專利名稱：接收裝置和方法
技術領域：
本發明涉及對經卷積編碼的發送數據進行了調制的信號的接收裝置和方法，尤其涉及多值 VSB (Vestigial Sideband:殘留邊帶)調制、QPSK (Quadrature Phase ShiftKeying:正交相移鍵控)調制或多值QAM (Quadrature Amplitude Modulation:正交調幅)調制后的信號的接收裝置和接收方法。
背景技術：
在數字傳送系統中，為了實現期望的傳送速度，應用了一些用于提高系統可靠性的技術，例如，通過兼用多值數字調制技術和糾錯技術，而在增加可傳送的信息量的同時減少接收時的誤碼概率；以及通過使用了多個天線的分集合成技術來減小所需CNR (Carrierto Noise Power Ratio:載波噪聲功率比)等。例如，在美國的地面數字廣播中，作為調制方式，采用了多值VSB調制，作為糾錯技術，使用在對網格(trellis)編碼調制后的信號進行解碼的情況下有效的維特比(Viterbi)解碼技術和用于對里德-所羅門碼(Reed-Solomon codes)進行解碼的里德-所羅門解碼技術對發送數據進行再現(例如參照專利文獻1、專利文獻2及專利文獻3)。一般而言，在維特比解碼器中，求出分支度量(metrics)，所述分支度量表示進行了相位校正和振幅校正(以下也稱作“均衡”)后的信號的接收點配置與取決于調制方式而唯一確定的信號點配置之間的似然度。并且，求出存在可能性的網格的所有幸存路徑，對各個路徑的分支度量進行累積相加，并選擇累積相加結果最小的路徑。將該選擇出的路徑的狀態作為維特比解碼結果輸出，從而 對發送數據進行再現。作為降低維特比解碼結果的誤碼率的方法，提出了與分支度量的求出方法相關的技術(例如參照專利文獻4、專利文獻5)。此外，關于通過分集合成技術提高接收性能的方法，在專利文獻6和非專利文獻I中有記載。現有技術文獻專利文獻專利文獻I美國專利第6081301號說明書(第I頁 第3頁、圖1 圖3)專利文獻2美國專利申請公開第2003/0115540號說明書(第2頁、圖2)專利文獻3美國專利申請公開第2010/0142608號說明書(第41頁、圖45)專利文獻4美國專利申請公開第2001/0029596號說明書(第7頁、圖7)專利文獻5日本專利第3344969號說明書(第16頁、圖1、圖2)專利文獻6日本專利第3377361號說明書(第8頁、圖1、圖2)非專利文獻非專利文獻I奧村、進士監修「移動通信O基礎」電子情報通信學會、(第163頁 第167頁)
發明內容
發明所要解決的課題在以往的關于對卷積編碼或網格編碼調制后的數據進行了調制的信號，例如進行了多值 VSB (Vestigial Sideband:殘留邊帶)調制、QPSK (Quadrature Phase ShiftKeying:正交相移鍵控)調制或多值QAM (Quadrature Amplitude Modulation:正交調幅)調制后的信號的維特比解碼技術中，運算作為均衡后的信號的接收點配置與取決于調制方式而唯一確定的信號點配置之間的似然度的歐幾里得距離，并基于該結果計算分支度量。因此，在由以往的接收裝置求出的分支度量中，考慮到了信號點配置之間的歐幾里得距離，但沒有考慮到解調信號所包含的噪聲的平均功率(以下也稱作“噪聲平均功率”)、噪聲功率與期望的信號功率(例如接收信號的功率)之比(以下也稱作“信號噪聲功率比”)、傳送路徑的頻率特性或電波環境的時間變動的影響等。但是，例如在移動的同時接收發送信號的情況下，接收信號的功率隨時間經過發生較大變化，因此噪聲功率比或信號噪聲功率比也發生時間變動。此外，傳送路徑的頻率特性和電波環境的時間變動還根據移動環境和移動速度發生變化。與此相對，在根據均衡后的信號(以下也稱作“解調信號”)計算出的歐幾里得距離中，沒有考慮到解調信號所包含的噪聲平均功率和信號噪聲功率比的絕對量、以及由于傳送路徑的頻率特性和電波環境的時間變動而引起的性能劣化因素，因此存在如下問題:在解調信號的解碼中無法抑制這些劣化因素的變化影響，不能充分減小對該解調信號進行解碼后的信號中的誤碼概率。此外，在對調制后的信號，例如進行了多值VSB (Vestigial Sideband:殘留邊帶)調制、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying:正交相移鍵控)調制或多值 QAM(QuadratureAmplitude Modulation:正交調幅)調制后的信號進行分集合成的情況下，一般公知有根據接收信號的包絡線比確定合成比由此使得分集增益最大的技術。但是，在根據包絡線比計算合成比的情況下，分集增益最大是指在各天線中接收至IJ的信號的載波噪聲功率比(以下也稱作“C/N”)相等的情況，在對C/N不同的信號根據包絡線比計算合成比時，存在不僅無法充分減小解碼結果中的誤碼概率，有時誤碼概率反而增大的問題。本發明正是為了解決上述課題而完成的，本發明的目的在于生成與解調信號所包含的噪聲平均功率和信號噪聲功率比的絕對量、以及傳送路徑的頻率特性和電波環境的時間變動等對應的可靠性信息，并通過根據該可靠性信息進行維特比解碼或分集合成來提高接收性能。用于解決課題的手段為了達到上述目的，本發明的第I方式的接收裝置接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并根據該接收到的信號對發送數據進行再現，該接收裝置的特征在于，具有:頻率變換單元，其將所述接收到的信號變換為預定頻帶的信號；傅立葉變換單元，其對所述預定頻帶的信號進行傅立葉變換并輸出；頻率軸均衡單元，其將所述傅立葉變換單元的輸出作為輸入，通過在頻域中對由該所述天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正而進行頻域中的均衡；傅立葉逆變換單元，其對所述頻率軸均衡單 元的輸出進行傅立葉逆變換而輸出時域中的均衡信號；已知信號生成單元，其生成疊加到所述發送信號的已知信號；傳送路徑估計單元，其對所述接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換；可靠性信息生成單元，其根據所述傳送路徑估計單元的輸出在發送頻帶內的傳送路徑振幅特性的偏差，生成表示所述傅立葉逆變換單元的輸出信號的可靠性的可靠性信息；以及維特比解碼單元，其根據所述傅立葉逆變換單元的輸出和所述可靠性信息進行維特比解碼處理來對所述發送數據進行再現，所述頻率軸均衡單元基于所述傳送路徑估計單元的輸出，進行針對所述傅立葉變換單元的輸出的所述校正。本發明的第2方式的接收裝置用第I至第N天線(N為2以上的整數)接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來對所述發送數據進行再現，該接收裝置的特征在于，具有:第I至第N頻率變換單元，它們分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號；第I至第N傅立葉變換單元，它們分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換；頻率軸分集合成單元，其對所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出進行分集合成并輸出；傅立葉逆變換單元，其對所述頻率軸分集合成單元的輸出進行傅立葉逆變換而輸出時域中的均衡信號；已知信號生成單元，其生成疊加到所述發送信號的已知信號；第I至第N傳送路徑估計單元，它們分別將所述第I至第N預定頻帶的信號和由所述已知信號生成單元生成的所述已知信號作為輸入，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換；第I至第N可靠性信息生成單元，它們分別基于所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，生成分別表示所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出的可靠性的第I至第N可靠性信息；以及頻率軸合成比計算單元，其分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，計算分集的合成比，所述頻率軸分集合成單元根據所述頻率軸合成比計算單元的輸出對所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出進行合成。