專利名稱:運(yùn)算和測量放大器中的低噪聲、低功率、低漂移偏移校正的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明涉及運(yùn)算和測量放大器(instrumentation amplifier)的領(lǐng)域。
背景技術(shù):
運(yùn)算放大器的一個(gè)關(guān)鍵性能規(guī)格就是其直流誤差或偏移電壓(offset voltage)。 偏移電壓限制了放大器處理小直流輸入電壓的能力。總偏移電壓通常指定為在輸入端假定 (assume)的單個(gè)誤差源。這個(gè)虛電壓源的值代表放大器的輸入?yún)⒖?input referred)偏 移電壓。這個(gè)參數(shù)的意義在于以下事實(shí)放大器將不能處理其輸入端上的小于輸入?yún)⒖计?移電壓的任何直流電壓。在單片集成運(yùn)算放大器中,輸入?yún)⒖计齐妷?也稱輸入偏移,偏移電壓或簡稱 為偏移)主要?dú)w因于電路中關(guān)鍵部件之間統(tǒng)計(jì)失配。一般來說,這些關(guān)鍵部件包括輸入級(jí) 晶體管,但是其它裝置也會(huì)明顯導(dǎo)致偏移。因部件失配引起的典型偏移電壓約為幾毫伏。過去,提出并實(shí)施了許多技術(shù)用來限制統(tǒng)計(jì)失配對(duì)輸入?yún)⒖计齐妷旱挠绊憽?這些技術(shù)屬于兩種類型之一(參見“Circuit Techniques for Reducing the Effects of Op-Amp Imperfections :Autozeroing, Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization,,,C. C. Enz and GC. Temes, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 84, Nov. 1996,pp.1584-1614)。(Chopper Stabilization)2、自動(dòng)調(diào)零下面將結(jié)合各自的優(yōu)缺點(diǎn)對(duì)這些技術(shù)一一介紹。斬波穩(wěn)定斬波穩(wěn)定取決于周期性地對(duì)放大器正負(fù)輸入端的信號(hào)通道進(jìn)行交換。平均起來, 這使得兩端之間的偏移整平(even out)(參見“Circuit Techniques forReducing the Effects of Op-Amp Imperfections :Autozeroing, Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization",C. C. Enz and GC. Temes,IEEE J.Solid-StateCircuits, vol. 84, Nov. 1996,pp. 1584-1614)。圖 1 示出 了斬波穩(wěn)定式(chopper stabilized)放大器的框圖。輸入級(jí)gml的輸入?yún)⒖计齐妷河秒妷涸磛。s表示。斬波器的行為在于根據(jù)時(shí)鐘相 位叫的狀態(tài),將它們的輸入信號(hào)乘以+1或-1。在差分信號(hào)(例如,斬波器choPl)的情況 下,乘以-1簡單表示交換輸入信號(hào)。乘以+1表示輸入和輸出之間的直接連接。需要注意的是,對(duì)于一個(gè)時(shí)鐘相位而言,輸入偏移源(offset source) \3將如何在 輸出端上引起負(fù)誤差電壓,而對(duì)于其它相位來說,效果將是正電壓。隨著時(shí)間的推移,平均 的凈輸出誤差電壓將為零。對(duì)于輸入信號(hào)而言情況有所不同。信號(hào)通過斬波器Ch0pi*ch0p2m情況下,輸出 信號(hào)的極性不變。因此,輸出信號(hào)將由未改變的輸入信號(hào)以及斬波器chop2對(duì)輸入偏移電 壓V。s進(jìn)行斬波而引起的紋波電壓構(gòu)成。可替換地,在斬波器choPl和chop2可視為乘法器或混頻器的頻域下,使輸入頻率漂移斬波器頻率f。h。p。從這點(diǎn)來看,斬波器choPl將直流輸入信號(hào)上轉(zhuǎn)換成斬波器頻率f。