專利名稱:高性能數控轉換電路及其方法
技術領域:
本發明涉及一種轉換電路,更具體地,本發明涉及一種高性能數控轉換電路。
背景技術:
當今,數控轉換電路由于其具有的許多獨特優點,如其采用的先進控制算法、較強 的通信能力及高抗干擾能力等,而廣受歡迎。數控轉換電路中包含有模數轉換器(analog to digital converter,ADC)和數字脈寬調制器(digital pulse width modulator,DPWM) 等量化器件。如圖1所示,傳統地,如果DPWM的分辨率Ndpwm低于ADC的分辨率Nad。,S卩DPWM 的一個單位分辨率(Least Significant Bit,LSB)所產生的電壓Δ Vdpwm大于ADC的一個 LSB所產生的電壓Δ Vadc,則DPWM的一個LSB所導致的輸出電壓V。與額定輸出電壓Vkef的 差值將大于ADC能夠檢測到的最小變化值△ Vad。,這會使得系統無法鎖住輸出電壓\,輸出 電壓\將在額定輸出電壓Vkef附近發生彈跳而一直改變,這種現象稱之為“極限環振蕩”。 它會導致輸出電壓Vtj大幅振蕩,很難分析和補償輸出電壓Vtj的噪聲干擾和轉換器帶來的電 磁干擾(Electro Magnetic Interference,EMI)。也就是說,在傳統數控轉換電路中,DPWM 的分辨率Ndpwm必須高于ADC的分辨率Nad。,否則將產生極限環振蕩。傳統的DPWM結構是基于計數器的。該種結構的DPWM的分辨率和系統的時鐘頻率 有關。以降壓型轉換器中基于計數器的DPWM為例,由DPWM的一個LSB所產生的輸出電壓 AV0 為AV0 = Vin- AD = Vin- fSff/fclock(1)其中,Vin為系統輸入電壓,Δ D為占空比分辨率,fsw為開關頻率,fclock為系統時鐘 頻率。在實際應用中,開關頻率fsw高頻化趨勢越來越明顯,一般大于500KHZ,而系統時 鐘頻率f。1()。k大于200MHz時成本將大幅增加,因而系統中采用的系統時鐘頻率f。1()。k 一般小 于200MHz,所以由DPWM的一個LSB所產生的輸出電壓Δ V。較大,即DPWM的分辨率Ndpwm較 低。例如,開關頻率fsw取為500KHz,系統時鐘頻率fel。。k取為200MHz,設系統輸入電壓Vin 為12V,則由DPWM的一個LSB所產生的輸出電壓AVq為30mV。對于常見的數控轉換電路 來說,這樣的輸出電壓較大,其對應的DPWM的分辨率Ndpwm較低。為提高DPWM的分辨率,現有技術中提出了許多方法,如采用延遲線結構、混合法、 恒定導通時間法、抖動法等等。但這些方法不僅復雜,還需更換硬件設備,不適于普遍應用。 另外,這些方法有時還會使得系統瞬態響應性能變差。因此,現有技術中很難得到具有較高 分辨率的DPWM,即使能夠獲得,其成本也非常昂貴。在現有技術中,為避免極限環振蕩,ADC的分辨率要低于DPWM的分辨率,而DPWM的 分辨率較低,因而ADC的分辨率也相應更低。較低的ADC分辨率使得系統瞬態響應變差且 輸出電壓的精度變低。
發明內容
本發明的一個目的在于解決傳統數控轉換電路中為避免極限環振蕩而降低系統 性能的問題。為解決上述問題,本發明提出了一種新型數控轉換電路。所述新型數控轉換電路 包括轉換電路,所述轉換電路提供輸出電壓;模數轉換電路,所述模數轉換電路接收所述輸 出電壓與一參考電壓且所述模數轉換電路根據所述輸出電壓與所述參考電壓產生數字誤 差信號;數字控制電路,所述數字控制電路對系統狀態進行判斷并根據系統狀態產生占空 比信號;數字脈寬調制電路,所述數字脈寬調制電路接收所述占空比信號并根據所述占空 比信號產生模擬占空比信號以控制所述轉換電路。為解決上述問題,本發明還提出了一種用數字控制電路控制轉換電路的方法。所 述方法包括接收輸出電壓和參考電壓并產生數字誤差信號;判斷系統狀態并產生系統狀態 信號;根據所述系統狀態信號和所述數字誤差信號采用系統控制模式;利用所述系統控制 模式調節輸出電壓。本發明采用上述結構的電路和/或上述步驟的方法,其采用的模數轉換器 (analog to digital converter, ADC)的分辨率可以比數字脈寬調制器(digital pulse width modulator, DPWM)的分辨率更高,電路易于實現且系統瞬態響應性能以及輸出電壓 精度均得到提高,同時,輸出電壓不會產生極限環振蕩。