本發明的第3方式的接收裝置用第I至第N天線(N為2以上的整數)接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來對所述發送數據進行再 現，該接收裝置的特征在于，具有:第I至第N頻率變換單元，它們分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號；第I至第N傅立葉變換單元，它們分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換；第I至第N頻率軸均衡單元，它們分別將所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出作為輸入，通過在頻域中對分別由所述第I至第N天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正來進行頻域中的均衡；均衡后頻率軸分集合成單元，其對所述第I至第N頻率軸均衡單元的輸出進行分集合成并輸出；傅立葉逆變換單元，其對所述均衡后頻率軸分集合成單元的輸出進行傅立葉逆變換而輸出時域中的均衡信號；已知信號生成單元，其生成疊加到所述發送信號的已知信號；傳送路徑估計單元，其分別將所述第I至第N預定頻帶的信號和由所述已知信號生成單元生成的所述已知信號作為輸入，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換；第I至第N可靠性信息生成單元，它們分別基于所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，生成分別表示第I至第N傅立葉變換單元的輸出的可靠性的第I至第N可靠性信息；以及均衡后頻率軸合成比計算單元，其分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，計算分集的合成比，所述均衡后頻率軸分集合成單元根據所述均衡后頻率軸合成比計算單元的輸出，對所述第I至第N頻率軸均衡單元的輸出進行合成，所述第I至第N頻率軸均衡單元分別將所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出作為輸入，并根據這些輸入進行針對所述第I至第N傅立葉變換單元的所述校正。發明效果根據本發明的第I方式，根據在接收到的信號的傳送路徑估計過程中得到的濾波系數生成均衡輸出的可靠性信息，并使用可靠性信息例如根據該可靠性信息和歐幾里得距離計算分支度量而進行維特比解碼，因此能夠在各種各樣的傳送路徑環境中提高糾錯能力，能夠減少在接收側所再現的發送數據的誤碼。根據本發明的第2方式和第3方式，根據在由各天線接收到的信號的傳送路徑估計過程中得到的濾波系數生成關于由各接收天線接收到的信號的可靠性信息，并根據這些信息進行分集合成，因此分集增益在各種各樣的傳送路徑環境中提高，能夠減少在接收側所再現的發送數據的誤碼。
圖1是示出本發明的實施方式I的接收裝置的框圖。圖2是示出圖1的傳送路徑估計部17的結構例的框圖。圖3是示出圖1的可靠性信息生成部22的結構例的框圖。圖4是表示圖1的辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出例的概念圖。圖5是表示圖1的可靠性信息生成部22的另一結構例的框圖。圖6是表示圖1的維特比解碼部23的結構例的框圖。
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圖7是示出本發明的實施方式2的接收裝置的框圖。圖8是示出圖7的頻率軸合成比計算部31的結構例的框圖。圖9是示出本發明的實施方式3的接收裝置的框圖。圖10是示出圖9的均衡后頻率軸合成比計算部33的結構例的框圖。
具體實施例方式實施方式1.
圖1是示出本發明的實施方式I的接收裝置的框圖。圖1所示的接收裝置接收對由未圖示的發送裝置中的卷積編碼器進行卷積編碼后的發送數據進行調制而得到的發送信號，例如通過以多值VSB (Vestigial Sideband:殘留邊帶)調制方式、QPSK (QuadraturePhase Shift Keying:正交相移鍵控)調制方式或多值 QAM (Quadrature AmplitudeModulation:正交調幅)調制方式進行調制而得到的發送信號，并對發送數據進行再現，所述接收裝置具有接收由天線11接收到的信號的頻率變換部12、傅立葉變換部13、頻率軸均衡部14、傅立葉逆變換部15、已知信號生成部16、傳送路徑估計部17、可靠性信息生成部22和維特比解碼部23。天線11接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制的發送信號，例如進行了多值VSB調制、QPSK調制或多值QAM調制的信號。頻率變換部12將由天線11接收到的信號Sa變換為預定頻帶的信號Sb。傅立葉變換部13將從頻率變換部12輸出的信號(預定頻帶的信號)Sb作為輸入，對所輸入的信號Sb進行預定點數的傅立葉變換并輸出。頻率軸均衡部14將傅立葉變換部13的輸出和傳送路徑估計部17的輸出作為輸入，根據從傳送路徑估計部17輸出的傳送路徑估計信號(辨識濾波系數的傅立葉變換)，在頻域中(頻率軸上)對由天線11接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正，由此進行頻域中的針對傅立葉變換部13的輸出的均衡(頻率軸上的均衡)。傅立葉逆變換部15將頻率軸均衡部14的輸出Q作為輸入，對頻率軸均衡部14的輸出Q進行傅立葉逆變換來變換為時域中的(時間軸上的)均衡信號并輸出。傅立葉逆變換部14的輸出Q是校正了接收信號在傳送路徑中受到的失真后的均衡輸出。將接收信號變換到頻率軸上而進行均衡的技術是公知技術，因此省略此處的詳細說明。維特比解碼部23將傅立葉逆變換部15的輸出和后述的可靠性信息生成部22的輸出R作為輸入，根據這些信息進行維特比解碼處理從而對發送數據進行再現。在維特比解碼處理時，維特比解碼部23將從可靠性信息生成部22輸出的可靠性信息R用作針對分支度量的權重系數。即，在解碼時，通過對歐幾里得距離自身、或用其平方定義的分支度量進行基于可靠性信息R的加權，以可靠性越高、加權后的分支度量為越小的值的方式進行加權，并根據加權后的分支度量進行幸存路徑的選擇。已知信號生成部16生成疊加到發送信號的已知信號。例如，在美國的地面數字廣播方式中，將偽隨機信號以一定周期嵌入到發送數據序列，這些信號是已知信號，因此能夠在接收器側生成。傳送路徑估計部17將頻率變換單元12的輸出和已知信號生成部16的輸出作為輸入，對接收信號的傳送路徑(從發送裝置到接收裝置的天線11的傳送路徑)進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換，例如圖2所示那樣構成。圖2所示的傳送路徑估計部17具有傳送路徑辨識濾波部18、誤差信號生成部19、辨識濾波系數計算部20和辨識濾波 系數傅立葉變換部21。傳送路徑辨識濾波部18將后述的辨識濾波系數計算部20的輸出和已知信號生成部16的輸出作為輸入，將辨識濾波系數計算部20的輸出作為系數，對已知信號生成部16的輸出進行濾波并輸出。誤差信號生成部19將從頻率變換部12輸出的預定頻帶的信號Sb和傳送路徑辨識濾波部18的輸出作為輸入，計算傳送路徑辨識濾波部18的輸出相對于從頻率變換部12輸出的預定頻帶的信號Sb的誤差并輸出。辨識濾波系數計算部20確定在傳送路徑辨識濾波部18中使用的濾波系數，以使得誤差信號生成部19的輸出為零、即使得傳送路徑辨識濾波單元18的輸出與信號Sb —致。在傳送路徑辨識濾波單元18的輸出與信號Sb —致時，由傳送路徑辨識濾波部18和辨識濾波系數計算部20構成的部分具有與接收信號經過的傳送路徑相同的傳遞函數，辨識濾波系數計算部20的輸出表示傳送路徑的脈沖響應。