專利名稱：噪聲濾波器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種對于應用于電氣電子設備或控制設備的差分傳輸系統所使用的噪聲濾波器以及包括所述噪聲濾波器的傳輸器件。
背景技術：
近年來，由于對于高速處理和高清晰度內容的需求很高，所以要求數字MFP和數碼相機能夠在滿足波形質量的同時高速傳輸大量數字信號。為了高速傳輸這些大量數據，必須增加傳輸線路(transmission line)的數量或增加傳輸速度。然而，由于電子基板小型化并且非常密集，所以難以增加傳輸線路的數量。此外，當經由線纜發送數據時，線纜芯的數量直接影響成本。此外，根據傳輸速度的增加，由于偏斜而產生的信號的定時的變化增大。相應地，保持建立/保持時間變得困難。因此，可以通過很少數量的傳輸線路高速發送大量數據的串行傳輸廣泛使用。根據串行傳輸系統，低速并行信號(如數據信號、地址信號和控制信號)被串行化并且差分地輸出到傳輸線路。所傳輸的串行信號在接收側被解串行化，以使得獲得并行信號。作為串行傳輸系統，US2009-0240994公開了兩類傳輸方法。第一類傳輸方法是時鐘同步串行傳輸。連同若干串行化數據一起傳輸基準時鐘信號。根據該系統，由于連同串行化數據一起傳輸基準時鐘信號，所以基準時鐘信號與每個數據信號的同步是非常重要的。因此，需要使得每個信號對的偏斜最小化。第二類方法是時鐘嵌入式串行傳輸。根據該方法，時鐘比特加入到串行化數據流并且時鐘信號嵌入在數據流中。在接收側恢復時鐘信號和數據信號。根據該傳輸系統，由于時鐘信號嵌入在數據流中，所以與用于時鐘同步串行傳輸的數據信號的時鐘信號的條件相比，同步條件將更靈活。如果通過產生功率損耗的長傳輸線纜來傳輸高速信號，則一部分信號分量可能被輻射，使得線纜工作為天線，并且影響其它裝置的操作。因此，必須減少裝置的電磁干擾(EMI)。特別地，對于差分傳輸，在某些情況下，根據在所傳輸的差分信號的上升沿和下降沿處的波形差別而生成的同相分量當其返回時穿過系統地(system ground)。在此情況下，生成引起問題的大環路天線。由于在驅動器側去除差分信號的同相分量導致小的天線尺寸，因此重要的是在抑制差分傳輸中的EMI時去除同相分量。時鐘嵌入式串行傳輸的EMI抑制包括以下特征。首先，與差分傳輸線路串聯地插入電容器，并且執行AC耦合。如果驅動器和接收機通過線纜而連接，則AC耦合在消除系統之間的地電勢的DC電勢差方面是有效的。此外，當驅動器和接收機是不同制造商的產品時，AC耦合可以減少閾值差異。重要的是，當執行AC耦合時，DC電平保持恒定。因此，根據轉換表或者通過數學表達式來對所傳輸的數據進行編碼。這是將高電平與低電平之間的邏輯轉變數據速率設置為50%。相應地，待以低電平或高電平傳輸的串行數據不連續達到3至4比特或更多。
因此，對于來自包括差分傳輸線路的串行傳輸系統的EMI，差分信號的電平轉變很可能在I比特時段中發生。如果這種電平轉變發生，則由于生成具有I比特時段的整數倍的同相分量，所以以一個比特時段的頻率觀測到較大的EMI。此外,通過正弦函數(sine function)來表示方波中所傳輸的數據譜。已知一個比特時段的整數倍的頻率沒有頻譜。換句話說，以差分信號的反相分量的頻譜為零的頻率生成強EMI。例如，如果傳輸數據速率是400Mbps，則I比特時段將是400MHz，在整數倍處將看不見傳輸信號譜。相應地，生成強EMI。作為用于時鐘嵌入式串行傳輸系統的EMI抑制方法，由于EMI以傳輸中必要的反相信號譜為零的頻率發生，因此，例如，帶阻濾波器或陷波(notch)濾波器添加到差分傳輸線路。由于帶阻濾波器和陷波濾波器在去除其中差分傳輸中必要的反相信號譜不存在的頻帶方面是有用的，所以其可以在對傳輸信號譜具有最小影響的情況下高效地去除產生EMI的同相分量。