h。p。 接著輸入級(jí)gml以&一放大所得到的信號(hào),而斬波器油0巧將該信號(hào)轉(zhuǎn)換回直流。注意,直 流輸入信號(hào)再次作為直流信號(hào)出現(xiàn)在斬波器chop2的輸出。這是因?yàn)樵谶@個(gè)點(diǎn)上信號(hào)通過 兩個(gè)斬波器,對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行上轉(zhuǎn)換(up conversion)和下轉(zhuǎn)換(down conversion) 0然而,對(duì)于偏移源V。s而言情況而有所不同。由于在偏移源V。s和輸出之間只有一 個(gè)斬波器,所以直流偏移電壓v。s將在輸出端被上轉(zhuǎn)換到斬波器頻率f。h。p。接下來,通過對(duì) 輸出進(jìn)行低通濾波(或平均)可以消除偏移源v。s的影響。除直流偏移之外,將相同的頻率上轉(zhuǎn)換用于輸入級(jí)gml的任何1/f或低頻噪聲。因 此,1/f噪聲以與直流偏移相同的方式從信號(hào)頻帶中移出。增益級(jí)gml,gffl4和gm5包括斬波信號(hào)通道。由于直流偏移被定義為低頻現(xiàn)象,所以 斬波信號(hào)通道不需要很高的帶寬。相反,在電路中增加平行輸入級(jí)gm3用來處理高頻信號(hào)。 輸入級(jí)gml和gm3 —起將整個(gè)頻譜從直流處理達(dá)到放大器的帶寬。電容器Cml和cm2進(jìn)行頻 率補(bǔ)償,以確保當(dāng)施加反饋到放大器時(shí)的穩(wěn)定性,并確保放大器增益的高低頻部分之間的 平滑過渡。基于多通道嵌套式米勒補(bǔ)償(Multipath Nested Miller Compensation)(參 見"Frequency Compensation Techniques for Low-Power Operational Amplifiers,,, R. Eschauzier and J. Huijsing, section 6.1, Boston, MA :Kluwer,1995., section 6.1, Boston, MA :Kluwer,1995)進(jìn)行頻率補(bǔ)償設(shè)置。斬波技術(shù)的顯著優(yōu)點(diǎn)除了其在降低偏移和1/f噪聲的效用之外,就是在沒有斬波 器的情況下,低頻下的噪聲功率密度譜(PSD)接近放大器的熱噪聲極限。斬波的主要缺點(diǎn)在于,斬波穩(wěn)定式放大器的輸出頻譜在斬波器頻率f。h。p附近出現(xiàn) 尖峰(圖2)。這些噪聲峰值是因偏移電壓的上轉(zhuǎn)換和輸入級(jí)gml的1/f噪聲引起的,并在時(shí)域中 與放大器的輸出端處的紋波電壓相對(duì)應(yīng)。自動(dòng)調(diào)零自動(dòng)調(diào)零包括這樣的技術(shù),該技術(shù)通過測量偏移、將其存儲(chǔ)在某種類型的內(nèi)部存 儲(chǔ)器中、并接著在正常操作期間對(duì)誤差進(jìn)行補(bǔ)償來校準(zhǔn)輸入偏移。這個(gè)過程例如與將秤調(diào) 零非常類似。校準(zhǔn)時(shí)間可以在制造期間,這種情況下需要將測量的偏移存儲(chǔ)到非易失性存 儲(chǔ)器中,從而確保在該部分?jǐn)嚯娭鬁y量的偏移值不會(huì)消失。可替換地,可以在正常操作期 間通過周期性地中斷簡易校準(zhǔn)的信號(hào)通道來進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零。這種情況下,所測量電壓只需 要在短的時(shí)間量內(nèi)保持,從而允許使用易失性存儲(chǔ)器,或者甚至使用電容器來存儲(chǔ)該值。正 常操作期間進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零的好處在于,由于放大器漂移的偏移,例如由于溫度變化或老化, 自動(dòng)調(diào)零將跟蹤該變化并繼續(xù)對(duì)其補(bǔ)償。制造期間的自動(dòng)調(diào)零不會(huì)對(duì)變化條件進(jìn)行補(bǔ)償, 所以容易出現(xiàn)偏移漂移(offset drift)。