一般而言，辨識濾波系數計算部20使用例如LMS (Least Mean Square Error:最小均方誤差)算法或CMA (Constant Modulus Algorithm:常數模算法)等逐次更新算法逐次更新并生成傳送路徑辨識濾波部7的濾波系數，以使得誤差信號生成部19的輸出變為零。在使用LMS算法的情況下，辨識濾波系數計算部20使用來自已知信號生成部16的已知信號和誤差信號生成部19的輸出。在使用CMA的情況下，辨識濾波系數計算部20不僅使用來自已知信號生成部16的已知信號、和誤差信號生成部19的輸出，還如圖2的虛線所示，使用傳送路徑辨識濾波部18的輸出。在本發明中，用于使得辨識濾波系數計算部20的輸出成為表示傳送路徑的脈沖響應的輸出的算法和手段是任意的，為公知技術，因此省略此處的詳細說明。辨識濾波系數傅立葉變換部21將辨識濾波系數計算部20的輸出作為輸入，進行預定點數的傅立葉變換并輸出其結果。此時，辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出表示傳送路徑的頻率特性、即傳送路徑估計值。辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出構成傳送路徑估計部17的輸出。頻率軸均衡部14通過將表示由傳送路徑估計部17估計出的傳送路徑的特性的逆特性的傳遞函數與傅立葉變換部13的輸出X相乘來進行均衡。可靠性信息生成部22將傳送路徑估計部17的輸出作為輸入，生成表示頻率軸均衡部14的均衡結果的可靠性(因此為傅立葉逆變換部15的輸出的可靠性)的可靠性信息并輸出。此處，使用圖3對可靠性信息生成部22的具體結構例進行說明。圖3所示的可靠性信息生成部22具有頻帶內方差計算部41、頻帶內平均增益計算部42和可靠性信息變換部43，可靠性信息變換部43的輸出是可靠性信息生成部22的輸出。可靠性信息生成部22的輸入(表示在辨識濾波系數傅立葉變換部21中計算出的頻率特性的傅立葉變換結果被提供給頻帶內方差計算部41和頻帶內平均增益計算部42。頻帶內方差計算部41將輸入到可靠性信息生成部22的傳送路徑估計部17的輸出作為輸入，將傳送路徑估計部17的輸出分離為發送頻帶(信號頻帶)內成分和頻帶外成分，計算發送頻帶內成分的振幅特性的偏差作為方差值并輸出。具體而言，求出從辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出的平方值的平均減去辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出的平均值的平方后的值作為方差值。頻帶內平均增益計算部42將輸入到可靠性信息生成部22的傳送路徑估計部17的輸出作為輸入，計算其發送頻帶內成分的平均增益(發送頻帶整體內的傳送路徑的增益的平均值)并輸出。可靠性信息變換部43將頻帶內方差計算部41的輸出和頻帶內平均增益計算部42的輸出作為輸入，并根據這些輸出和預定的基準值生成可靠性信息R并輸出。可以將這種可靠性信息R的生成稱作是如下的處理，該處理根據預定的基準值將由頻帶內方差計算部41得到的方差值和由頻帶內平均增益計算部42得到的平均增益的組合變換為可靠性信息。
此處，使用圖4對可靠性信息變換部43中的信號變換方法進行說明。在傳送路徑中沒有反射波、是能夠得到期望的C/N的傳送路徑的情況下，由從辨識濾波系數傅立葉變換部21輸出的傅立葉變換結果示出的頻率特性為在發送頻帶整體范圍內具有恒定振幅的特性，如圖4的粗實線SI所示。如果將此時的振幅值用作上述基準值，則頻帶內平均增益 計算部42的輸出(發送頻帶內成分的平均增益)恒定且與上述基準值為相同值，頻帶內方差計算部41的輸出(方差值)為零。另一方面，在同樣沒有反射波、但C/N較小的情況下，如圖4的細實線S2那樣偏差變大。該情況下，頻帶內平均增益計算部42的輸出(發送頻帶內成分的平均增益)與基準值大致為相同程度，但頻帶內方差計算部41的輸出(方差值)偏差變大。并且，在多徑傳送路徑的情況下，如圖4的粗虛線S3那樣方差進一步變大，因此頻帶內方差計算部41的輸出進一步變大。此外，在是多徑傳送路徑且均衡輸出(頻率軸均衡部14的輸出Q)的振幅較小的情況下，如圖4的粗虛線S4所示，頻帶內平均增益計算部42的輸出比基準值小，頻帶內方差計算部41的輸出也變大。在上述4個例子中，在均衡輸出(頻率軸均衡部14的輸出Q)中，認為粗實線SI的情況下的可靠性最高，可靠性按照細實線S2、粗虛線S3、粗虛線S4的順序依次變低。但是，根據發送頻帶內成分的平均增益和方差的大小關系的不同，第2個之后的順序可能會發生變化。無論怎樣，都能夠根據這些信息生成均衡輸出的可靠性信息。作為一例，可以將如下得到的正實數R設為可靠性信息，該正實數R是在設頻帶內平均增益計算部42的輸出為A、頻帶內方差計算部41的輸出為B、基準值為C時，使用預定的正系數a、b，由下述式(I)得到的。式IR= I+a (A_C) _bB …(I)另外，不限于式(I )，也可以是在平均增益A小于基準值C的情況下可靠性下降、隨著方差值B變大可靠性下降那樣的變換式，并且可以替代變換式而使用變換表來生成可靠性信息。 而且，可以不使用平均增益，而僅根據方差值B生成可靠性信息。該情況下，使用可靠性隨著方差值B變大而下降那樣的變換式或變換表。此外，以上例子的可靠性信息生成部22構成為通過將發送頻帶內的傳送路徑振幅特性的偏差計算為方差值來生成可靠性信息，但不限于表示方差值的信號，只要是與傳送路徑的失真對應的信號即可。圖5示出可靠性信息生成部22的另一結構例。圖5所示的可靠性信息生成部22具有將輸入到可靠性信息生成部22的辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出作為輸入的頻帶內最大增益計算部44、同樣將輸入到可靠性信息生成部22的辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出作為輸入的頻帶內最小增益計算部45、差分絕對值計算部46、權重系數生成部47、頻帶內平均增益計算部42和加權運算部48。加權運算部48的輸出是可靠性信息生成部22的輸出。頻帶內平均增益計算部42與在圖3的結構例中示出的結構相同。頻帶內最大增益計算部44將從辨識濾波系數傅立葉變換部21輸出的傅立葉變換結果(示出頻率特性)分離為發送頻帶(信號頻帶)內成分和頻帶外成分，并輸出發送頻帶內成分的振幅特性的最大值(最大增益)。頻帶內最小增益計算部45將從辨識濾波系數傅立葉變換部21輸出的傅立葉變換結果(示出頻率特性)分離為發送頻帶(信號頻帶)內成分和頻帶外成分，并輸出發送頻帶內成分的振幅特性的最小值(最小增益)。差分絕對值計算部46計算頻帶內最大增益計算部44的輸出與頻帶內最小增益計算部45的輸出的差分的絕對值。
權重系數生成部47將差分絕對值計算部46的輸出作為輸入，將從差分絕對值計算部46輸出的差分的絕對值變換為與其對應的正系數并輸出。例如，在差分絕對值為O的情況下設系數為1，隨著差分絕對值變大而輸出從I逐漸變小的值。通過頻帶內最大增益計算部44、頻帶內最小增益計算部45、差分絕對值計算部46和權重系數生成部47構成了權重系數生成部49，該權重系數生成部49將傳送路徑估計部17的輸出、即傳送路徑估計結果作為輸入，求出和發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值對應的權重系數。加權運算部48將權重系數確定部49的輸出和頻帶內平均增益計算部42的輸出作為輸入，并根據這些輸出和預定的基準值生成可靠性信息R并輸出。可以將這種可靠性信息R的生成稱作如下的處理，該處理根據預定的基準值將由權重系數確定部49確定的權重系數和由頻帶內平均增益計算部42得到的平均增益的組合變換為可靠性信息。作為一例，可以將如下所述得到的正實數R設為可靠性信息，該正實數R在設頻帶內平均增益計算部42的輸出為A、基準值為C、權重系數生成部47的輸出為D時，使用預定的正系數c、d，由下述式(2)得到。