因此，傳統上，使用包括電感器和電容器的串聯電路并且與傳輸線路并聯連接的帶阻濾波器。更具體地說，如圖6A所示，一對傳輸線路107a和107b連接到包括電感器102i和1022以及電容器IOS1和1032的串聯電路106JP 1062。根據串聯電路IOeiUOe2中的每一個，形成 LC諧振電路。"Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and CouplingStructures"(G.Matthaei/L.Young E.Μ.T.Jones ISBN:0-89006-099-1, P725to P772))引文列表專利文獻PTL I:US2009-0240994非專利文獻NPL I ,Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and CouplingStructures"(G.Matthaei/L.Young E.Μ.T.Jones ISBN:0-89006-099-1, P725to P772)
發明內容
技術問題串聯電路IOei和1062的電感器和1022以及電容器IOS1和1032通常是芯片組件。芯片組件通常包括+-5%的精度誤差。因此，在差分傳輸線路上布置的串聯電路1e1與1062之間產生諧振頻率和f2的變化。因此，如圖6B所示，如果在目標諧振頻率的高頻側和低頻側上生成串聯電路106:和1062的諧振頻率和f2,則在目標諧振頻率處產生反諧振(antiresonance)。如果這種反諧振產生，則將減少用于去除作為同相分量的噪聲的效果。本發明涉及一種可以在不在期望頻率處產生反諧振的情況下去除差分傳輸線路的同相分量的噪聲濾波器以及一種使用這樣的噪聲濾波器的傳輸器件。問題的解決方案根據本發明的一個方面，在連接被配置為發送差分信號的發送電路和被配置為接收差分信號的接收電路的一對傳輸線路上所提供的噪聲濾波器包括一對線圈以及電感器和電容器。該對線圈中的一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的一條傳輸線路，該對線圈中的另一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的另一條傳輸線路，該對線圈的其它端部短路，該對線圈的狀態處于這樣的磁耦合狀態:使得在該對傳輸線路上傳輸的同相分量的磁通量抵消，在該對傳輸線路上傳輸的反相分量的磁通量增強。電感器和電容器是與該對線圈和地串聯連接的串聯電路，該對線圈的同相分量的有效電感和電感器的電感的組合電感值、以及電容器的電容值被設置為這樣的值:使得該對線圈和串聯電路的同相分量的諧振頻率被控制為目標頻率。根據本發明的一個方面，傳輸器件包括發送電路、接收電路、被配置為連接發送電路和接收電路并且傳輸差分信號的傳輸線路以及在傳輸線路上所提供的噪聲濾波器。噪聲濾波器包括一對線圈以及電感器和電容器，該對線圈中的一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的一條傳輸線路，該對線圈中的另一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的另一條傳輸線路，該對線圈的其它端部短路，該對線圈的狀態處于這樣的磁耦合狀態:使得在該對傳輸線路上傳輸的同相分量的磁通量抵消，在該對傳輸線路上傳輸的反相分量的磁通量增強。電感器和電容器是與該對線圈和地串聯連接的串聯電路，該對線圈的同相分量的有效電感和電感器的電感的組合電感值、以及電容器的電容值被設置為這樣的值:使得該對線圈和串聯電路的同相分量的諧振頻率被控制為目標頻率。從參照附圖對示例性實施例的以下詳細描述，本發明的其它特征和方面將變得清