圖1示出傳統數控轉換電路中極限環振蕩產生的波形示意圖。圖2示出根據本發明一實施例的新型數控轉換電路10。圖3示出圖2所示數控轉換電路10中占空比生成器的一種結構20。圖4示出數控轉換電路中系統單位階躍響應示意圖。圖5示出圖2所示數控轉換電路10工作時的輸出電壓波形示意圖以及系統狀態 判斷示意圖。圖6示出根據本發明一個實施例的用數控方法控制轉換電路的流程圖。圖7(a)示出采用傳統數控轉換電路及其方法的輸出電壓的實驗波形示意圖。圖7(b)示出根據本發明一個實施例的數控轉換電路的輸出電壓的實驗波形示意 圖。圖8示出系統狀態轉換以及系統控制模式轉換過程。圖9(a)示出采用傳統數控轉換電路及其方法的輸出電壓的瞬態響應示意圖。圖9(b)示出根據本發明一個實施例的數控轉換電路的輸出電壓的瞬態響應示意 圖。圖10(a)示出在傳統數控轉換電路中采用非線性控制器的輸出電壓波形示意圖。圖10(b)示出在根據本發明一個實施例的數控轉換電路中采用非線性控制器的 輸出電壓波形示意圖。
具體實施例本發明提出了一種新型數控轉換電路及其方法。和傳統數控轉換電路相比,本發明提出的新型數控轉換電路采用的模數轉換器(analog to digital converter,ADC)的分 辨率可以比數字脈寬調制器(digital pulse width modulator,DPWM)的分辨率高,電路易 于實現且系統瞬態響應性能以及輸出電壓精度均得到提高,同時,輸出電壓不會產生極限 環振蕩。圖2示出根據本發明一個實施例的數控轉換電路10。如圖2所示,數控轉換電路 10包括轉換電路101以及數字控制電路103。轉換電路101的輸出電壓V。與額定輸出電壓 Veef的差值經ADC模塊采樣轉換后得到數字誤差信號eA/D (k)。系統狀態判斷器接收數字誤 差信號eA/D(k)以及一量化參考信號Va。。并根據eA/D(k)和Va。。對系統狀態進行判斷,產生系 統狀態信號s(k)。在本實施例中,當系統處于穩態時,s(k) =0;當系統處于動態時,s (k) =1。本技術領域的技術人員應當理解,系統狀態信號s (k)也可以取其它值來分別表示系 統處于穩態和動態。系統誤差產生器接收數字誤差信號eA/D(k)以及系統狀態信號s(k)并 根據eA/D(k)和s(k)產生系統誤差信號e(k),該系統誤差信號e(k)控制占空比生成器以得 到數字占空比信號d(k)。數字占空比信號d(k)經DPWM模塊轉換后得到模擬占空比信號以 控制轉換電路101,從而對輸出電壓\進行調節。電路在工作時,系統狀態判斷器首先判斷系統狀態,然后再相應地改變系統控制 模式。當系統狀態判斷器判定系統處于穩態時,由系統誤差產生器產生的系統誤差信號 e(k)為0,即e(k) =O0此時,占空比生成器將產生一占空比信號。然后,系統控制模式轉 換為穩態控制模式。此時,占空比信號經DPWM模塊轉換后得到一模擬占空比信號去控制轉 換電路101,以使得輸出電壓\保持在額定輸出電壓Vkef附近,輸出電壓N0與額定輸出電 壓Vkef的差值經ADC模塊量化的量化值后不會超過量化參考信號Va。。,其中,量化參考信號 Va。。應為小于系統輸出電壓額定誤差范圍的自然數。在穩態時,系統采用穩態控制模式,無 論數字誤差信號eA/D (k)為何值,系統輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值量化值都保持 在Va。。內,不會產生極限環振蕩。當系統狀態判斷器判定系統處于動態時,系統誤差產生器輸出的系統誤差信號 e (k)等于數字誤差信號eA/D (k),即e (k) = eA/D (k),系統控制模式轉換為動態控制模式。此 時,占空比生成器產生占空比信號d(k)。當系統處于動態時,一旦輸出電壓Vtj發生變化,系 統將調節占空比信號d(k)以對輸出電壓Vtj進行調節。