式2R= I+c (A-C) XdD...(2)另外，不限于式(2)，也可以是在平均增益A小于基準值C的情況下可靠性下降、并且隨著權重系數D增大可靠性上升那樣的變換式，而且可以替代變換式而使用變換表來生成可靠性信息。并且，可以不如上所述那樣求出權重系數D，而使得頻帶內最大增益與頻帶內最小增益的差分絕對值越大、可靠性越下降即可。在使用圖5所示的可靠性信息生成部22的情況下，根據發送頻帶(信號頻帶)內的最大增益與最小增益的差分的絕對值生成可靠性信息，因此有能夠以比較小規模的電路或運算量得到可靠性信息的效果。將在可靠性信息生成部22中生成的信號R作為分支度量權重系數，與傅立葉逆變換部15的輸出一起提供給維特比解碼部23，在維特比解碼部23中利用這些信息進行維特比解碼并糾錯。這里，使用圖6說明維特比解碼部23的結構例。圖6所示的維特比解碼部23包含將傅立葉逆變換部15的輸出作為輸入的分支度量運算部51、將分支度量運算部51的輸出和可靠性信息生成部22的輸出即分支度量權重系數作為輸入的度量權重系數乘法運算部52、將度量權重系數乘法運算部52的輸出作為輸入的相加/比較/選擇部53以及將相加/比較/選擇部53的輸出作為輸入的路徑存儲部54。路徑存儲部54的輸出是維特比解碼部23的輸出。在圖6中，傅立葉逆變換部15的輸出被輸入到分支度量運算部51。在分支度量運算部51中，求出均衡輸出的信號點、和通過與接收到的信號對應的調制方式唯一確定的與各碼元對應的信號點之間的歐幾里得距離，并根據該歐幾里得距離，計算預定個數的通過發送裝置中的卷積編碼器的結構確定的分支度量。在分支度量運算部51中計算出的分支度量被輸入到度量權重系數乘法運算部52。在度量權重系數乘法運算部52中，針對從分支度量運算部51輸入的各分支度量，乘以由可靠性信息生成部22計算出的可靠性信息來作為分支度量權重系數。
乘以分支度量權重系數后的各分支度量(加權后的分支度量)在相加/比較/選擇部53中被累積相加，從而計算出多個路徑。此外，在相加/比較/選擇部53中，對計算出的各個路徑進行比較，并選擇值最小的路徑。將該選擇出的路徑的分支度量的累積相加結果作為幸存路徑度量存儲到路徑存儲部54中。在路徑存儲部54中，對幸存路徑度量進行存儲，并輸出與該路徑度量對應的信息序列作為解碼信號。如以上所示那樣，根據本發明的實施方式1，根據在傳送路徑辨識過程中得到的濾波系數生成均衡輸出的可靠性信息，對基于歐幾里得距離確定的分支度量，進行基于可靠性信息的加權，并使用加權后的分支度量進行維特比解碼，因此能夠提高在各種各樣的傳送路徑環境中的糾錯能力，因此能夠減少在接收側所再現的發送數據的誤碼。實施方式2.
在實施方式I中，示出了在維特比解碼部23中靈活運用可靠性信息來提高接收性能的結構，而接下來將示出在分集合成中使用可靠性信息來提高接收性能的實施方式。圖7是示出本發明的實施方式2的接收裝置的框圖。圖7示出了使用多個天線、即第I至第N天線11 一 I 11 一 N (N為2以上的整數)接收信號，進行分集合成并對信號進行解碼的情況。圖7所示的接收裝置具有第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N、第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N、已知信號生成部16、第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 - N、第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 — N、頻率軸合成比計算部31、頻率軸分集合成部32和傅立葉逆變換 部15。傅立葉逆變換部15的輸出為解調輸出。第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N分別與第I至第N天線11 一 I 11 一N對應設置，并且分別將由第I至第N天線11 一 I 11 一 N接收到的信號(第I至第N接收信號)Sal SaN變換為預定頻帶的信號Sbl SbN。換言之，第η頻率變換部12 — η(η是I N中的任意一個)將通過由對應的第η天線11 一 η進行接收而得到的第η接收信號San變換為預定頻帶的信號Sbn。第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N各自的結構和動作與在實施方式I中示出的頻率變換部12相同。第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N分別與第I至第N頻率變換部12 —I 12 — N對應設置，并且分別將第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N的輸出Sbl SbN作為輸入，進行傅立葉變換并輸出。換言之，第η傅立葉變換部13 — η將對應的第η頻率變換部12 — η的輸出Sbn作為輸入，進行傅立葉變換并輸出。第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N各自的結構和動作與在實施方式I中示出的傅立葉變換部13相同。已知信號生成部16與在實施方式I中示出的已知信號生成部16同樣地，生成與發送信號疊加的已知信號。第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N分別與第I至第N頻率變換部12 —I 12 — N對應設置，分別將從第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N輸出的預定頻帶的信號Sbl SbN作為輸入，并且對分別通過第I至第N頻率變換部12 — I 12 — N接收到的信號的傳送路徑進行估計。換言之，第η傳送路徑估計部17 - η將從對應的第η頻率變換部12 — η輸出的預定頻帶的信號Sbn作為輸入，對通過第η頻率變換部12 — η接收到的信號的傳送路徑進行估計。第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N各自的結構和動作與參照圖2關于實施方式I說明的傳送路徑估計部17相同，第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N分別具有傳送路徑辨識濾波部18、誤差信號生成部19、辨識濾波系數計算部20以及辨識濾波系數傅立葉變換部21。各傳送路徑估計部17 — η內的傳送路徑辨識濾波部18將該傳送路徑估計部17 —η的輸入、即已知信號生成部16的輸出和該傳送路徑估計部17 - η內的辨識濾波系數計算部20的輸出作為輸入，并將該辨識濾波系數計算部20的輸出作為系數來對已知信號生成部16的輸出進行濾波并輸出。誤差信號生成部19將該傳送路徑估計部17 — η的輸入、即對應的頻率變換部12-η的輸出和(相同的傳送路徑估計部17 — η內的)傳送路徑濾波部18的輸出作為輸入，并輸出表不后者相對于前者的誤差的信號。在使用LMS算法的情況下，辨識濾波系數計算部20將來自已知信號生成部16的已知信號和(相同的傳送路徑估計部17 — η內的)誤差信號生成部19的輸出作為輸入，以使得誤差信號生成部19的輸出為零的方式，計算在傳送路徑辨識濾波部17中使用的濾波系數。在使用CMA的情況下，辨識濾波系數計算部20不僅使用來自已知信號生成部16的已知信號和(相同的傳送路徑估計部17 — η內的)誤差信號生成部19的輸出，還如圖2的虛線所示，使用(相同的傳送路徑估計部17 — η內的)傳送路徑辨識濾波部18的輸出。辨識濾波系數傅立葉變換部21將辨識濾波系數計算部20的輸出作為輸入，進行傅立葉變換并輸出。各傳送路徑估計部17 — η的辨識濾波系數傅立葉變換部21的輸出成為該傳送路徑估計部17 — η的輸出。第I至第N可靠性信息生成部2 2 — I 22 — N分別與第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N對應設置，還與第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N對應設置，并且分別將第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N的輸出作為輸入，生成分別表不第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N的輸出Xl XN的可靠性的第I至第N可靠性信息Rl RN。