λ.Μ
/E.ο
圖1是根據第一示例性實施例的傳輸器件的示意圖。圖2A是根據第一示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖2B是示出根據第一示例性實施例的傳輸器件的混合模s參數的計算結果的圖。圖3A是根據第二示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖3B是示出根據第二示例性實施例的傳輸器件的混合模s參數的計算結果的圖。圖4A是根據第三示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖4B是根據第三示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖4C是示出根據第三示例性實施例的傳輸器件的混合模s參數的計算結果的圖。圖5A是根據第四示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖5B是根據第四示例性實施例的傳輸器件的電路圖。圖5C是示出根據第四示例性實施例的傳輸器件的混合模s參數的計算結果的圖。圖6A是包括常規噪聲濾波器的傳輸器件的電路圖。圖6B是示出使用常規噪聲濾波器的傳輸器件的混合模s參數的計算結果的圖。
具體實施例方式以下將參照附圖詳細描述本發明的各個示例性實施例、特征和方面。示例 I圖1是示出根據本發明第一示例性實施例的包括噪聲濾波器的傳輸器件的配置的示意圖。該示例性實施例的傳輸器件100通過以下操作來執行時鐘嵌入式串行傳輸:將時鐘比特加入到串行化數據流，在數據流中嵌入時鐘信號，并且在接收側上恢復時鐘信號和數據信號。根據第一示例性實施例的傳輸器件100包括第一基板101、在第一基板101上安裝的發送電路4、第二基板102以及在第二基板102上安裝的接收電路5a。此外，傳輸器件100包括一對傳輸線路7a和7b，其連接發送電路4與接收電路5a。在一對傳輸線路7a和7b之間并且在接收電路5a附近(即在第二基板102上)，差分端接電路(端接電阻器)5b連接到傳輸線路7a和7b。雖然接收電路5a和差分端接電路5b在不同的芯片上，但可以在一塊芯片上實現接收電路5a和差分端接電路5b。發送電路4經由一對傳輸線路7a和7b將差分信號發送到接收電路5a。傳輸線路7a和7b中的每一條包括第一基板101和第二基板102中的每一個上的布線，還包括連接第一基板101和第二基板102中的每一個上的布線的線纜。可以僅由基板上的布線或線纜來制成每個傳輸線路并且傳輸線路的形式是根據發送電路和接收電路的布置而被確定的。此外，傳輸器件100包括連接到一對傳輸線路7a和7b的噪聲濾波器200。在發送電路4附近在第一基板101上提供噪聲濾波器200。圖2A和圖2B是包括噪聲濾波器200的傳輸器件100的示意圖。圖2A是包括噪聲濾波器200的傳輸器件100的電路圖。如圖2A所示，噪聲濾波器200包括四端子電路1A，其包括一對線圈11和12。線圈11的一端(端部Ia)在發送電路4附近連接到傳輸線路7a，線圈12的一端(端部Ib)在發送電路4附近連接到傳輸線路7b。線圈11的另一端(端部Ic)和線圈12的另一端(端部Id)短路。此外，噪聲濾波器200包括串聯電路6，其包括串聯連接的電感器2和電容器3。在一對線圈11和12 (四端子電路1A)與GND之間提供串聯電路6。換句話說，串聯電路6的一個端部6a連接到一對線圈11和12的端部Ic和Id,串聯電路6的另一端部(端部6d)連接到GND。