在動態時,系統采用動態控制模式 對輸出電壓進行及時調節,亦不會產生極限環振蕩。可見,系統通過判斷系統狀態以相應地采取穩態控制或動態控制對輸出電壓N0進 行調節,從而避免了極限環振蕩的產生。應當注意,在系統被判定為處于動態時,電路控制模式立即轉換為動態控制模式, 而在系統被判定為處于穩態時,占空比生成器首先產生一占空比信號,在占空比信號產生 后,電路控制模式才轉換為穩態控制模式。圖3示出圖2所示數控轉換電路10中占空比生成器的一種結構20。如圖3所示的 實施例,所述占空比生成器包括DUTY模塊和兩階比例積分微分(Proportion Integration Differentiation, PID)模塊。系統誤差產生器首先產生系統誤差信號e (k),當e (k) = 0 時,即系統被判定為處于穩態時,DUTY模塊生成一定值占空比信號D提供至DPWM模塊;當 e(k) = eA/D(k)時,即系統被判定為處于動態時,PID模塊給出一實時占空比信號d(k)= d(k-l)+ae(k)+be(k-l)+ce(k-2)提供至 DPWM 模塊。其中,d(k_l) % k-1 時刻的實時占空比信號,e (k)、e (k-Ι)和e (k_2)分別為k、k_l和k_2時刻的系統誤差信號,a、b和c為兩 階PID的控制參數。應當注意,系統狀態一旦被判定出來后將被鎖存,直到系統被判定為進 入另一狀態。DUTY模塊產生定值占空比信號D是通過下述方式實現的。DUTY模塊接收k-2,Λ, k時刻的數字誤差信號eA/D(k-2)、eA/D(k-l)、eA/D(k)和k_l時刻的實時占空比信號d(k_l), 當由ADC模塊產生的數字誤差信號滿足條件eA/D(k) = eA/D(k-l) = eA/D(k"2) = 0(1)時,所獲得的實時占空比信號d(k-l)便為所述的合適的定值占空比信號DjPD = d(k-l)。本技術領域的技術人員應當明白,在圖3所示的實施例中,實時占空比信號由兩 階比例積分微分電路產生,而在其它實施例中,實時占空比信號也可以由m階比例積分微 分電路產生,相應地,該實時占空比信號由k-m,Λ,k時刻的系統誤差信號以及k-Ι時刻的實 時占空比信號和m階比例積分微分電路的控制參數決定,而定值占空比信號的產生條件為eA/D (k) = eA/D(k-l) = A= eA/D(k_m) = 0。本技術領域的技術人員還應當明白,在圖3所示的實施例中,實時占空比信號由 PID產生,而在其它實施例中,實時占空比信號也可以由其它具有類似功能的補償網絡產 生,如在Z域里補償的η零點η極點網絡。在另一實施例中,圖2所示數控轉換電路10中的占空比生成器包括補償網絡而不 包括DUTY模塊。不管系統被判定為穩態或動態,占空比信號都由補償網絡產生。以兩階 PID作為補償網絡為例,當系統被判定為處于動態或者穩態時,PID模塊均給出一實時占空 比信號 d(k) = d(k-l)+ae(k)+be(k-l)+ce(k_2)提供至 DPWM 模塊。在一個實施例中,系統狀態判斷器對系統狀態的判定過程如下。如果系統最初處于動態,當輸出電壓N0在額定輸出電壓Vkef附近的一定范圍內保 持了一段時間Tdt,則系統將被判定為進入穩態。其中,所述額定輸出電壓Vkef附近的一定范 圍應使得系統輸出電壓I與額定輸出電壓Vkef的差值經ADC模塊采樣后獲得的數字誤差信 號eA/D(k)保持在-ρ到ρ之間,即-ρ ( eA/D (k) ( ρ(2)其中,ρ為小于量化參考信號的非負整數,ρ的取值可以視系統精度要求而定,如P 取為1。而所述一段時間Tdt可以大于輸出電壓Vtj做阻尼振蕩的周期。對于本系統來說,單 位階躍輸入是最惡劣的工作條件。因此,只要所述一段時間Tdt大于單位階躍響應的周期, 則該時間Tdt將大于在其它輸入條件下輸出電壓\做阻尼振蕩的周期。圖4示出系統單位 階躍響應示意圖。如圖4所示,所述一段時間Tdt遠大于Tdl和Td2的最大值,即Tdt >> Tdl(3)Tdt >> Td2(4)如上所述,系統進入穩態的條件為公式(2)、(3)、⑷。如果系統最初處于穩態,則一旦輸出電壓Vq上出現擾動,則系統將被判定為進入 動態。一種擾動判斷方法是當輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值量化值超出Vacx的范 圍,即