換言之，第η可靠性信息生成部22 — η將對應的第η傳送路徑估計部17 —η的輸出作為輸入，生成表示第η傅立葉變換部13 — η的輸出Xn的可靠性的第η可靠性信息Rn。第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 — N分別與在實施方式I中不出的可靠性信息生成部22同樣，可以如圖3所示那樣構成，也可以如圖5所示那樣構成。在如圖3所示那樣構成的情況下，第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 — N各自、即第η可靠性信息生成部22 - η內的頻帶內方差計算部41和頻帶內平均增益計算部42分別計算從對應的傳送路徑估計部17 — η輸入到該可靠性信息生成部22 — η的、作為傳送路徑估計結果Fn的頻帶內的信號的方差值和平均增益，可靠性信息變換部43將頻帶內方差計算部41的輸出和頻帶內平均增益計算部42的輸出作為輸入，生成可靠性信息Rn。在如圖5所示那樣構成的情況下，第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 —N各自、即第η可靠性信息生成部22 — η內的權重系數確定部49和頻帶內平均增益計算部42進行基于從對應的傳送路徑估計部17 — η輸入到該可靠性信息生成部22 — η的傳送路徑估計結果Fn的、權重系數D的確定和發送頻帶內的信號的平均增益A的計算，加權運算部48將權重系數確定部47的輸出D、和頻帶內平均增益計算部42的輸出A作為輸入，并根據這些信息生成可靠性信息Rn。頻率軸合成比計算部31基于第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 — N的輸出和第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N的輸出，計算分集合成比Wl WN。具體而言，頻率軸合成比計算部31將從第I至第N可靠性信息生成部22 — I 22 — N輸出的與第I至第N天線11 一 I 11 一 N對應的可靠性信息Rl RN、以及從第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N輸出的辨識濾波系數的傅立葉變換的結果)Fl FN作為輸入，并根據這些信息計算第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N的輸出Xl XN的合成比(分集合成比)Wl WN并輸出。這里，使用圖8說明頻率軸合成比計算部31的結構例。圖8所示的頻率軸合成比計算部31具有第I至第N復數共軛部61 — I 61 — N、第I至第N功率計算部62 — I 62 — N、第I至第N功率值加權部63 — I 63 — N、功率和計算部64以及第I至第N合成比生成部65 — I 65 — N，第I至第N合成比生成部65 — I 65 — N的輸出分別表示關于第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N的輸出的合成比Wl WN。第I傳送路徑估計部17 -1的輸出Fl被輸入到第I復數共軛部61 — I和第I功率計算部62 — I。第I復數共軛部61 — I生成第I傳送路徑估計部17 — I的輸出Fl的復數共軛信號H1。第I功率計算部62 -1計算第I傳送路徑估計部17 -1的輸出的振幅平方值Pl并作為功率值輸出。第I功率值加權部63 -1針對第I功率計算部62 — I的輸出Pl，進行與第I可靠性信息生成部22 -1的輸出即第I可靠性信息Rl對應的加權、即進行求出兩者的乘積的運算并輸出。該加權通過求出第I功率計算部62 — I的輸出Pl與第I可靠信號信息Rl的乘積(PI XRl)來進行。第2 第N復數共軛部61 — 2 61 — N、第I至第N功率計算部62 — 2 62 —N以及第2 第N功率值加權·部63 — 2 63 — N的動作分別與第I復數共軛部61 — 1、第I功率計算部62 -1以及第I功率值加權部63 — I相同。因此，第I至第N復數共軛部61 — I 61 — N分別將第I至第N傳送路徑估計部17 — I 17 — N的輸出Fl FN作為輸入，將該輸入變換為其復數共軛信號Hl HN并輸出。第I至第N功率計算部62 — I 62 — N分別將第I至第N傳送路徑估計部17 —I 17 — N的輸出Fl FN作為輸入，計算其振幅的平方值并作為功率值Pl PN輸出。第I至第N功率值加權部63 — I 63 — N分別用第I至第N可靠性信息Rl RN對第I至第N功率計算部62 — I 62 — N的輸出Pl PN進行加權并分別輸出。功率和計算部64求出第I至第N功率值加權部63 — I 63 — N的輸出(R1 XPl) (RNXPN)的總和Pt并輸出。在將j設為I至N的變量時，功率和計算部64中的求出功率總和Pt的運算用下述式(3)表示。式3Pt = T.Rj Pj
J=1...(3)功率和計算部64的輸出Pt被輸入到第I至第N合成比生成部65 — I 65 — N。
第I合成比生成部65 -1根據第I復數共軛部61 — I的輸出Hl、第I可靠性信息的輸出Rl以及功率和計算部64的輸出Pt，生成關于第I傅立葉變換部13 -1的輸出Xl的合成比Wl并輸出。第2 第N合成比生成部65 — 2 65 — N各自的結構和動作與第I合成比生成部65 — I相同。因此，第I至第N合成比生成部65 — I 65 — N分別根據第I至第N復數共軛部61 — I 61 — N的輸出Hl HN、第I至第N可靠性信息Rl RN以及功率和計算部64的輸出Pt，計算關于第I至第N傅立葉變換部13 — I 13 — N的輸出Xl XN的分集合成比Wl WN并輸出。由圖8的結構例得到的分集合成比例如可以由下述式(4)給出。其中，在設i為I N中的任意數字時，式(4)表示關于第i傅立葉變換部13 -1的輸出的合成比Wi，Hi是指第i復數共軛部61 — i的輸出、Ri是指第i可靠性信息。式4
權利要求
1.一種接收裝置，其接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并根據該接收到的信號對發送數據進行再現，該接收裝置的特征在于，具有: 頻率變換單元，其將所述接收到的信號變換為預定頻帶的信號； 傅立葉變換單元，其對所述預定頻帶的信號進行傅立葉變換并輸出； 頻率軸均衡單元，其將所述傅立葉變換單元的輸出作為輸入，通過在頻域中對由該所述天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正而在頻域中進行均衡； 傅立葉逆變換單元，其對所述頻率軸均衡單元的輸出進行傅立葉逆變換而輸出時域中的均衡信號； 已知信號生成單元，其生成疊加到所述發送信號的已知信號； 傳送路徑估計單元，其對所述接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換； 可靠性信息生成單元，其根據所述傳送路徑估計單元的輸出在發送頻帶內的傳送路徑振幅特性的偏差，生成表示所述傅立葉逆變換單元的輸出信號的可靠性的可靠性信息；以及 維特比解碼單元，其根據所述傅立葉逆變換單元的輸出和所述可靠性信息進行維特比解碼處理來對所述發送數據進行再現， 所述頻率軸均衡單元基于所述傳送路徑估計單元的輸出進行針對所述傅立葉變換單元的輸出的所述校正。
2.根據權利要求1所述的接收裝置，其特征在于，` 所述可靠性信息生成單元具有: 權重系數確定單元，其求出和所述傳送路徑估計單元的輸出在所述發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值對應的權重系數； 頻帶內平均增益計算單元，其求出所述傳送路徑估計單元的輸出在所述發送頻帶內的平均增益；以及 加權運算單元，其根據由所述頻帶內平均增益計算單元求出的所述平均增益、由所述權重系數確定單元求出的所述權重系數和預定的基準值生成所述可靠性信息， 所述傳送路徑估計單元的輸出在發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值越小，所述可靠性信息生成單元輸出越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
