專利名稱：具有用于消除量化噪聲的二進制加權數/模微分器的δ-σ小數n頻率合成器的制作方法
技術領域：
本發明涉及Λ - Σ小數N頻率合成器，且更明確地說，涉及包含數/模微分器的Δ- Σ小數N頻率合成器。
背景技術：
許多電路使用鎖相環路來產生頻率信號。在整數N鎖相環路架構(例如下文結合圖1所描述)中，鎖相環路包含串聯地連接以提供頻率信號的相位頻率檢測器、電荷泵、環路濾波器和壓控振蕩器(VCO)。頻率信號通過整數分頻器反饋以向相位頻率檢測器提供反饋信號。此架構具有小參考雜散信號，但具有粗頻率分辨率和長頻率鎖定時間。對于一些應用(例如，無線通信標準)，這種架構是不靈活的。小數N鎖相環路架構(例如下文結合圖3所描述)類似于整數N鎖相環路架構，但在VCO與相位頻率檢測器之間包含小數分頻器。小數分頻器提供多個整數分頻器，所述整數分頻器改變以使得平均分頻器可為小數的。此架構提供快速鎖定和精細頻率分辨率，但由于變動的過度分割而提供小數雜散信號。來自電荷泵的小數雜散信號具有比整數N鎖相環路架構大的尖峰。Δ-Σ小數N鎖相環路架構(例如下文結合圖5所描述)類似于小數N架構，但進一步包含用于調制小數分頻器的Λ-Σ調制器。Λ-Σ調制器接收具有k數目個位的選擇信號R以提供N+R/2k的分割比。來自電荷泵的高頻雜散信號由環路濾波器進行濾波。來自電荷泵的雜散信號具有變動的脈沖寬度(正的和負的)，其呈現為噪聲。Λ- Σ調制器可為(例如)三階。在現有技術系統中，也可通過將具有固定脈沖寬度的誤差信號與由數/模轉換器控制的振幅相加來消除電荷泵的輸出處的偽雜散信號。然而，高分辨率DAC中的振幅失配使鎖相環路的性能嚴重降級。使用動態元件匹配來將此振幅失配整形為較高頻率可減少帶內相位噪聲。然而，其需要額外數字信號處理硬件且使DAC設計變復雜。
發明內容
鎖相環路從振幅或相位調制產生誤差信號，所述誤差信號作為相反電流脈沖而施加于電荷泵處。在使用L階MASHA-Σ調制器的系統中，可對函數(1-z—1)提出撰因子。代替通過比較Λ- Σ調制器的輸入與輸出來獲得誤差信號并對其求積分，直接從MASH結構指定誤差信號M(1-Z1)H,量化所述誤差信號且將其與α-ζ’Μ相乘。通過在模擬域中實施(1-Ζ’函數，模擬電路中發生的任何失配由(1-ζ—1)整形，從而使其對電路匹配不敏感。在一些方面中，鎖相環路包含一階或二階數/模微分器以大體上消除對動態元件匹配的需要。在一些方面中，鎖相環路包含啟用二進制加權數/模轉換器的數/模微分器，使得鎖相環路不包含溫度計編碼數/模轉換器。
圖1為說明常規整數鎖相環路的框圖。圖2為說明圖1的常規整數鎖相環路的電荷泵的電荷泵電壓的時序圖。圖3為說明常規小數N鎖相環路的框圖。圖4為說明圖3的小數N鎖相環路的電荷泵的電荷泵電壓的時序圖。圖5為說明包含三階Λ- Σ調制器的常規Λ- Σ小數N鎖相環路的框圖。圖6為說明圖5的Λ- Σ小數N鎖相環路的電荷泵的電荷泵電壓的時序圖。圖7為說明包含k階Λ - Σ調制器和動態元件匹配的常規Λ - Σ小數N鎖相環路的框圖。圖8為說明圖7的鎖相環路的電荷泵的電荷泵電壓的時序圖。圖9為說明具有二進制加權數/模轉換器的LMA-E小數N鎖相環路900的框圖。圖10為說明圖5的鎖相環路的三階Λ - Σ調制器的一個實施例中的MASH-1ll Λ - Σ調制器的框圖。圖11為說明使用一階數/模微分器的L階Λ - Σ小數N鎖相環路的框圖。圖12為說明圖15的鎖相環路的一階數/模微分器的框圖。圖13為說明圖12的一階數/模微分器的處理的圖。圖14為說明包含用于失配整形的二進制加權一階數/模微分器的小數N鎖相環路的框圖。圖15為說明包含使用二階數/模微分器的Λ - Σ小數N合成器的鎖相環路的框圖。圖16為說明圖15的鎖相環路的二階數/模微分器的框圖。圖17為說明圖16的二階數/模微分器的處理的圖。圖18為說明具有Λ- Σ小數N調制器和圖15的鎖相環路的二進制加權數/模微分器的鎖相環路的框圖。