圖3示出了采用自動(dòng)調(diào)零來減小其偏移的放大器的簡化框圖。其包括輸入級(jí)gml (其相關(guān)聯(lián)的輸入?yún)⒖计齐妷涸碫。s)。開關(guān)Si和S2,跨導(dǎo)體gm2 和電容器(;實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)調(diào)零功能。當(dāng)時(shí)鐘相位①工為高時(shí)(自動(dòng)調(diào)零),開關(guān)Si使輸入級(jí) gffll的輸入端短路。開關(guān)s2使圍繞級(jí)gm2的反饋環(huán)路閉合,其使得輸入級(jí)gml的輸出電壓為 零。反饋環(huán)路安定(settle)之后,自動(dòng)調(diào)零電容器(;上的電壓抵消輸入?yún)⒖计齐妷篤。s。時(shí)鐘相位變?yōu)榈?正常操作)時(shí),開關(guān)S2使圍繞跨導(dǎo)體gm2的反饋環(huán)路斷開。由于跨導(dǎo)體gm2的高輸入阻抗,自動(dòng)調(diào)零電容器(;兩端的電壓保持恒定(采樣和保持),并 繼續(xù)用于補(bǔ)償偏移電壓V。s。在時(shí)鐘相位①工為低的情況下,輸入開關(guān)Si從使輸入級(jí)gml短路變?yōu)槭狗糯笃鞯妮?入端直接連接輸入級(jí)gml?,F(xiàn)在輸入級(jí)gml作為正常輸入級(jí)運(yùn)行,連接在放大器的輸入端和 后續(xù)增益級(jí)gm4和gm5之間。由于先前時(shí)鐘相位中的校準(zhǔn),跨導(dǎo)體gm2增加到輸入級(jí)gml的輸 出電流的小電流12正好補(bǔ)償了因偏移電壓V。s引起的gml的輸出端處的誤差電流。換句話 說,自動(dòng)調(diào)零電流12有效消除了放大器的輸入?yún)⒖计齐妷篤。s。除了消除直流偏移之外,自動(dòng)調(diào)零過程也能夠有效防止低頻或1/f噪聲。這個(gè)噪 聲分量可以被看作是緩慢變化的偏移電壓,只要以足夠短的時(shí)間間隔對(duì)放大器進(jìn)行自動(dòng)調(diào) 零,任何1/f噪聲都將以與直流偏移同樣的方式被去除。圖3中的自動(dòng)調(diào)零放大器將高頻和低頻信號(hào)分隔并通過兩個(gè)并行信號(hào)通道處理 它們,與圖1的斬波穩(wěn)定式放大器的情況相同。增益級(jí)gml,gm4,gm5包括低頻自動(dòng)調(diào)零信號(hào) 通道,而并行輸入級(jí)gm3處理高頻信號(hào)。電容器Cml和Cm2再次實(shí)現(xiàn)多通道嵌套式米勒補(bǔ)償 (Multipath Nested Miller Compensation)(參見"Frequency Compensation Techniques for Low-Power Operational Amplifiers",R. Eschauzier and J. Huijsing,section 6. 1, Boston, MA :Kluwer, 1995.,section 6. 1,Boston, MA :Kluwer, 1995),以確保穩(wěn)定性和平滑 頻率響應(yīng)。雖然根據(jù)圖3的自動(dòng)調(diào)零是減小輸入偏移的簡單而有效的方法,但是由于被稱 為寬帶噪聲采樣的過程其使得放大器的噪聲特性大大惡化(參見"Circuit Techniques for Reducing the Effects of Op-Amp Imperfections :Autozeroing,Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization" ,C. C. Enz and GC. Temes, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 84,Nov. 1996,pp.1584-1614)。任何采樣和保持動(dòng)作都固有的寬帶噪聲采樣是由以下事實(shí)引起的輸入級(jí)gml (以 及自動(dòng)調(diào)零級(jí)gm2)的輸出端處的瞬時(shí)噪聲值通過自動(dòng)調(diào)零電容器Ci被采樣并在為低 (正常操作)的整個(gè)時(shí)間段內(nèi)被保持。