GND是在第一基 板101上提供的接地圖案(見圖1)。對于通過一對傳輸線路7a和7b的差分信號，反相分量是所述差分信號中所包括的信號分量，同相分量是所述差分信號中所包括的噪聲分量。因此，為了使得四端子電路IA能夠充當差分模式濾波器，在圖2A所示的纏繞方向上纏繞線圈11和12。相應地,一對線圈11和12處于磁稱合狀態下。對于通過一對傳輸線路7a和7b傳輸的同相分量而言磁通量被抵消掉，但對于通過一對傳輸線路7a和7b傳輸的反相分量而言磁通量被增強。更具體地，在線圈11的自感是L1，線圈12的自感是L2并且線圈11與12之間的互感是M的情況下，這一對線圈11和12的有效電感表示為Li+L2+-2M。此外，對于通過一對傳輸線路7a和7b傳輸的反相分量而言磁通量增加的該對線圈11和12的有效電感是Ι^+Ι^+2Μ。另一方面，對于通過該對傳輸線路7a和7b傳輸的同相分量而言磁通量被抵消掉的該對線圈11和12的有效電感Lia是Li+L2-2M (=L1A)。因此，對于包括一對線圈11和12的四端子電路1A，同相分量的阻抗將低于反相分量的阻抗。此外，四端子電路IA的同相分量的阻抗將低于差分端接電路5b的阻抗，反相分量的阻抗將高于差分端接電路5b的阻抗。四端子電路IA不限于上述四端子電路，只要磁耦合是差分信號的同相分量的阻抗低于反相分量的阻抗，就可以使用任何四端子電路。例如，使用具有圍繞芯纏繞或通過膜而多層化(multilayer)的兩條導線以使得對于同相信號分量磁通量彼此抵消掉并且對于反相信號分量磁通量增強的四端子電路。根據以下方程(I)來確定噪聲濾波器200的噪聲去除頻率Fe (即該對線圈11和12和串聯電路6的同相分量的諧振頻率)。[數學式I]
「ΟΟΜ Fe - Sf= ( I )
LUU°yj 2π 掘在該方程中，L表示電感Lia和電感L3的組合電感。電感Lia是四端子電路IA的共模下的電感(該對線圈11和12的同相分量的電感)。電感L3是電感器2的電感。此外，C表不電容器3的電容。因此，根據該示例性實施例，組合電感L和電容C被設置為這樣的值:該值使得去除頻率(諧振頻率)Fe變為目標頻率。目標頻率是可以去除所生成的噪聲的頻率。換句話說，其為允許將同相分量(噪聲)傳輸到GND的頻率和差分信號的反相分量的頻譜為零的頻率。例如，如果傳輸數據速率是400Mbps，則目標頻率是400MHz。電感器2和電容器3并非一定是芯片組件，而可以由刻圖(pattern)元件來形成。如果使用芯片組件，則由于芯片組件通常具有大約+-5%的精度誤差，因此期望將帶寬設置為去除頻率Fe的10%或更大。根據以下方程(2)來確定帶寬BW。[數學式2]`
Mf ;丄 (2 )
ImL在方程(2)中,R是在作為差分傳輸線路的一對傳輸線路7a和7b是兩條單端傳輸線路的情況下的噪聲濾波器200的輸入側和輸出側的并聯特征阻抗。例如，如果輸入側的特征阻抗和輸出側的特征阻抗都是50ohms，則R將是25ohms。如果確定了帶寬BW，則組合電感L得以確定。此外，根據方程(I)來確定電容器3的電容C的值。此外，可以通過從根據方程(2)確定的電感L減去四端子電路IA的電感Lia來獲得電感器2的電感L3。此外，期望在考慮電容器3的等效串聯電感和刻圖元件的電感的同時確定電感器2的電感L3。圖2B示出圖2A中的電路圖所示的電路的混合模s參數的仿真結果。傳輸數據速率是400Mbps，目標頻率是400MHz。電感器2的電感L3是37.79nH，電容器3的電容是