具體實施例方式具有消除量化噪聲的數/模微分器的Λ - Σ小數N頻率合成器優化寬帶系統的相位噪聲。本發明提供用于通過施加振幅調制脈沖誤差信號來消除Λ- Σ小數N合成器中的偽雜散信號的方法和系統。偽雜散信號源自相位比較器的輸入處的過度時間間隔，其為小數N合成器中的量化噪聲。量化噪聲可通過比較Λ-Σ調制的輸入與輸出來獲得。通過施加作為誤差信號的這個已知噪聲的相反物，可去除偽雜散信號。盡管噪聲為零平均值且由Λ - Σ調制器高通整形，但殘余噪聲在寬帶信號系統中仍為顯著的。通過將振幅調制脈沖誤差信號添加到電荷泵的輸出，可最小化偽雜散信號。本發明提供具有用以對數模轉換元件失配整形的數/模微分器而無選擇機制的Δ-Σ小數N頻率合成器。所述數/模微分器可在沒有溫度計編碼數/模轉換器的情況下形成。數/模微分器通過使用緊密地且對稱地放置的局部DAC元件而包含一階或二階失配整形。數/模微分器可通過使用數/模轉換器的局部匹配來減少全局匹配。圖1為說明常規整數鎖相環路100的框圖，鎖相環路100包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108和整數分頻器
N) 112。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信號122和來自整數分頻器112的小數反饋頻率信號124的頻率和相位的差而產生相位頻率信號120。作為說明性實例，參考頻率信號122具有20MHz的頻率。電荷泵104響應于相位頻率信號120而產生升壓電壓信號126。環路濾波器106響應于升壓電壓126而產生經濾波升壓電壓信號128，且向VC0108提供經濾波升壓電壓128。在一個實施例中，環路濾波器106為低通濾波器。VCO 108產生輸出頻率信號129，輸出頻率信號129也被施加到整數分頻器112。整數分頻器112響應于輸出頻率信號129而產生整數反饋頻率信號124。作為說明性實例，將整數分頻器112的N設置為N = 100。圖2為說明來自電荷泵104的升壓電壓信號126的時序圖。線202說明施加到相位頻率檢測器102的參考頻率信號122的時序。線204說明由整數分頻器112產生的整數反饋頻率信號124的時序。線206說明由電荷泵104產生的升壓電壓信號126。線206包含在參考頻率信號122的對應向下轉變212處出現的多個參考雜散信號。(為了清楚起見，圖2中僅標記一個向下轉變212)。線206上所展示的升壓電壓信號126上的參考雜散信號210為小的。當不匹配時，參考雜散信號210隨參考頻率信號122而出現。然而，鎖相環路100具有粗頻率分辨率。另外，鎖相環路100具有長頻率鎖定時間，其取決于時鐘頻率的一小部分，且鎖相環路100對于多個無線標準來說為不靈活的。信道間隔針對不同標準可為不同的。圖3為說明常規小數N鎖相環路300的框圖。鎖相環路300包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108和小數分頻器
N) 312。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信號122和來自小數分頻器312的小數反饋頻率信號324的頻率和相位的差而產生相位頻率信號120。鎖相環路300以與鎖相環路100類似的方式操作，不同之處只是小數分頻器312響應于小數選擇信號326和輸出頻率信號129而產生小數反饋頻率信號324。小數選擇信號326可選擇小數分頻器312的多個小數。在說明性實例中，頻率選擇326選擇100、100、100、99分頻器的重復序列，所述序列提供99.75的平均值。圖4為說明來自鎖相環路300的電荷泵104的升壓電壓信號的時序圖。線402說明施加到相位頻率檢測器102的參考頻率信號122的時序。線404說明由小數分頻器312產生的小數反饋頻率信號324的時序。線406說明由電荷泵104產生的升壓電壓信號126。