eA/D(k) I ^Vacc(5)則輸出電壓V。上出現擾動。在另一實施例中,若輸出電壓Vq與額定輸出電壓Vkef的差值經ADC模塊采樣后獲 得的數字誤差信號eA/D(k)比起上一時刻的數字誤差信號^/“!^-丨)的變化大于q,即I Δ eA/D (k) I > q(6)則輸出電壓Vq上出現擾動,其中,q為自然數。本技術領域的技術人員應當理解,上述關于系統狀態的判定只是示例性的。系統 狀態的判定也可以通過其它條件實現。圖5示出圖2所示數控轉換電路10工作時的輸出電壓波形示意圖以及系統狀態 判斷示意圖。如圖5所示,在Tl時段,系統處于穩態,系統控制模式為穩態控制模式,輸出電 壓\在額定輸出電壓Vkef附近設定的量化參考信號Va。。內。在進入T2時段時,輸出電壓\ 的變化值超出Va。。的范圍,即輸出電壓Vtj滿足出現擾動的條件|eA/D(k) I 。。,系統被判定 為進入動態,此時,系統控制模式立即轉換為動態控制模式。在進入T2時段后,輸出電壓\ 在額定輸出電壓Vkef附近變化,輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值經ADC模塊采樣后 獲得的數字誤差信號eA/D(k)保持在在-1到1之間,即-1彡eA/D(k)彡1范圍內一段時間, 系統被判定為進入穩態。在T3時段,系統再次處于穩態,輸出電壓Vtj在額定輸出電SVkef 附近設定的量化參考信號Va。。內,此時,占空比生成器產生占空比信號,然后,系統控制模式 轉換為穩態控制模式。圖6示出根據本發明一個實施例的用數控方法控制轉換電路的流程圖。如圖6所 示,系統電路開始工作時,DPWM的占空比由補償網絡給出,系統工作在動態控制模式。在一 實施例中,補償網絡可以為PID。接下來,系統誤差產生器判斷系統是否處于穩態,若系統不 滿足上述公式(2)、(3)、(4)所表示的穩態條件(其中q值取為1),則系統仍將工作在動態 控制模式;若系統滿足穩態條件(2)、(3)、(4),則DUTY模塊開始找尋定值占空比信號D,若 DUTY模塊判斷出系統不滿足上述公式(1)所表示的定值占空比產生條件,DUTY模塊繼續找 尋定值占空比信號D,若DUTY模塊判斷出系統滿足定值占空比產生條件(1),則DUTY模塊 給出定值占空比D。此后,系統進入穩態控制模式。此后,系統誤差產生器判斷系統是否進 入動態,若系統不滿足上述公式(5)和(6)所表示的動態條件(其中q值取為1),則系統仍 工作在穩態控制模式;若系統滿足動態條件(5)或(6),則系統立即進入動態工作模式,此 時,占空比由補償網絡給出,系統開始新一輪判斷。應當注意,上述實施例中穩態條件(2)、(3)、(4),動態條件(5)和(6)以及定值占 空比產生條件(1)只是示例性的。根據對系統要求,也可以通過其它條件進行判斷。應當注意,本發明提出的數控轉換電路及其方法可以用于各種轉換電路,如降壓 型轉換電路、升壓型轉換電路以及其他類似轉換電路。圖7-10示出根據本發明一實施例的實驗結果。該實驗采用降壓型轉換器作為轉 換電路,在Xilinx Spantan3A FPGA上進行編程。系統輸入電壓、輸出電壓及輸出電流分 別為Vin = 12V,Vo = 3. 3V,Io = 3A ;開關頻率、采樣頻率及系統時鐘頻率分別為fsw = 586kHz, fs = 586kHz,fclock = 150MHz ;采用PID作為補償網絡,其帶寬為50KHz,比例參數 KP = 0. 433,積分參數 KI = 2. 033e4,微分參數 KD = 1. 195e_5 ;DPWM 和 ADC 的一個 LSB 所 產生的電壓分別為Δ Vo = 15mV, AVadc = 5mV ;輸出電壓V。設定的電壓變化范圍為Δ Vacx