3.979pF0四端子電路IA在共模下的電感Lia是2nH，電感器2和四端子電路IA的組合電感L是39.79nH。此外，差分端接電路(端接電阻)5b是100歐姆。由于電容器3的等效串聯電感的值非常小，所以在計算中忽略它。圖2B所不的Scc21不出從輸入側到輸出側的同相分量的傳輸特性，換句話說，噪聲去除特性。Sdd21是反相分量的傳輸特性。根據圖2B，雖然反相分量在不受衰減的情況下得以傳輸，但同相分量在目標頻率帶處被去除。根據第一示例性實施例的噪聲濾波器200，四端子電路IA工作以使得輸入與輸出之間的阻抗對于差分信號的反相分量而言較高，而對于差分信號的同相分量而言較低。由于即使線圈11和12的端部Ic和Id電短路這種效果也不改變，所以與也連接到傳輸線路7a和7b的差分端接電路5b的阻抗相比，并聯連接到傳輸線路7a和7b的四端子電路IA的阻抗是足夠高的。由于差分傳輸中必要的反相分量平穩地傳輸到接收電路5a，所以其不影響信號傳輸。另一方面，至于差分傳輸中不必要的并且產生EMI的同相分量，由于一對線圈11和12磁耦合以使得四端子電路IA的阻抗是低的，所以四端子電路IA可以看作一個線圈。因此，由于當電容器3串聯添加到四端子電路IA時四端子電路IA工作作為針對同相分量的諧振電路，所以可以設置一個諧振電路，并且在目標頻率處不產生反諧振。然而，由于四端子電路IA的同相分量的電感Lia非常小，所以如果僅使用四端子電路IA則獲得不了足夠的諧振特性。因此，根據該示例性實施例，與四端子電路IA和電容器3串聯地加入電感器2。相應地，實現四端子電路IA的組合電感器，并且可以獲得更尖銳的諧振特性。以此方式，作為差分信號的反相分量傳輸到接收電路5a，作為噪聲的同相分量經由發送電路4附近的四端子電路IA和串聯電路6傳輸到GND。因此，可以去除同相分量，并且改進EMI抑制的效果。示例 2接下來，將參照圖3A和圖3B描述包括根據本發明第二示例性實施例的噪聲濾波器的傳輸器件。根據該不例性實施例，用相同標記表不與第一不例性實施例中相似的組件，并且不重復它們的描述。圖3A所示的傳輸器件100B包括噪聲濾波器200B。噪聲濾波器200B的四端子電路的配置與第一示例性實施例的噪聲濾波器200的配置不同。圖3A所示的四端子電路IB包括用于共模濾波器的一對線圈12B和11B。線圈12B包括輸入端子Ial和輸出端子lbl。線圈IlB包括輸入端子la2和輸出端子lb2。通常，布置導線纏繞或多層化的共模濾波器，以使得磁通量對于差分信號的同相分量而言增強并且對于反相分量而言減弱。因此，通過例如通過改變與輸入端子la2串聯電連續的輸出端子lb2的連接來改變輸入/輸出端子對的連接，實現了具有同相分量的較低阻抗和反相分量的較高阻抗的磁耦合。如上所述，線圈12B的一個端部是輸入端子lal，而另一端部是輸出端子lbl。此夕卜，線圈IlB的一個端部是輸出端子lb2,而另一端部是輸入端子la2。線圈IlB的輸出端子lb2連接到傳輸線路7a，線圈12B的輸入端子Ial連接到傳輸線路7b。此外，線圈12B的輸出端子Ibl和線圈IlB的輸入端子la2電短路。串聯電路6的一個端部6a電連接到輸出端子Ibl和輸入端子la2，作為串聯電路6的另一端部的端部6b電連接到GND。相應地，該對線圈IlB和12B處于這樣的磁耦合狀態:對于通過該對傳輸線路7a和7b傳輸的同相分量而言磁通量被抵消掉,而對于通過該對傳輸線路7a和7b傳輸的反相分量而言磁通量增強。以此方式，作為通常所使用的共模濾波器的四端子電路IB充當差模濾波器，正如第一示例性實施例中工作的四端子電路1A。相應地，可以減少組件成本，此外，如在第一示例性實施例中去除了目標頻率那樣，可以去除差分信號的同相分量的目標頻率處的噪聲。對于共模濾波器的該對線圈IlB和12B，期望選擇具有很小損耗的線圈。原因在于，雖然減少在諧振頻率處在傳輸線路7a和7b與GND之間的同相分量的阻抗增強了噪聲去除效果，但確定在諧振頻率處的阻抗下限的因素是損耗。