線406包含在小數反饋頻率信號324的向下轉變412與參考頻率信號(fref) 122的向下轉變之間的對應差處出現的多個參考雜散信號410。(為了清楚起見，圖4中僅標記一個向下轉變412。)通過改變小數選擇信號326的分割比，線406上的參考雜散信號為小數且具有變動的寬度。環路濾波器106累積額外相位。所述電荷泵104的輸出具有比鎖相環路100的電荷泵104 (圖1)大的雜散信號。然而，鎖相環路300具有精細頻率分辨率和快速頻率鎖定。圖5為說明常規Λ - Σ小數N鎖相環路500的框圖。鎖相環路500包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108、小數分頻器N) 312和三階Λ - Σ調制器530。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信號122和來自小數分頻器312的小數反饋頻率信號524的頻率和相位的差而產生相位頻率信號120。鎖相環路500以與鎖相環路300類似的方式操作，不同之處只是小數分頻器312從用以調制分割比的三階Λ - Σ調制器530接收小數選擇信號326。小數分頻器312響應于小數選擇信號326和輸出頻率信號129而產生小數反饋頻率信號524。三階Λ - Σ調制器530響應于小數選擇信號532而產生小數選擇信號326。小數分頻器312的分割比等于:比=N+R/2k其中R為小數設置信號532的設置值且k為小數設置信號532的位的數目。在說明性實例中，參考頻率信號122具有頻率fref = 20MHz，變量k = 21且頻率分辨率為9Hz。在說明性實例中，頻率選擇326選擇100、100、99、99、99、102、100、99分頻器的調制序列，所述序列提供99.75的平均值。圖6為說明鎖相環路500的電荷泵的電荷泵電壓的時序圖。線602說明施加到相位頻率檢測器102的參考頻率信號122的時序。線604說明由小數分頻器312產生的小數反饋頻率信號524的時序。線606說明由電荷泵104產生的升壓電壓信號126。線606包含在小數反饋信號524的向下轉變與參考頻率信號(fref) 122的向下轉變之間出現的多個小數雜散信號。環路濾波器106對高頻雜散信號進行濾波。線606上的小數雜散信號具有變動的脈沖寬度和固定的振幅。另外，鎖相環路500的小數雜散信號具有高通頻率響應。圖7為說明包含L階Λ - Σ調制和動態元件匹配的常規Λ - Σ小數N鎖相環路700的框圖。鎖相環路700包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108、小數分頻器(％N)312、L階Λ - Σ調制器730、求和電路702、積分器704、Κ階Λ-Σ調制器706、動態元件匹配塊708和溫度計編碼數/模轉換器(DAC)710。鎖相環路700以與鎖相環路500類似的方式操作，不同之處只是使用L階Λ- Σ調制器730來代替三階Λ - Σ調制器530，且溫度計編碼DAC 710向電荷泵104提供信號以用于動態匹配和溫度計編碼。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信號122和來自小數分頻器312的小數反饋頻率信號724的頻率和相位的差而產生相位頻率信號120。電荷泵104響應于相位頻率信號720和來自溫度計編碼DAC 710的量化信號723而向LPF 106提供升壓電壓信號726。VCO 108響應于來自環路濾波器106的經濾波升壓信號728而產生輸出頻率信號729且將信號729施加到小數分頻器312。L階Λ - Σ調制器730向小數分頻器312提供Λ-Σ調制信號且向求和電路702提供量化誤差(e)信號732。L階Λ-Σ調制器730可為(例如)三階Λ - Σ調制器530(圖5)，或MASH-1ll Λ - Σ調制器1000(圖10)。