通過開關(guān)&和電容器(^進(jìn)行噪聲采樣,它們二者是 這樣的部件,即其帶寬都遠(yuǎn)超過放大器的帶寬。因此,噪聲以很高的帶寬被采樣,這導(dǎo)致采 樣噪聲電壓在時(shí)域中的相應(yīng)的高均方根值(rms value)(或標(biāo)準(zhǔn)偏差o)。這樣,在每個(gè)自 動(dòng)調(diào)零時(shí)間段的末期自動(dòng)調(diào)零電容器(;上的采樣電壓示出了明顯隨機(jī)的變化。這種變化 導(dǎo)致在每個(gè)自動(dòng)調(diào)零時(shí)間間隔的末期變化的隨機(jī)輸入?yún)⒖计齐妷?,并且其在正常操作?整個(gè)時(shí)間段保持恒定。在頻域中,這個(gè)寬帶噪聲采樣導(dǎo)致低頻的噪聲基底的增加(參見圖4)。這個(gè)增加的噪聲頻帶的角頻率《。由通過跨導(dǎo)體gm2、開關(guān)S2和自動(dòng)調(diào)零電容器Q 的自動(dòng)調(diào)零環(huán)路的帶寬設(shè)定,并等于gm/Ci。在圖3的電路中,還有另一個(gè),即第二個(gè)寬帶噪聲采樣的源。這歸因于開關(guān)&和 集成電容器(integrating capacitor) Cm2在自動(dòng)調(diào)零的時(shí)間段期間的采樣和保持動(dòng)作。結(jié) 果,超出自動(dòng)調(diào)零環(huán)路的角頻率的噪聲基底也比沒有進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零的放大器的熱噪聲極限 更高。這個(gè)采樣噪聲頻譜的帶寬大約等于放大器被自動(dòng)調(diào)零時(shí)的頻率(并超出圖4的X軸 上的最大頻率)。整個(gè)放大器的噪聲功率譜密度(或PSD)中圖4中示出。由于電路中的多個(gè)采樣和保持動(dòng)作,總噪聲密度明顯高于沒有進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零的電路的熱噪聲極限。對(duì)于低頻來 說,噪聲增加尤其明顯,并且實(shí)際中可以是增加到10倍(factor)或更高。注意,通過降低 & (和gj的熱噪聲來補(bǔ)償這個(gè)升高的噪聲等級(jí)將意味著,這些級(jí)中的電流將必須升高到 相同的10倍。在許多情況下,這樣大的供電電流增加將會(huì)是對(duì)放大器的總功率預(yù)算(power budget)的無法接受的影響。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明公開了一種放大器系統(tǒng),在放大器系統(tǒng)中,電路包括第一差分放大器;第一和第二斬波器,用于分別對(duì)第一差分放大器的輸入和輸出進(jìn)行斬波;自動(dòng)調(diào)零電路,耦合到第一差分放大器,用于對(duì)第一差分放大器進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零;以第一頻率操作的自動(dòng)調(diào)零電路,和以與第一頻率不相等的第二頻率操作的斬波
o本發(fā)明還公開了一種操作斬波穩(wěn)定式第一放大器的方法,該斬波穩(wěn)定式第一放大 器具有自動(dòng)調(diào)零能力,包括在第一頻率下對(duì)斬波穩(wěn)定進(jìn)行操作;在第二頻率下對(duì)自動(dòng)調(diào)零進(jìn)行操作;頻率的比率為2比1.