通常，具有較低共模阻抗的線圈的損耗較小，這是由于可以減少匝數或用于多層的圖案的長度可以較短。因此，雖然不限于此，但期望使用阻抗在IOOMHz處小于或等于100歐姆的線圈。圖3B示出圖3A中的電路圖所示的電路的混合模s參數的仿真結果。傳輸數據速率是400Mbps，目標頻率是400MHz。電感器2的電感L3是37.79nH，電容器3的電容是3.979pF0共模下的四端子電路IA的電感Lia是2nH，電感器2和四端子電路IA的組合電感L是39.79nH。此外，差分端接電路(端接電阻)5b是100歐姆。由于電容器3的等效串聯電感的值非常小，所以在計算中忽略它。圖3B所不的Scc21表不從輸入側到輸出側的同相分量的傳輸特性。Sdd21是反相分量的傳輸特性。根據圖3B，雖然反相分量在不受衰減的情況下得以傳輸，但同相分量在目標頻率帶處被去除。示例3接下來，將參照圖4A至圖4C描述包括根據本發明第三示例性實施例的噪聲濾波器的傳輸器件。根據該不例性實施例，用相同標記表不與第一不例性實施例中相似的組件，并且不重復它們的描述。如果存在產生噪聲的多個頻率，則多個諧振頻率將是必要的。因此，關于根據第三不例性實施例的傳輸器件100C,對于傳輸線路7a和7b提供多個噪聲濾波器。例如,如圖4A所示，提供兩個噪聲濾波器200和200’。如噪聲濾波器200的情況那樣，噪聲濾波器200’包括:四端子電路1A’，包括一對線圈；串聯電路6’，包括電感器2’和電容器3’。然而，每個組合電感的值與每個電容的值是不同的。換句話說，關于彼此不同的目標頻率，通過噪聲濾波器200和200’設置多個(根據該示例性實施例，兩個)諧振頻率。因此，如圖4C所示，可以獲得在每個諧振頻率處的噪聲去除效果。接下來，將參照圖4B描述包括不同的噪聲濾波器的傳輸器件。如第一示例性實施例的情況那樣，圖4B所示的傳輸器件100D的噪聲濾波器200D包括四端子電路1A，其包括一對線圈11和12。此外，噪聲濾波器200D包括:多個串聯電路，其中的每一個都包括在該對線圈11和12與GND之間串聯連接的電感器和電容器。更具體地說，噪聲濾波器200D包括串聯電路6，串聯電路6包括在該對線圈11和12與GND之間串聯連接的電感器2和電容器3。此外，噪聲濾波器200D包括串聯電路6’，串聯電路6’包括在該對線圈11和12與GND之間串聯連接的電感器2’和電容器3’。換句話說，串聯電路6’與串聯電路6并聯連接。因此，根據線圈11和12的同相分量的有效電感以及電感器2和2’中的每一個的電感來確定每個組合電感。
此外，對于四端子電路IA和串聯電路6’的同相分量所設置的諧振頻率不同于對于四端子電路IA和串聯電路6的同相分量所設置的諧振頻率。換句話說，組合電感的每個值和電容器的每個電容值被設置為使得多個(對于該示例性實施例，兩個)諧振頻率具有不同的目標頻率。相應地，可以獲得與從圖4A所示的噪聲濾波器200和200’所獲得的效果相似的效果。此外，對于差分傳輸中必要的差分信號的反相分量而言四端子電路IA的在傳輸線路7a和7b之間的阻抗高于差分端接電路5b的阻抗。因此，如圖4C所示，即使布置串聯電路6和6’，它們實際上也不影響傳輸波形。雖然圖4A和圖4B是針對兩個頻率的電路圖，但通過將噪聲濾波器并聯連接到傳輸線路7a和7b或通過將多個串聯電路并聯連接到串聯電路，可以相似地實現用于兩個或更多個頻率的電路。此外，可以使用這些電路的組合。此外，即使共模濾波器的纏繞或層疊使得同相分量的阻抗較高而反相分量的阻抗較低，如果連接是足夠的則也可以使用這樣的共模濾波器。根據噪聲濾波器200D，通過再將串聯電路6’并聯連接到與四端子電路IA串聯連接的串聯電路6，可以獲得用于在一個四端子電路IA處的多個頻率的噪聲去除效果。示例 4將參照圖5A至圖5C描述根據本發明第四示例性實施例的噪聲濾波器。根據該示例性實施例，用相同標記表示與第一示例性實施例中相似的組件，并且不重復它們的描述。根據該示例性實施例，如圖5A所示，傳輸器件100E的噪聲濾波器200E包括四端子電路IA和串聯電路6，四端子電路IA包括一對線圈11和12，串聯電路6包括電感器2和電容器3，如根據第一示例性實施例的噪聲濾波器200的情況那樣。