求和電路702產生從LMA- Σ調制器730到頻率選擇信號(Fsel)的誤差信號以提供以下轉移函數:ez-1(l_z-1)L積分器704對求和電路的輸出求積分，所述輸出被施加到K階Λ- Σ調制器706，λ - Σ調制器706具有以下輸出:GZ1(1-Z1)Lke1(1-Z1)K動態元件匹配塊708和溫度計編碼數/模轉換器(DAC) 710響應于K階Λ - Σ調制器706的輸出而產生量化信號723。圖8為說明鎖相環路700 (圖7)的電荷泵104的電荷泵電壓的時序圖。線802說明由電荷泵104產生的升壓電壓信號726。虛線804說明DAC 710的輸出。線804指示用于量化噪聲減少的相加的振幅調制信號。圖9為說明具有二進制加權數/模轉換器的LMA-E小數N鎖相環路900的框圖。L階Λ - Σ小數N鎖相環路900包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108、小數分頻器N) 312、L階Λ - Σ調制器730、量化器910、積分器911、微分器912和二進制加權數/模轉換器(DAC) 918。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信·號122和來自小數分頻器312的小數反饋頻率信號924的頻率和相位的差而產生相位頻率信號920。電荷泵104響應于相位頻率信號120和來自二進制加權DAC 918的量化信號923而向LPF 106提供升壓電壓信號921。VCO 108響應于來自環路濾波器106的經濾波升壓信號922而產生輸出頻率信號929且將信號929施加到小數分 頻器312。L階Λ - Σ調制器730向小數分頻器312提供Λ-Σ調制信號且向量化器910提供量化誤差信號932。L階Λ-Σ調制器730可為(例如)三階Λ - Σ調制器530 (圖5)，或MASH-1ll Λ - Σ調制器1000(圖10)。積分器911匹配頻域/相位轉換。量化器910產生具有可變振幅的固定脈沖以消除電荷泵104上的雜散信號。微分器912提供適當微分函數。對于階L = 3，微分器912提供二階消除。二進制加權DAC 918提供具有固定脈沖寬度的振幅調制。電荷泵提供具有固定振幅的脈沖寬度調制。量化器910產生誤差信號e2。積分器911具有以下用于L階Λ-Σ調制器730的轉移函數:e2z^微分器912具有以下轉移函數:(l-z_1)L且提供輸出e2z-1(l_z-1)H對于三階Δ- Σ調制器(L = 3)，輸出變成印-1(1-2-1)2。鎖相環路900相比于鎖相環路700具有優勢。鎖相環路700包含加法器702、積分器704、調制器706、動態元件匹配電路708和溫度計編碼DAC 710。調制器706提供額外K階以量化較低位寬度。舉例來說，到L階Λ-Σ調制器730的輸入可為21位且21位DAC為不實際的，設置K階Λ- Σ調制器706以處置額外位。所述輸入不能直接被量化，因為誤差％將不具有高通整形功能。鎖相環路700包含額外調制器(即，k階Λ - Σ調制器706)以量化輸入，同時維持用(l-z—1)15整形的ei。鎖相環路700還包含也消耗區域和功率的動態元件匹配電路708。溫度計編碼DAC 710包含許多單元大小元件，其使用許多區域來布線和匹配。相反，鎖相環路900包含二進制加權DAC 918，與(例如)在鎖相環路700中的熱編碼DAC相反，所述二進制加權DAC 918具有可直接縮放到數字位的大小。可在沒有軟件或處理器的情況下實施二進制加權。圖10為說明MASH-1ll Λ - Σ調制器1000的框圖，Λ - Σ調制器1000可用作三階Δ- Σ調制器530 (圖5)。MASH-1ll Λ - Σ調制器1000包括多個加法器1002-1到1002-7和多個延遲塊1004-1到1004-8。在一個實施例中，延遲塊1004具有在z變換空間中的夕變換函數。延遲塊1004-5和加法器1002-3形成第一微分器。