圖1是現(xiàn)有技術(shù)的斬波穩(wěn)定式放大器的框圖。圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)的斬波穩(wěn)定式放大器的噪聲功率譜密度(PSD)。圖3是現(xiàn)有技術(shù)的自動(dòng)調(diào)零放大器的框圖。圖4示出了現(xiàn)有技術(shù)的自動(dòng)調(diào)零放大器的噪聲PSD。圖5是將斬波和自動(dòng)調(diào)零的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合在單個(gè)放大器中的一個(gè)電路的框圖。圖6示出了具有斬波和自動(dòng)調(diào)零二者的圖5的放大器的噪聲PSD。圖7是將斬波和自動(dòng)調(diào)零與ping-pong自動(dòng)調(diào)零輸入級(jí)結(jié)合的放大器的框圖。圖8示出了具有ping-pong自動(dòng)調(diào)零的放大器的噪聲PSD。圖9是將斬波和自動(dòng)調(diào)零與降低寬帶噪聲采樣結(jié)合的放大器的框圖。圖10示出了圖9的具有改進(jìn)的鐘控方案的斬波和自動(dòng)調(diào)零放大器的噪聲PSD。圖11是簡化的斬波和自動(dòng)調(diào)零放大器的框圖。圖12是采用了多通道混合嵌套式米勒補(bǔ)償?shù)臄夭ê妥詣?dòng)調(diào)零放大器的框圖。圖13是具有斬波和自動(dòng)調(diào)零的測量放大器的框圖。圖14示出了圖13的斬波和自動(dòng)調(diào)零放大器的時(shí)鐘相位。圖15呈示了用于產(chǎn)生兩相、不重疊時(shí)鐘信號(hào)的現(xiàn)有技術(shù)電路。圖16示出了圖15的現(xiàn)有技術(shù)電路的兩相、不重疊時(shí)鐘信號(hào)。圖17呈示了三相、不重疊時(shí)鐘發(fā)生器的電路。圖18示出了圖17的電路的三相、不重疊時(shí)鐘信號(hào)。圖19呈示了自舉(Bootstrapped)輸入開關(guān)電路的現(xiàn)有技術(shù)電路。
圖20呈示了具有降低的開關(guān)干擾(switching glitch)和管芯面積(die area) 的改進(jìn)自舉開關(guān)的電路。圖21示出了采用單個(gè)差分放大器的自動(dòng)調(diào)零電路的替換形式。
具體實(shí)施例方式在所附附圖中,為參考起見,在有關(guān)的實(shí)例中,所有開關(guān)都示為處于相應(yīng)的低控制
信號(hào)的狀態(tài)。在這點(diǎn)上,此處和下面的權(quán)利要求中使用的用詞開關(guān)是以下意義上的它可以
為單數(shù)和復(fù)數(shù),包括一個(gè)或多個(gè)導(dǎo)通/關(guān)斷開關(guān),以及交替地將一條線路連接到其它兩條
線路中的任一條的開關(guān)。然而,當(dāng)在復(fù)數(shù)意義上使用時(shí),每個(gè)這樣的開關(guān)都響應(yīng)于相同的控
制信號(hào)。同樣,此處使用的用詞放大器意指具有一級(jí)或多級(jí)的放大器,而且可以包括頻率補(bǔ)償。表1匯總了用于減小放大器的直流偏移和1/f噪聲的斬波和自動(dòng)調(diào)零技術(shù)的特 性。 表1.斬波和自動(dòng)調(diào)零的特性顯然,每種技術(shù)都有自己的一組優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。斬波導(dǎo)致低噪聲,但會(huì)引起明顯的輸 出紋波,而自動(dòng)調(diào)零遭受寬帶噪聲采樣,因而噪聲高,但不會(huì)在輸出端產(chǎn)生紋波。理想地,我們希望找到一個(gè)替代方案,它結(jié)合了斬波和自動(dòng)調(diào)零的優(yōu)點(diǎn),即,低噪 聲和小輸出紋波。圖5示出了這樣的技術(shù)的第一種嘗試。電路由自動(dòng)調(diào)零輸入級(jí)gml構(gòu)成,它“嵌入”在兩個(gè)斬波器choPl和chop2之間。各 部分的操作順序如下。當(dāng)時(shí)鐘相位為高時(shí),輸入級(jí)gml通過開關(guān)S2,跨導(dǎo)體gm2和自動(dòng)調(diào) 零電容器(;自動(dòng)調(diào)零。當(dāng)時(shí)鐘相位①工變?yōu)榈蜁r(shí),輸入級(jí)gml進(jìn)入正常操作,而跨導(dǎo)體gm2 的輸出電流補(bǔ)償其輸入?yún)⒖计艫^。