噪聲濾波器200E包括共模濾波器8。共模濾波器8被提供在一對傳輸線路7a和7b之間并且在一對線圈11和12的端部Ia和Ib與接收電路5a之間。此外，共模濾波器8去除同相分量到接收電路5a的傳輸。共模濾波器8包括作為一對纏繞導線的一對線圈8a和Sb。執行纏繞或層疊，以實現這樣的磁耦合狀態:對于差分信號的同相分量而言磁通量增強，而對于差分信號的反相分量而言磁通量減弱。線圈8a與傳輸線路7a串聯連接，線圈Sb與傳輸線路7b串聯連接。共模濾波器8期望地是在大約30MHz至I點幾GHz的頻率范圍中具有同相分量的高阻抗的共模濾波器。共模濾波器8工作以使得差分信號的反相分量具有低阻抗，而產生EMI的同相分量具有高阻抗。因此，作為同相分量的噪聲穿過該對線圈11和12和串聯電路6。相應地，可以以有效的方式來去除噪聲。此外，作為本發明另一示例性實施例，為了增強在目標頻率處的噪聲去除效果，圖5B所示的傳輸器件100F的噪聲濾波器200F具有與共模濾波器8的線圈8a和8b中的每一個并聯連接的電容器9a和％。可以根據以下方程(3)來獲得并聯連接的電容器9a和9b的電容Cc。[數學式3]
ICc = 2-— (Z)
Lcm<r
在電容C。是所添加的電容器9a和9b的電容的情況下，L。是共模濾波器8的同相分量的有效電感，ω。是目標角頻率。期望的是連接到傳輸線路7a和7b的電容器9a和9b具有相同的電容值。電容C。設置為這樣的值:電容器9a和9b中的每一個的電容C。在與一對線圈11和12和串聯電路6的諧振頻率相同的頻率處諧振。圖5C是示出圖5A和圖5B所示的電路圖中的混合模s參數的仿真結果的圖。傳輸數據速率是400Mbps，目標頻率是400MHz。電感器2的電感L3是37.79nH，電容器3的電容是 3.979pF。共模下的四端子電路IA的電感Lia是2nH，電感器2和四端子電路IA的組合電感L是39.79nH。此外，差分端接電路(端接電阻)5b是100歐姆。此外，線圈8a和8b的電感是400nH。線圈8a和8b以0.999999999的耦合系數被緊耦合。此外，電容器9a和9b的電容是0.05pF。由于電容器3、9a和9b的等效串聯電感的值非常小，因此在計算中忽略它們。如圖5C所示，由于針對同相信號分量而言具有更高阻抗的共模濾波器8以及電容器9a和9b被添加到噪聲濾波器200F，所以噪聲濾波器200F的同相分量(噪聲)的去除效果大于第一示例性實施例的噪聲濾波器200的去除效果。因此，由于噪聲濾波器200F包括共模濾波器8以及電容器9a和9b，所以實現濾波器電路的目標頻率的同相分量的更高阻抗。因此，增強了用于防止針對目標頻率的到接收電路5a的噪聲傳播的效果，并且此外可以以有效的方式來去除噪聲。雖然已經參照示例性實施例描述了本發明，但應理解本發明不限于公開的示例性實施例。所附權利要求的范圍將要賦予最寬泛的解釋，從而包括所有修改、等效結構和功倉泛。本申請要求于2010年9月24日提交的日本專利申請N0.2010-214396的優先權，該日本專利申請N0.2010-214396由此通過引用而整體合并于此。
權利要求