延遲塊1004-7和加法器1002-6形成第二微分器。MASH-1ll Λ - Σ調制器1000具有以下轉移函數:y = xz_2-e (1~ζ_1)3其中變量X為到加法器1002-1的輸入，變量e為加法器1002-7的輸出1010的LSB，且變量y為加法器1002-2的輸出。調制器1000還可從加法器1002-7輸出誤差e。MASH-1ll Δ - Σ調制器1000無條件地穩定且具有低復雜性。另外，MASH-1ll Δ - Σ調制器1000可直接輸出未處理的量化噪聲e作為輸出信號1010。圖11為說明包含使用一階數/模微分器的Λ - Σ小數N合成器的鎖相環路1100的框圖。L階Λ-Σ小數N鎖相環路1100包括相位頻率檢測器(PFD) 102、電荷泵104、環路濾波器(LPF) 106、壓控振蕩器(VCO) 108、小數分頻器N) 312、L階Λ - Σ調制器730和量化器1104。相位頻率檢測器102響應于所接收參考頻率信號122和來自小數分頻器312的小數反饋頻率信號1124的頻率和相位的差而產生相位頻率信號1120。電荷泵104響應于相位頻率信號1120和來自量化器1104的誤差量化信號1123而向LPF 106提供升壓電壓信號1121。VCO 108響應于來自環路濾波器106的經濾波升壓信號1122而產生輸出頻率信號1129且將信號1129施加到小數分頻器312。L階Λ - Σ調制器730響應于頻率選擇信號(Fsel)而向小數分頻器312提供Λ- Σ調制信號且向量化器1104提供量化誤差(e)信號932。L階Λ- Σ調制器730可為(例如)三階Λ- Σ調制器530(圖5)，或MASH-111 Λ - Σ調制器1000(圖10)。量化器1104包括量化器1110、第一轉移函數電路1112以及DAC和微分器塊1114,所述DAC和微分器塊1114包含第二轉移函數電路1116和二進制加權DAC 1118。量化器1110從誤差(e)信號932產生誤差信號e2。第一轉移函數電路1112為延遲Z—1與L-2階微分器(1-Z4)H的組合，且具有以下轉移函數:z-1(l-z-1)卜2對于三階Λ - Σ調制器(L = 3)，電路1112具有z—1 (l-z—1)轉移函數。第二轉移函數電路1116具有以下轉移函數:(Ι-z-1)且提供輸出e2z_1(l-z_1)L_1對于三階Δ- Σ調制器(L = 3)，輸出變成印-1(1-2-1)2。描述用于一位一階DAD 1200(圖12)、一位二階DAD 1600(圖16)、全M位一階二進制加權數/模微分器1404 (圖14)和全M位二階二進制加權數/模微分器1843 (圖18)的DAD的基礎配置和操作。圖12為說明一階數/模微分器(DAD) 1200的框圖。盡管將微分器1200描述為用于硬件實施方案，但微分器1200可以在通用或專用處理器中執行的軟件或者硬件與軟件的組合來實施。數/模微分器1200包括多個一位數/模轉換器(DAC) 1204-a和1204_b、求和電路1206、單位轉移函數塊1208、延遲塊1209和切換器1210。在一個實施例中，延遲塊1209具有寄存器延遲轉移函數(例如，-z—1)。切換器1210使一位DAC 1204每隔一個周期交換。單位轉移函數塊1208和延遲塊1209的輸出搖擺地在施加到一位DAC1204-a與1204-b之間切換。一位DAC 1204-a和1204_b分別具有失配a和b。通過將來自單位轉移函數塊1208和延遲塊1209的輸出相加(即，提供轉移函數(Ι-z—1))來整形失配。微分器1200為包含兩個DAC 1204的一位和一階DAD。求和電路1206的輸出對兩個DAC 1204的輸出求和以提供(Ι-z—1)函數，同時一個DAC輸入與另一 DAC輸入互補但具有來自延遲塊1209的一個寄存器延遲。圖13為說明一階數/模微分器1200的處理的圖。序列x(n)為一位DAC 1204-a的輸出。