8=25mV。圖7(a)示出采用傳統數控轉換電路及其方法的輸出電壓的實驗波形示意圖。圖 7(b)示出根據本發明一個實施例的數控轉換電路的輸出電壓的實驗波形示意圖。由圖 7(a)和7(b)對比可見,本發明提出的新型數控轉換電路中不會產生傳統數控轉換電路中 產生的極限環振蕩。圖8示出系統狀態轉換以及系統控制模式轉換過程。如圖8所示,頻道1為輸出 電壓波形。頻道2為控制模式波形,其中高電平為穩態控制模式,低電平為動態控制模式。 頻道3為系統狀態波形,其中高電平為穩態,低電平為動態。如圖8所示,當輸出電壓\發 生擾動時,系統被判定為處于動態,系統控制模式立即轉換為動態控制模式。當輸出電壓\ 在額定輸出電壓Vkef附近設定的范圍內保持了一段時間,則系統被判定為處于穩態,由圖8 可知,系統處于穩態一段時間后,系統控制模式才轉換為穩態控制模式。圖9(a)示出采用傳統數控轉換電路及其方法的輸出電壓的瞬態響應示意圖。圖 9(b)示出根據本發明一個實施例的數控轉換電路的輸出電壓的瞬態響應示意圖。由圖 9(a)和10(b)對比可見,雖然在傳統數控轉換電路和本發明提出的新型數控轉換電路中采 用的DPWM的分辨率一樣,由于在本發明提出的新型數控轉換電路中采用的ADC的分辨率提 高了,系統輸出電壓的瞬態響應性能得到了提高。圖10(a)示出在傳統數控轉換電路中采用非線性控制器的輸出電壓波形示意圖。 圖10(b)示出在根據本發明一個實施例的數控轉換電路中采用非線性控制器的輸出電壓 波形示意圖。由圖10(a)和10(b)對比可見,當補償網絡采用非線性控制器時,利用本發明 提出的新型數控轉換電路及其方法,由于采用的ADC具有更高的分辨率,非線性控制器可 以檢測到更小的輸出電壓誤差且非線性控制器的響應更加靈敏。
權利要求
一種數控轉換電路,其特征在于,所述數控轉換電路包括轉換電路,所述轉換電路提供輸出電壓;模數轉換電路,所述模數轉換電路接收所述輸出電壓與一參考電壓且所述模數轉換電路根據所述輸出電壓與所述參考電壓產生數字誤差信號;數字控制電路,所述數字控制電路對系統狀態進行判斷并根據系統狀態產生占空比信號;數字脈寬調制電路,所述數字脈寬調制電路接收所述占空比信號并根據所述占空比信號產生模擬占空比信號以控制所述轉換電路。
2.如權利要求1所述的數控轉換電路,其特征在于,所述數字控制電路包括系統狀態 判斷電路,所述系統狀態判斷電路對所述數控轉換電路的狀態進行判斷并產生系統狀態信 號;系統誤差產生電路,所述系統誤差產生電路接收所述數字誤差信號與所述系統狀態信 號并根據所述數字誤差信號與所述系統狀態信號產生系統誤差信號;占空比生成電路,所述占空比生成電路接收所述系統誤差信號并根據所述系統誤差信 號產生占空比信號。
3.如權利要求2所述的數控轉換電路,其特征在于,所述系統狀態判斷電路接收所述 數字誤差信號與一量化參考信號并根據所述數字誤差信號和所述量化參考信號產生穩態 信號或動態信號,其中,所述量化參考信號為自然數。
4.如權利要求3所述的數控轉換電路,其特征在于,若所述數字誤差信號的絕對值在 一設定時間內小于等于第一設定值,則所述系統狀態判斷電路產生穩態信號,其中,所述第 一設定值為小于所述量化參考信號的非負整數。
5.如權利要求3所述的數控轉換電路,其特征在于,若所述數字誤差信號在n時刻的值 和在n+1時刻的值的差值的絕對值大于第二設定值,則所述系統狀態判斷電路產生動態信 號,其中,n以及第二設定值均為自然數。
6.如權利要求3所述的數控轉換電路,其特征在于,若所述數字誤差信號的絕對值大 于等于所述量化參考信號,則所述系統誤差產生電路產生動態信號。
7.如權利要求3所述的數控轉換電路,其特征在于,所述系統狀態信號為穩態信號時, 所述系統誤差信號為0 ;所述系統狀態信號為動態信號時,所述系統誤差信號為所述數字 誤差信號。
8.如權利要求7所述的數控轉換電路,其特征在于,所述系統誤差信號為0時,所述占 空比生成電路產生一定值占空比信號;所述系統誤差信號為所述數字誤差信號時,所述占 空比生成電路產生一實時占空比信號。
9.如權利要求8所述的數控轉換電路,其特征在于,所述占空比生成電路包括m階補償 網絡以用于產生所述實時占空比信號以及定值占空比生成電路以用于產生所述定值占空 比信號,其中,m為自然數。