3.根據權利要求1所述的接收裝置，其特征在于， 所述可靠性信息生成單元具有: 頻帶內方差計算單元，其計算所述傳送路徑估計單元的輸出的發送頻帶內成分的方差值；以及 可靠性信息變換單元，其根據預定的基準值將由所述頻帶內方差計算單元計算出的所述方差值變換為所述可靠性信息， 所述方差值越小，所述可靠性信息變換單元輸出越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
4.根據權利要求1 3中的任意一項所述的接收裝置，其特征在于， 所述傳送路徑估計單元具有:傳送路徑辨識濾波單元，其對所述已知信號生成單元的輸出進行濾波并輸出； 誤差信號生成單元，其求出所述傳送路徑辨識濾波單元的輸出相對于從所述頻率變換單元輸出的所述預定頻帶的信號的誤差； 辨識濾波系數計算單元，其將所述誤差信號生成單元的輸出作為輸入，計算在所述傳送路徑辨識濾波單元中使用的濾波系數，以使得所述誤差信號生成單元的輸出為零；以及辨識濾波系數傅立葉變換單元，其對由所述辨識濾波系數計算單元計算出的濾波系數進行傅立葉變換，并輸出傅立葉變換的結果， 所述傳送路徑辨識濾波單元使用由所述辨識濾波系數計算單元計算出的濾波系數對所述已知信號生成單元的輸出進行濾波并輸出， 所述辨識濾波系數傅立葉變換單元的輸出被當作所述傳送路徑估計單元的輸出。
5.一種接收裝置，其用第I至第N天線接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來再現所述發送數據，其中，N為2以上的整數，該接收裝置的特征在于，具有: 第I至第N頻率變換單元，它們分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號； 第I至第N傅立葉變換單元，它們分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換； 頻率軸分集合成單元，其對所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出進行分集合成并輸出； 傅立葉逆變換單元，其對所述頻率軸分集合成單元的輸出進行傅立葉逆變換而輸出時域中的均衡信號； 已知信號生成單元，其生成疊加到所述發送信號的已知信號； 第I至第N傳送路徑估計單元，它們分別將所述第I至第N預定頻帶的信號和由所述已知信號生成單元生成的所述已知信號作為輸入，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換； 第I至第N可靠性信息生成單元，它們分別基于所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，生成分別表示所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出的可靠性的第I至第N可靠性/[目息;以及 頻率軸合成比計算單元，其分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，計算分集的合成比， 所述頻率軸分集合成單元根據所述頻率軸合成比計算單元的輸出，對所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出進行合成。
6.根據權利要求5所述的接收裝置，其特征在于， 所述頻率軸合成比計算單元具有: 第I至第N復數共軛單元，它們將所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出變換為其復數共軛信號并輸出； 第I至第N功率計算單元，它們計算所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出的振幅平方值并作為功率值輸出； 第I至第N功率值加權單元，它們分別用所述第I至第N可靠性信息對所述第I至第N功率計算單兀的輸出進行加權并輸出； 功率和計算單元，其計算所述第I至第N功率值加權單元的輸出的總和；以及第I至第N合成比生成單元，它們根據所述第I至第N復數共軛單元的輸出、所述第I至第N可靠性信息以及所述功率和計算單元的輸出，分別計算關于所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出的分集合成比并輸出。
7.一種接收裝置，其用第I至第N天線接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來再現所述發送數據，其中，N為2以上的整數，該接收裝置的特征在于，具有: 第I至第N頻率變換單元，它們分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號； 第I至第N傅立葉變換單元，它們分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換； 第I至第N頻率軸均衡單元，它們分別將所述第I至第N傅立葉變換單元的輸出作為輸入，通過在頻域中對分別由所述第I至第N天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正，來進行頻域中的均衡； 均衡后頻率軸分集合成單元，其對所述第I至第N頻率軸均衡單元的輸出進行分集合成并輸出； 傅立葉逆變換單元，其對所述均衡后頻率軸分集合成單元的輸出進行傅立葉逆變換并輸出時域中的均衡信號； 已知信號生成單元，其 生成疊加到所述發送信號的已知信號； 傳送路徑估計單元，其分別將所述第I至第N預定頻帶的信號和由所述已知信號生成單元生成的所述已知信號作為輸入，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并輸出表示該傳送路徑的頻率特性的系數的傅立葉變換； 第I至第N可靠性信息生成單元，它們分別基于所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出，生成分別表示第I至第N傅立葉變換單元的輸出的可靠性的第I至第N可靠性信息；以及 均衡后頻率軸合成比計算單元，其分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出計算分集的合成比， 所述均衡后頻率軸分集合成單元根據所述均衡后頻率軸合成比計算單元的輸出對所述第I至第N頻率軸均衡單元的輸出進行合成， 所述第I至第N頻率軸均衡單元分別將所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出作為輸入，并根據這些輸入進行針對所述第I至第N傅立葉變換單元的所述校正。
8.根據權利要求7所述的接收裝置，其特征在于， 所述均衡后頻率軸合成比計算單元具有: 第I至第N功率計算單元，它們計算所述第I至第N傳送路徑估計單元的輸出的振幅平方值并作為功率值輸出； 第I至第N功率值加權單元，它們分別用所述第I至第N可靠性信息對所述第I至第N功率計算單兀的輸出進行加權并輸出； 功率和計算單元，其計算所述第I至第N功率值加權單元的輸出的總和；以及第I至第N均衡后合成比生成單元，它們根據所述第I至第N功率值加權單元的輸出以及所述功率和計算單元的輸出，分別計算關于所述第I至第N頻率軸均衡單元的輸出的分集合成比并輸出。
9.根據權利要求5 8中的任意一項所述的接收裝置，其特征在于， 所述第I至第N傳送路徑估計單元分別與所述第I至第N頻率變換單元對應設置，并且所述第I至第N傳送路徑估計單元各自具有: 傳送路徑辨識濾波單元，其對所述已知信號生成單元的輸出進行濾波并輸出； 誤差信號生成單元，其求出所述傳送路徑辨識濾波單元的輸出相對于從對應的所述頻率變換單元輸出的所述預定頻帶的信號的誤差； 辨識濾波系數計算單元，其將所述誤差信號生成單元的輸出作為輸入，計算在所述傳送路徑辨識濾波單元中使用的濾波系數，以使得所述誤差信號生成單元的輸出為零；以及辨識濾波系數傅立葉變換單元，其對由所述辨識濾波系數計算單元計算出的濾波系數進行傅立葉變換，并輸出傅立葉變換的結果， 所述傳送路徑辨識濾波單元使用由所述辨識濾波系數計算單元計算出的濾波系數對所述已知信號生成單元的輸出進行濾波并輸出， 所述辨識濾波系數傅立葉變換單元的輸出被當作該傳送路徑估計單元的輸出。