序列x(n+l)為一位DAC 1204-b的輸出。通過每隔一個時鐘周期交換DAC 1204的輸入，x(n)與-χ(n+1)的互補對被重新布置為Xa (n)與Xb (n)，從而形成互補數據對的序列。通過將每兩個連續DAC輸入分組為一個群集，群集內容彼此互補。群集在圖13中展示為包含序列χ(n)或-χ(n+1)的兩個位的矩形。通過針對群集中的每一者對DAC 1204的輸出進行離散傅立葉變換，DAC失配通過(Ι-z—1)加固定DC值來整形，這與傳入信號無關。數學上，高通整形函數可例行地在一個DAC1204中實現而不依 賴于任何指定選擇機制。因為Xa(η)和xb(η)中的群集中的每一者為[1，0]或
，所以出現于DAC1204-a和1204-b的輸出處的失配為([a0]或[Oa])和([b0]或[Ob])，其中a和b為正規化元件失配。執行來自DAC 1204中的每一者的輸出失配的離散傅立葉變換。一位 DAC 1204-a 的誤差為:ea(n) = [a0]或
(I)誤差ea的總和為:
權利要求
1.一種鎖相環路，其包括: 相位頻率檢測器，其響應于參考頻率信號和分頻信號而提供相位檢測信號； 電荷泵，其響應于所述相位檢測信號和量化誤差信號而提供電荷泵信號； 環路濾波器，其響應于所述電荷泵信號而提供經濾波控制信號； 壓控振蕩器，其用于響應于所述經濾波控制信號而提供輸出頻率信號； 小數分頻器，其響應于所述輸出頻率信號和小數選擇信號而提供所述分頻信號； Δ- Σ調制器，其響應于分頻選擇信號而提供所述小數選擇信號和誤差信號；以及量化器，其響應于所述誤差信號而產生所述量化誤差信號，所述量化器包括二進制加權數/模微分器。
2.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述量化器從振幅或相位調制產生誤差信號，所述誤差信號作為所述量化誤差信號中的相反電流脈沖而施加。
3.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述Λ-Σ調制器為L階MASHA-Σ調制器，所述量化器量化所述誤差信號，且將所述經量化誤差信號與因子(l-z-l)L-l相乘。
4.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述Λ-Σ調制器為MASH-1llΛ-Σ調制器。
5.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述量化器包括: 量化器，其用以響應于所述誤差信號而產生第二經量化信號； 第一轉移函數塊， 其用以響應于所述誤差信號而產生第二誤差信號； 第三量化器，其用以響應于所述第二誤差信號而產生所述經量化信號。
6.根據權利要求5所述的鎖相環路，其中所述第三量化器包括: 第二轉移函數塊，其耦合到所述第一轉移函數塊的輸出；以及 數/模轉換器，其耦合到所述第一轉移函數塊的輸出。
7.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述數/模微分器包括一階二進制加權數/模微分器。
8.根據權利要求7所述的鎖相環路，其中所述一階數/模微分器包括: 延遲塊，其響應于所述誤差信號而提供延遲信號； 單位轉移函數塊，其響應于所述誤差信號而提供第二誤差信號； 第一數/模轉換器，其響應于施加到其的所述第二誤差信號和所述延遲信號而提供第一模擬信號； 第二數/模轉換器，其響應于施加到其的所述第二誤差信號和所述延遲信號而提供第二模擬信號； 切換器，其耦合到所述第一和第二數/模微分器以將所述第一和第二誤差信號按搖擺順序提供到所述第一和第二數/模轉換器；以及 求和電路，其耦合到所述第一和第二數/模轉換器的輸出以用于提供所述量化誤差信號。
