減副本。
6.根據權利要求1所述的設備，其進一步包括: 反饋接收器電路，其經配置以: 對所述第一反饋信號進行下變頻以產生第一數字基帶信號； 對所述第二反饋信號進行下變頻以產生第二數字基帶信號；及將所述第一及第二數字基帶信號施加到所述數字預失真電路，其中所述數字預失真電路經配置以基于所述第一及第二數字基帶信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號 '及 天線，其經配置以發射對應于所述經組合信號的電磁波。
7.根據權利要求1所述的設備，其中所述數字預失真電路經配置以通過抵消以下各項來抵消所述非線性度: 所述第一及第二放大器分支中的至少一者中的壓縮振幅失真；及所述第一與第二放大器分支之間的相位不匹配。
8.根據權利要求1所述的設備，其中所述RF電路包括第一定向耦合器，所述第一定向耦合器包括: 第一分支，其連接于所述第一放大器分支的輸出端口與所述第二放大器分支的輸出端口之間；及 第二分支，其電磁耦合到所述第一分支且具有第一及第二端子，其中所述第一反饋信號顯現于所述第一端子上。
9.根據權利要求8所述的設備，其中所述RF電路進一步包括跨耦器，所述跨耦器包括: 相應第一分支，其與所述第一定向耦合器的所述第一分支串聯連接；及相應第二分支，其電磁耦合到所述相應第一分支且具有第三及第四端子，其中所述第二反饋信號顯現于所述第三端子上。
10.一種信號放大方法，其包括: 使數字輸入信號預失真以產生第一經預失真數字信號及不同于所述第一經預失真信號的第二經預失真數字信號； 在第一放大器分支中基于所述第一經預失真數字信號而產生第一經放大信號； 在第二放大器分支中基于所述第二經預失真數字信號而產生第二經放大信號； 在射頻RF電路中組合所述第一與第二經放大信號以產生經組合信號；及基于所述第一經放大信號、所述第二經放大信號及所述經組合信號中的至少兩者而產生第一及第二反饋信號，其中所述`預失真步驟包括基于所述第一及第二反饋信號而產生所述第一經預失真數字信號及所述第二經預失真數字信號以抵消所述第一及第二放大器分支中的非線性度。
【文檔編號】H03F3/189GK103797707SQ201280043961
【公開日】2014年5月14日 申請日期:2012年8月16日 優先權日:2011年9月8日
【發明者】伊戈爾·阿西莫維克 申請人:阿爾卡特朗訊