10.根據權利要求5 9中的任意一項所述的接收裝置，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成單元分別與所述第I至第N傳送路徑估計單元對應設置，并且所述第I至第N可靠性信息生成單元各自具有: 頻帶內方差計算單元，其計算與該可靠性信息生成單元對應的所述傳送路徑估計單元的輸出的、發送頻帶內成分的方差值；以及 可靠性信息變換單元，其針對由所述頻帶內方差計算單元計算出的所述方差值，根據預定的基準值將所述方差值變換為可靠性信息， 所述方差值越小，所述可靠性信息變換單元輸出越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
11.根據權利要求5 9中的任意一項所述的接收裝置，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成單元分別與所述第I至第N傳送路徑估計單元對應設置， 與該可靠性信息生成單元對應的所述傳送路徑估計單元的輸出在發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值越小，所述第I至第N可靠性信息生成單元各自輸出越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
12.根據權利要求11所述的接收裝置，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成單元各自具有: 權重系數確定單元，其求出與對應于該可靠性信息生成單元的所述傳送路徑估計單元的輸出在所述發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值對應的權重系數； 頻帶內平均增益計算單元，其求出對應的所述傳送路徑估計單元的輸出在所述發送頻帶內的平均增益；以及 加權運算單元，其根據由所述頻帶內平均增益計算單元求出的所述平均增益、由所述權重系數確定單元求出的所述權重系數和預定的基準值，生成可靠性信息并輸出。
13.根據權利要求1 12中的任意一項所述的接收裝置，其特征在于， 所述發送信號是以多值VSB (殘留邊帶)調制方式、QPSK (正交相移鍵控)調制方式或多值QAM (正交調幅)調制方式進行了調制的發送信號。
14.一種接收方法，接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并根據該接收到的信號對發送數據進行再現，該接收方法的特征在于，具有: 頻率變換步驟，將所述接收到的信號變換為預定頻帶的信號； 傅立葉變換步驟，對所述預定頻帶的信號進行傅立葉變換； 頻率軸均衡步驟，根據所述傅立葉變換步驟的傅立葉變換的結果，在頻域中對由該所述天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正來進行頻域中的均衡； 傅立葉逆變換步驟，對所述頻率軸均衡步驟的均衡結果進行傅立葉逆變換來生成時域中的均衡信號； 已知信號生成步驟，生成疊加到所述發送信號的已知信號； 傳送路徑估計步驟，對所述接收到的信號的傳送路徑進行估計，對表示該傳送路徑的頻率特性的系數進行傅立葉變換； 可靠性信息生成步驟，根據所述傳送路徑估計步驟的估計結果在發送頻帶內的傳送路徑振幅特性的偏差，生成表示所述傅立葉逆變換步驟的傅立葉逆變換結果的可靠性的可靠性信息；以及 維特比解碼步驟，根據所述傅立葉逆變換步驟的傅立葉逆變換的結果和所述可靠性信息，進行維特比解碼處理，來對所述發送數據進行再現， 所述頻率軸均衡步驟基于所述傳送路徑估計步驟的估計結果進行針對所述傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果的所述校正。
15.根據權利要求14所述的接收方法，其特征在于， 所述可靠性信息生成步驟具有: 權重系數確定步驟，求出和所述傳送路徑估計步驟的估計結果在所述發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值對應的權重系數； 頻帶內平均增益計算步驟，求出所述傳送路徑估計步驟的估計結果在所述發送頻帶內的平均增益；以及 加權運算步驟，根據在所述頻帶內平均增益計算步驟中求出的所述平均增益、在所述權重系數確定步驟中求出的所述權重系數和預定的基準值，生成所述可靠性信息， 所述傳送路徑估計步驟的估計結果在發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值越小，所述可靠性信息生成步驟生成越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
16.根據權利要求14所述的接收方法，其特征在于， 所述可靠性信息生成步驟具有: 頻帶內方差計算步驟，計算所述傳送路徑估計步驟的估計結果的發送頻帶內成分的方差值；以及 可靠性信息變換步驟，根據預定的基準值將在所述頻帶內方差計算步驟中計算出的所述方差值轉換為所述可靠性信息， 所述方差值越 小，所述可靠性信息變換步驟生成越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
17.根據權利要求14 16中的任意一項所述的接收方法，其特征在于， 所述傳送路徑估計步驟具有: 傳送路徑辨識濾波步驟，對在所述已知信號生成步驟中生成的所述已知信號進行濾波； 誤差信號生成步驟，求出所述傳送路徑辨識濾波步驟的濾波結果相對于所述預定頻帶的信號的誤差； 辨識濾波系數計算步驟，計算在所述傳送路徑辨識濾波步驟中使用的濾波系數，以使通過所述誤差信號生成步驟生成的所述誤差信號為零；以及 辨識濾波系數傅立葉變換步驟，對在所述辨識濾波系數計算步驟中計算出的所述濾波系數進行傅立葉變換， 所述傳送路徑辨識濾波步驟使用在所述辨識濾波系數計算步驟中計算出的所述濾波系數對通過所述已知信號生成步驟生成的所述已知信號進行濾波， 將所述辨識濾波系數傅立葉變換步驟的傅立葉變換的結果用作所述傳送路徑估計步驟的估計結果。
18.一種接收方法，利用第I至第N天線接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來對所述發送數據進行再現，其中，N為2以上的整數，其特征在于，該接收方法具有: 第I至第N頻率變換步·驟，分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號； 第I至第N傅立葉變換步驟，分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換；頻率軸分集合成步驟，對所述第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換的結果進行分集合成； 傅立葉逆變換步驟，對所述頻率軸分集合成步驟的合成結果進行傅立葉逆變換來生成時域中的均衡信號； 已知信號生成步驟，生成疊加到所述發送信號的已知信號； 第I至第N傳送路徑估計步驟，分別基于所述第I至第N預定頻帶的信號、和在所述已知信號生成步驟中生成的所述已知信號，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并對表示該傳送路徑的頻率特性的系數進行傅立葉變換； 第I至第N可靠性信息生成步驟，分別基于所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果，生成分別表示所述第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果的可靠性的第I至第N可靠性信息；以及 頻率軸合成比計算步驟，分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果，計算分集的合成比， 在所述頻率軸分集合成步驟中，根據在所述頻率軸合成比計算步驟中計算出的所述合成比，對所述第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果進行合成。