9.根據權利要求7所述的鎖相環路，其中所述一階數/模微分器包括: 量化器，其用以響應于所述誤差信號而產生經量化信號； 轉移函數塊，其用以響應于所述誤差信號而產生第二誤差信號； 延遲塊，其響應于所述第二誤差信號而提供延遲信號； 單位轉移函數塊，其響應于所述第二誤差信號而提供第三誤差信號； 第一一位數/模轉換器，其響應于施加到其的所述第三誤差信號和所述延遲信號而提供第一模擬信號； 第二一位數/模轉換器，其響應于施加到其的所述第三誤差信號和所述延遲信號而提供第二模擬信號； 切換器，其耦合到所述第一和第二一位數/模微分器以將所述第三誤差信號和所述延遲信號按搖擺順序提供到所述第一和第二數/模轉換器；以及 求和電路，其耦合到所述第一和第二數/模轉換器的輸出以用于響應于所述第一和第二模擬信號而提供所述量化誤差信號。
10.根據權利要求1所述的鎖相環路，其中所述數/模微分器包括二階二進制加權數/模微分器。
11.根據權利要求10所述的鎖相環路，其中所述二階數/模微分器包括: 第一延遲塊，其響應于所述誤差信號而提供延遲信號； 第一單位轉移函數塊，其響應于所述誤差信號而提供第二誤差信號； 切換器，其耦合到所述第一延遲塊和所述第一單位轉移函數塊以從第一延遲塊和所述第一單位轉移函數塊按搖擺順序提供第三和第四誤差信號； 第二延遲塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第三延遲塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第二單位轉移函數塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第三單位轉移函數 塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第一數/模轉換器，其耦合到所述第二單位轉移函數塊； 第二數/模轉換器，其耦合到所述第二延遲塊； 第三數/模轉換器，其耦合到所述第三單位轉移函數塊； 第四數/模轉換器，其耦合到所述第三延遲塊；以及 求和電路，其耦合到所述第一、第二、第三和第四數/模轉換器的輸出以用于提供所述量化誤差信號。
12.根據權利要求10所述的鎖相環路，其中二進制加權M位N階數/模微分器包括: 量化器，其耦合到所述△_ Σ調制器以響應于所述誤差信號而提供第二誤差信號； N-3階轉移函數塊，其耦合到所述量化器的輸出以用于響應于所述第二誤差信號而提供N-3階轉移函數信號； 切換器，其耦合到所述第一延遲塊和所述第一單位轉移函數塊以從第一延遲塊和所述第一單位轉移函數塊按搖擺順序提供第三和第四誤差信號； 第二延遲塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第三延遲塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第二單位轉移函數塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第三單位轉移函數塊，其耦合到所述切換器以接收所述第三和第四誤差信號； 第一數/模轉換器，其耦合到所述第二單位轉移函數塊； 第二數/模轉換器，其耦合到所述第二延遲塊； 第三數/模轉換器，其耦合到所述第三單位轉移函數塊；以及第四數/模轉換器，其耦合到所述第三延遲塊，所述第一、第二、第三和第四數/模轉換器的輸出耦合到所述電荷泵以產生所述量化誤差信號。
全文摘要
一種鎖相環路包含量化電路，所述量化電路從Δ-∑調制器的誤差產生異相噪聲消除信號且將所述噪聲消除信號施加到電荷泵。所述量化電路包含數/模微分器。舉例來說，所述數/模微分器可為一位一階數/模微分器、一位二階數/模微分器或全M位二進制加權數/模微分器。
文檔編號H03L7/197GK103081362SQ201180033310
公開日2013年5月1日 申請日期2011年7月6日 優先權日2010年7月6日
發明者恒瑜·江, 徐志偉, 吳逸誠, 茂聰·弗蘭克·張 申請人:密克羅奇普技術公司