在正常操作的這半個(gè)周期期間,兩個(gè)斬波器choPl和 chop2將經(jīng)歷整個(gè)時(shí)鐘周期02,平均化(average out)自動(dòng)調(diào)零輸入級(jí)gml的任何剩余偏 移。隨著時(shí)鐘相位(1\再次變?yōu)楦撸芷谥貜?fù),使放大器進(jìn)入自動(dòng)調(diào)零。起初一看,圖5的電路看起來與僅斬波或僅自動(dòng)調(diào)零相比具有很多優(yōu)點(diǎn)。由于gml 的偏移V^已經(jīng)自動(dòng)調(diào)零,所以斬波器chop2的斬波不會(huì)引入任何輸出紋波。同樣,由于斬 波器將自動(dòng)調(diào)零輸入級(jí)gml的任何低頻噪聲都移到斬波器頻率f。h。p,所以大大消除了自動(dòng)調(diào) 零電容器(;的寬帶噪聲采樣的影響。這可以在噪聲中看出,該噪聲被移到圖6的PSD。顯然,由自動(dòng)調(diào)零電容器(;的寬帶噪聲采樣引起的低頻噪聲被被移到斬波器頻率 f。h。p。最后,由于自動(dòng)調(diào)零和斬波二者都有助于減小偏移,所以得到的輸入?yún)⒖计瓶梢员?單獨(dú)采用斬波或自動(dòng)調(diào)零低很多。圖6的噪聲PSD也示出了圖5的結(jié)合了自動(dòng)調(diào)零和斬波的電路的主要缺點(diǎn)。注意, 總噪聲基底如何明顯提高為大于放大器的熱噪聲極限。這個(gè)提高的噪聲基底完全是由于開 關(guān)s2和米勒電容器Cm2的采樣和保持動(dòng)作引起的。在輸入級(jí)被自動(dòng)調(diào)零(時(shí)鐘相位為高)的同時(shí),正常信號(hào)通道被中斷。在此期間,米勒電容器Cm2兩端的電壓(保持在開關(guān)&斷 開時(shí)的值)將決定放大器的輸出電壓。開關(guān)S2和米勒電容器Cm2的采樣和保持效應(yīng)再次引 起寬帶噪聲采樣。它可以使總噪聲基底提高到10倍或更高,一直達(dá)到自動(dòng)調(diào)零頻率faz (其 超出圖6的X軸上的范圍)。圖7中示出了避免圖5的電路中的寬帶噪聲采樣的一個(gè)簡單方法。這里,放大器的輸入級(jí)采用所謂ping-pong設(shè)置中的兩個(gè)獨(dú)立跨導(dǎo)體gmla和gmlb來 實(shí)現(xiàn)。這兩個(gè)輸入跨導(dǎo)體交替自動(dòng)調(diào)零。當(dāng)一個(gè)跨導(dǎo)體處于其自動(dòng)調(diào)零模式時(shí),另一個(gè)將 在輸入端和中間級(jí)gm4之間提供信號(hào)通道,反之亦然。這樣,正常信號(hào)通道將不會(huì)被中斷,并 且米勒電容器Cm2上將不會(huì)發(fā)生寬帶噪聲采樣。這在圖8的噪聲PSD中是顯而易見的。對(duì)于低頻來說,ping-pong電路的噪聲與沒有斬波和自動(dòng)調(diào)零的放大器的熱噪聲 相同。與圖5的電路情形一樣,由g-和gmlb的自動(dòng)調(diào)零引起的噪聲凸點(diǎn)(noise bump)通 過兩個(gè)斬波器choPl和chop2被移到斬波器頻率f。h。p。雖然圖8的噪聲PSD接近于理想低噪聲和低輸出電壓紋波,但是這個(gè)性能在管芯 面積和功耗方面以很大代價(jià)達(dá)成。由于ping-pong結(jié)構(gòu),輸入級(jí)幾乎在尺寸和供電電流方 面翻倍。由于輸入級(jí)的面積和供電電流二者對(duì)獲得低熱噪聲基底是關(guān)鍵的,輸入級(jí)雙倍的 管芯尺寸和功率損失將在多數(shù)實(shí)際應(yīng)用中是不可接受的。結(jié)合斬波和自動(dòng)調(diào)零的優(yōu)點(diǎn)而沒有ping-pong自動(dòng)調(diào)零輸入級(jí)的管芯尺寸和功 率損失的替換方案在圖9中被示出。這個(gè)電路與圖5的電路類似,但采用了改進(jìn)的鐘控方案。代替自動(dòng)調(diào)零時(shí)鐘相位 叫以斬波頻率f。h。p的一半運(yùn)行,而現(xiàn)在以斬波頻率f。h。p的兩倍來操作。同樣,占空比是這 樣的使得自動(dòng)調(diào)零時(shí)間基本比輸入級(jí)提供正常信號(hào)通道的時(shí)間更短。所以的占空比優(yōu) 選地小于50%,并且更優(yōu)選地不大于25%。