1.一種在一對傳輸線路上提供的噪聲濾波器，該對傳輸線路連接被配置為發送差分信號的發送電路與被配置為接收差分信號的接收電路，所述濾波器包括: 一對線圈； 其中，該對線圈中的一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的一條傳輸線路； 其中，該對線圈中的另一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的另一條傳輸線路； 其中，該對線圈的其它端部短路，以及 其中，該對線圈的狀態處于這樣的磁耦合狀態:使得在該對傳輸線路上傳輸的同相分量的磁通量抵消，在該對傳輸線路上傳輸的反相分量的磁通量增強，以及電感器和電容器； 其中，電感器和電容器是與該對線圈和地串聯連接的串聯電路， 其中，該對線圈的同相分量的有效電感和電感器的電感的組合電感值、以及電容器的電容值被設置為這樣的值:使得該對線圈和串聯電路的同相分量的諧振頻率被控制為目標頻率。
2.如權利要求1所述的噪聲濾波器，其中，在該對線圈與地之間提供多個包括電感器和電容器的串聯電路。
3.如權利要求1或2所述的噪聲濾波器，其中，在該對傳輸線路的連接該對線圈的所述一個端部的位置和接收電路之間提供防止同相分量通過到接收電路的共模濾波器。
4.如權利要求3所述的噪聲濾波器，還包括并聯連接到共模濾波器的每個線圈并且被設置為這樣的電容值的電容器:該電容值使得該電容器在與諧振頻率相同的頻率處諧振。
5.—種傳輸器件,包括: 發送電路； 接收電路； 傳輸線路，被配置為連接發送電路和接收電路，并且傳輸差分信號；以及 噪聲濾波器，被提供在傳輸線路上； 其中，噪聲濾波器包括: 一對線圈； 其中，該對線圈中的一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的一條傳輸線路； 其中，該對線圈中的另一個線圈的一個端部在發送電路附近連接到該對傳輸線路中的另一條傳輸線路； 其中，該對線圈的其它端部短路，以及 其中，該對線圈的狀態處于這樣的磁耦合狀態:使得在該對傳輸線路上傳輸的同相分量的磁通量抵消，在該對傳輸線路上傳輸的反相分量的磁通量增強，以及電感器和電容器； 其中，電感器和電容器是與該對線圈和地串聯連接的串聯電路， 其中，該對線圈的同相分量的有效電感和電感器的電感的組合電感值、以及電容器的電容值被設置為這樣的值:使得該對線圈和串聯電路的同相分量的諧振頻率被控制為目標頻率。
6.如權利要求5所述的傳輸器件，其中，在該對線圈與地之間提供多個包括電感器和電容器的串聯電路。
7.如權利要求5所述的傳輸器件，其中，沿著傳輸線路并行地提供多個噪聲濾波器。
8.如權利要求5至7所述的傳輸器件，其中，沿著該對傳輸線路在該對線圈的所述端部連接到的位置和接收電路之間提供被配置為防止同相分量通過接收電路的共模濾波器。
9.如權利要求8所述的傳輸器件，還包括并聯連接到共模濾波器的每個線圈并且被設置為這樣的電容值的電容器:該電容值使得該電容器在與諧振頻率相同的頻率處諧振。
全文摘要
提供一種可以在不在目標頻率去除處生成反諧振的情況下可靠地去除差分信號中包括的同相分量的噪聲濾波器、以及包括這樣的噪聲濾波器的傳輸器件。一對線圈11和12的端部11a和12a在發送電路4附近連接到一對傳輸線路7a和7b，其它端部11b和12b短路。線圈11和12磁耦合以使得對于在該對傳輸線路7a和7b上傳輸的同相分量而言磁通量抵消并且對于在該對傳輸線路7a和7b上傳輸的反相分量而言磁通量增強。包括串聯連接的電感器2和電容器3的串聯電路6連接到該對線圈11和12與GND。該對線圈11和12、電感器2和電容器3的每個值被設置為使得同相分量的諧振頻率是目標頻率。
文檔編號H03H7/09GK103119851SQ20118004559
公開日2013年5月22日 申請日期2011年9月16日 優先權日2010年9月24日
發明者玉木寬人 申請人:佳能株式會社