10.如權利要求9所述的數控轉換電路,其特征在于,所述補償網絡為比例積分微分電路。
11.如權利要求9所述的數控轉換電路,其特征在于,所述定值占空比生成電路接收 k-m,A,k時刻的數字誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號,若所述數字誤差信號在k-m,A,k時刻都為0,則所述定值占空比生成電路產生k時刻的定值占空比信號且所述k時刻 的定值占空比信號為k-1時刻的實時占空比信號,其中,k為大于m的整數。
12.如權利要求7所述的數控轉換電路,其特征在于,所述占空比生成電路包括m階補 償網絡以用于產生所述占空比信號,其中,m為自然數。
13.如權利要求12所述的數控轉換電路,其特征在于,所述占空比生成電路接收k-m, A,k時刻的系統誤差信號和k-1時刻的占空比信號并根據k-m,A,k時刻的系統誤差信號 和k-1的占空比信號產生k時刻的占空比信號,其中,k為大于m的整數。
14.一種用數字控制電路控制轉換電路的方法,其特征在于,所述方法包括接收輸出電壓和參考電壓并產生數字誤差信號;判斷系統狀態并產生系統狀態信號;根據所述系統狀態信號和所述數字誤差信號采用系統控制模式;利用所述系統控制模式調節輸出電壓。
15.如權利要求14所述的方法,其特征在于,系統狀態的判斷以及系統狀態信號的產 生是通過對所述數字誤差信號的監測實現的。
16.如權利要求15所述的方法,其特征在于,若所述數字誤差信號在一設定的時間內 小于等于第一設定值,則系統處于穩態且所述系統狀態信號為穩態信號;若所述數字誤差 信號在n時刻的值和在n+1時刻的值的差值的絕對值大于第二設定值或所述數字誤差信號 大于等于一設定的量化參考信號,則系統處于動態且所述系統狀態信號為動態信號,其中, n、所述量化參考信號以及所述第二設定值均為自然數且所述第一設定值為小于所述量化 參考信號的非負整數。
17.如權利要求16所述的方法,其特征在于,若所述系統狀態信號為穩態信號,則采用 穩態控制模式,若所述系統狀態信號為動態信號,則采用動態控制模式。
18.如權利要求17所述的方法,其特征在于,若采用穩態控制模式,則系統產生一定值 占空比信號或一實時占空比信號中的一種調節輸出電壓,若采用動態控制模式,則系統產 生所述實時占空比信號調節輸出電壓。
19.如權利要求18所述的方法,其特征在于,所述實時占空比信號由m階補償網絡產 生,其中,m為自然數。
20.如權利要求19所述的方法,其特征在于,所述補償網絡為比例積分微分電路。
21.如權利要求18所述的方法,其特征在于,所述實時占空比信號由m階補償網絡產 生,所述m階補償網絡接收k-m,A,k時刻的系統誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號并 根據k-m,A,k時刻的系統誤差信號和k-1的實時占空比信號產生k時刻的實時占空比信 號;所述定值占空比信號由定值占空比生成電路產生,所述定值占空比生成電路接收k-m, A,k時刻的系統誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號,且若所述系統誤差信號在k-m, A,k時刻都為0,則定值占空比生成電路產生k時刻的定值占空比信號且所述k時刻的定 值占空比信號為k-1時刻的實時占空比信號,其中,m為自然數,k為大于m的整數。
全文摘要
本發明提出了一種新型數控轉換電路及其方法。所述數控轉換電路及其方法通過對系統狀態的判斷產生系統狀態信號,根據該系統狀態信號采用不同的控制模式以生成不同的數字占空比,從而調節轉換電路的輸出電壓。利用該新型數控轉換電路,系統瞬態響應性能以及輸出電壓精度均得到提高且不會產生極限環振蕩。因而該新型數控轉換電路解決了傳統數控轉換電路中為避免極限環振蕩而犧牲系統性能的問題。
文檔編號H03M1/12GK101938278SQ20101026375
公開日2011年1月5日 申請日期2010年8月26日 優先權日2010年8月26日
發明者李曉明, 郎蕓萍 申請人:成都芯源系統有限公司