結(jié)果是,斬波器的每半個(gè)周期都因自動(dòng)調(diào)零而 中斷,即使對(duì)于小于斬波的每半個(gè)周期的一半而言。這對(duì)圖11、12和13的實(shí)施方式也是優(yōu) 選的。通過將自動(dòng)調(diào)零脈沖設(shè)置在斬波器時(shí)鐘相位。2的每半個(gè)周期的中間,斬波器 油0巧將平均化在兩個(gè)自動(dòng)調(diào)零脈沖之間的時(shí)間內(nèi)的自動(dòng)調(diào)零之后的任何剩余偏移。這種 剩余偏移求平均源于以下事實(shí)在兩個(gè)自動(dòng)調(diào)零脈沖之間的時(shí)間段內(nèi),信號(hào)直接通過斬波 器chop2并在相同持續(xù)時(shí)間的情況下具有反轉(zhuǎn)的極性。改良的鐘控方案基本上通過開關(guān)S2和米勒電容器Cm2減小了寬帶噪聲采樣。即使 在斷開s2之后米勒電容器Cm2上的保持電壓仍然具有與圖5的電路中的情形同樣大的隨機(jī) 的變化,但是限制這個(gè)隨機(jī)電壓影響信號(hào)通道的時(shí)間會(huì)大大降低它的整體效果。如圖10所示 o通過選擇合適小的自動(dòng)調(diào)零占空比,因?qū)拵г肼暡蓸右鸬恼麄€(gè)噪聲增加可以變 為任意小。實(shí)際上,通過選擇小于10%的占空比,電路的噪聲基底將處于理論熱噪聲基底極 限的百分比幾之內(nèi)。圖11示出了圖9中電路的簡化。注意,在圖9的先前電路中,自動(dòng)調(diào)零開關(guān)和內(nèi)部斬波器開關(guān)(chopper switch) 是怎樣串聯(lián)連接的,每個(gè)都有其自己的鐘控相位。圖11的電路將這些串聯(lián)連接的開關(guān)組合 到一個(gè)開關(guān)中(如有可能的話),并提供合適的鐘控相位來驅(qū)動(dòng)它們。
如下進(jìn)行操作。電路的第一狀態(tài)是當(dāng)時(shí)鐘相位。3為高時(shí);電路處于自動(dòng)調(diào)零模 式,其中標(biāo)記為①3的開關(guān)閉合。結(jié)果,跨導(dǎo)體gml的兩個(gè)輸入都連系到正輸入端。因此,gml 的輸入差分電壓為零,而正輸入下的電壓設(shè)置共模電壓。輸入跨導(dǎo)體gml的輸出端連接到自 動(dòng)調(diào)零電容器Cn和ci2,使自動(dòng)調(diào)零環(huán)路閉合。第二狀態(tài)出現(xiàn)在時(shí)鐘相位%再次變?yōu)榈椭蟆,F(xiàn)在有兩種可能情形時(shí)鐘相位 為高,而相位。2保持為低,或者反之亦然。假定為第一情形,①工為高,。2為低,輸入
級(jí)gml直接連接在輸入端和中間級(jí)gm4之間。偏移電壓源I將在放大器的輸出端上產(chǎn)生正 誤差電壓。兩個(gè)自動(dòng)調(diào)零電容器cn和ci2與信號(hào)通道斷開連接并保持它們的電壓以消除輸 入級(jí)gml的任何偏移。當(dāng)叫和02反轉(zhuǎn)極性(①為低,叫為高)時(shí),電路進(jìn)入其第三、即最終狀態(tài)。在 這個(gè)情形下,輸入級(jí)gml有效顛倒,對(duì)輸入和輸出端二者進(jìn)行交換。信號(hào)通道的極性保持不 變,但輸出端處的輸入偏移電壓Vm的效應(yīng)使符號(hào)改變它將引起輸出電壓的負(fù)偏移。由于狀態(tài)二和三具有相同的持續(xù)時(shí)間,所以偏移源V^的平均效應(yīng)將為零。雖然狀 態(tài)2和3每個(gè)都被狀態(tài)1中斷,而且斬波的每半個(gè)周期都被自動(dòng)調(diào)零過程暫時(shí)中斷,但是狀 態(tài)1仍然以狀態(tài)2和3的頻率的兩倍有效操作。狀態(tài)二和三的順序在每個(gè)自動(dòng)調(diào)零脈沖之后交替。這產(chǎn)生電路狀態(tài)的如下整 個(gè)順序2-1-2,3-1-3,2-1-2等等。不管是2-1-2還是3_1_3周期,在一個(gè)自動(dòng)調(diào)零周期上 的平均(剩余)偏移都將為零。