19.根據權利要求18所述的接收方法，其特征在于， 所述頻率軸合成比計算步驟具有: 第I至第N復數共軛步驟，將所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果變換為其復數共軛信號； 第I至第N功率計算步驟，計算所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果的振幅平方值作為功率值； 第I至第N功率值加權步驟，分別用所述第I至第N可靠性信息對通過所述第I至第N功率計算步驟計算出的所述功率值進行加權； 功率和計算步驟，計算所述第I至第N功率值加權步驟的加權結果的總和；以及第I至第N合成比生成步驟，根據通過所述第I至第N復數共軛步驟生成的所述復數共軛信號、所述第I至第N可靠性信息以及在所述功率和計算步驟中計算出的總和，分別計算針對所述第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果的分集合成比。
20.一種接收方法，利用第I至第N天線接收對卷積編碼后的發送數據進行了調制且疊加了預定的已知信號后的發送信號，并對所述發送信號進行分集合成來對所述發送數據進行再現，其中，N為2以上的整數，其特征在于，該接收方法具有: 第I至第N頻率變換步驟，分別將由所述第I至第N天線接收到的信號變換為第I至第N預定頻帶的信號； 第I至第N傅立葉變換步驟，分別對所述第I至第N預定頻帶的信號進行傅立葉變換；第I至第N頻率軸均衡步驟，通過分別基于所述第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換的結果，在頻域中對分別由所述第I至第N天線接收到的信號在傳送路徑中受到的失真進行校正，來進行頻域中的均衡； 均衡后頻率軸分集合成步驟，對所述第I至第N頻率軸均衡步驟的均衡結果進行分集合成； 傅立葉逆變換步驟，對所述均衡后頻率軸分集合成步驟的合成結果進行傅立葉逆變換來生成時域中的均衡信號； 已知信號生成步驟，生成疊加到所述發送信號的已知信號； 傳送路徑估計步驟，分別基于所述第I至第N預定頻帶的信號、和在所述已知信號生成步驟中生成的所述已知信號，對分別通過所述第I至第N天線接收到的信號的傳送路徑進行估計，并對表示該傳送路徑的頻率特性的系數進行傅立葉變換； 第I至第N可靠性信息生成步驟，分別基于所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果，生成分別表示第I至第N傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果的可靠性的第I至第N可靠性信息；以及 均衡后頻率軸合成比計算步驟，分別根據所述第I至第N可靠性信息和所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果，計算分集的合成比， 所述均衡后頻率軸分集合成步驟根據通過所述均衡后頻率軸合成比計算步驟計算出的所述合成比對所述第I至第N頻率軸均衡步驟的均衡結果進行合成， 所述第I至第N頻率軸均衡步驟還分別基于所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果，進行針對所述第I至第N傅立葉變換步驟的所述校正。
21.根據權利要求20所述的接收方法，其特征在于， 所述均衡后頻率軸 合成比計算步驟具有: 第I至第N功率計算步驟，計算所述第I至第N傳送路徑估計步驟的估計結果的振幅平方值作為功率值；第I至第N功率值加權步驟，分別用所述第I至第N可靠性信息對通過所述第I至第N功率計算步驟計算出的所述功率值進行加權； 功率和計算步驟，計算所述第I至第N功率值加權步驟的加權結果的總和；以及第I至第N均衡后合成比生成步驟，根據所述第I至第N功率值加權步驟的加權結果以及通過所述功率和計算步驟計算出的所述總和，分別計算針對所述第I至第N頻率軸均衡步驟的均衡結果的分集合成比。
22.根據權利要求18 21中的任意一項所述的接收方法，其特征在于， 所述第I至第N傳送路徑估計步驟分別與所述第I至第N頻率變換步驟對應，并且所述第I至第N傳送路徑估計步驟各自具有: 傳送路徑辨識濾波步驟，對通過所述已知信號生成步驟生成的所述已知信號進行濾 波； 誤差信號生成步驟，求出所述傳送路徑辨識濾波步驟的濾波結果相對于通過對應的所述頻率變換步驟生成的所述預定頻帶的信號的誤差； 辨識濾波系數計算步驟，計算在所述傳送路徑辨識濾波步驟中使用的濾波系數，以使在所述誤差信號生成步驟中生成的所述誤差信號為零；以及 辨識濾波系數傅立葉變換步驟，對在所述辨識濾波系數計算步驟中計算出的濾波系數進行傅立葉變換， 所述傳送路徑辨識濾波步驟使用在所述辨識濾波系數計算步驟中計算出的濾波系數對通過所述已知信號生成步驟生成的所述已知信號進行濾波， 將所述辨識濾波系數傅立葉變換步驟的傅立葉變換結果用作該傳送路徑估計步驟的估計結果。
23.根據權利要求18 22中的任意一項所述的接收方法，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成步驟分別與所述第I至第N傳送路徑估計步驟對應，并且所述第I至第N可靠性信息生成步驟各自具有: 頻帶內方差計算步驟，計算與該可靠性信息生成步驟對應的所述傳送路徑估計步驟的估計結果的、發送頻帶內成分的方差值；以及 可靠性信息變換步驟，針對在所述頻帶內方差計算步驟中計算出的所述方差值，根據預定的基準值將所述方差值轉換為可靠性信息， 所述方差值越小，所述可靠性信息變換步驟生成越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
24.根據權利要求18 22中的任意一項所述的接收方法，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成步驟分別與所述第I至第N傳送路徑估計步驟對應，在各所述第I至第N可靠性信息生成步驟中，與該可靠性信息生成步驟對應的所述傳送路徑估計步驟的估計結果在發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值越小，生成越示出高可靠性的信息作為所述可靠性信息。
25.根據權利要求24所述的接收方法，其特征在于， 所述第I至第N可靠性信息生成步驟各自具有: 權重系數確定步驟，求出與對應于該可靠性信息生成步驟的所述傳送路徑估計步驟的估計結果在所述發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值對應的權重系數；頻帶內平均增益計算步驟，求出對應的所述傳送路徑估計步驟的估計結果在所述發送頻帶內的平均增益；以及 加權運算步驟，根據在所述頻帶內平均增益計算步驟中求出的所述平均增益、在所述權重系數確定步驟中求出的所述權重系數和預定的基準值，生成可靠性信息。
26.根據權利要求14 25中的任意一項所述的接收方法，其特征在于， 所述發送信號是以多值VSB (殘留邊帶)調制方式、QPSK (正交相移鍵控)調制方式或多值QAM (正交調幅)調制方式 進行了調制的發送信號。
全文摘要
在進行了多值VSB、QPSK或多值QAM調制的信號的接收裝置和接收方法中，基于接收到的信號的傳送路徑的估計結果，生成接收到的可靠性信息(R)(22)，并根據可靠性信息(R)進行維特比解碼處理。可以設為傳送路徑估計單元(17)的輸出在發送頻帶內的最大增益與最小增益的差分絕對值越小，作為所述可靠性信息輸出越示出高可靠性的信息。從而能夠在各種各樣的傳送路徑環境中提高糾錯能力，能夠減少在接收側所再現的發送數據的誤碼。
文檔編號H03M13/41GK103250384SQ20118005862
公開日2013年8月14日 申請日期2011年12月8日 優先權日2010年12月24日
發明者井戶純, 藤原卓 申請人:三菱電機株式會社