輸入級(jí)gm3再次實(shí)現(xiàn)用于高頻的單獨(dú)的信號(hào)通道。這個(gè)并行輸入級(jí)gm3與電容 器Cml、Cm2a和Cm2b—起實(shí)現(xiàn)了多通道嵌套式米勒補(bǔ)償(參見“Frequency Compensation Techniques for Low-Power Operational Amplifiers,,,R. Eschauzier and J. Hui jsing, section 6. 1,Boston,MA :Kluwer, 1995)。這個(gè)頻率補(bǔ)償技術(shù)確保了對(duì)整個(gè)放大器施加反饋 時(shí)的穩(wěn)定性,同時(shí)實(shí)現(xiàn)平滑頻率響應(yīng)而沒有高頻和低頻信號(hào)通道之間的跨接(cross-over) 區(qū)域中的假象(artifact)。電容器C3為可選部件,它可有助于低頻信號(hào)通道(gml、gm4和gm5) 的增益在高頻下足夠急速地下降,而不干擾通過并行輸入級(jí)gm3的高頻信號(hào)通道。圖11中的電路的最后改進(jìn)如圖12所示。除了附加增益級(jí)gm6之外,這個(gè)電路與圖11的電路相同。這個(gè)附加級(jí)的目的在于 增加通過輸入級(jí)gml的低頻信號(hào)通道的增益。這個(gè)附加增益將有助于抑制因并行輸入級(jí)gm3 的失配而引起的整個(gè)放大器的任何直流偏移。并行輸入級(jí)gm3中的直流偏移將引起整個(gè)放 大器的輸入?yún)⒖计齐妷?。然而,由于其影響通過低頻信號(hào)通道和高頻信號(hào)通道的增益的 比率而減小,所以所得到的輸入?yún)⒖计瓶赡軙?huì)很小。通過引入附加增益級(jí)gm6,圖12的電 路將在典型情形下提供約10,000x或者更高的增益比率。因此,例如10mV的并行輸入級(jí)gm3 的直流偏移將降低到小于1微伏。在這些低電平下,并行輸入級(jí)gm3的直流失配的影響足夠 小而不會(huì)明顯影響放大器的整體性能。由于附加增益級(jí)gm6,圖12的電路現(xiàn)在需要多通道混合嵌套式米勒補(bǔ)償以確保所 施力口的整個(gè)反饋的穩(wěn)定性(參見"Frequency Compensation Techniques for Low-Power Operational Amplifiers", R. Eschauzier and J. Huijsing, section 6. 3, Boston, MA KlWer,1995)。這個(gè)頻率補(bǔ)償技術(shù)與圖11中所用的多通道嵌套式米勒補(bǔ)償類似,除了其采 用具有米勒電容器Cm3a和Cm3b的有源積分器(active integrator),該電容器與圖11的無源濾波電容器C3相反。測量放大器通過向在圖5、圖7、圖9、圖11和圖12中的任何電路增加附加輸入級(jí),這些可以 很容易變?yōu)樗^的測量放大器(參見“Operational Amplifiers, Theory and Design,,, J. Hui jsing, pp. 52-53, Boston, Kluwer Academic Publishers,2001)。測量放大器具有兩 組差分輸入端并且能夠在大共模擾動(dòng)存在時(shí)感測小的差分信號(hào)。為了在改進(jìn)電路中正確進(jìn)行斬波和自動(dòng)調(diào)零,只需要從原始運(yùn)算放大器中重復(fù)輸 入級(jí)裝置(包括用于多通道頻率補(bǔ)償?shù)牟⑿醒b置)和輸入開關(guān)。通過所組合的兩個(gè)輸入級(jí) 可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)零,并且因而不需要附加的自動(dòng)調(diào)零電容器,或者自動(dòng)調(diào)零反饋開關(guān)。圖13示出了由修改圖12中描述的運(yùn)算放大器而得到的斬波和自動(dòng)調(diào)零的測量放 大器。增加到電路中的組件為兩個(gè)輸入級(jí)gmlb和gm3b、以及相應(yīng)的輸入開關(guān)。圖5,7和9實(shí)現(xiàn)了也有效結(jié)合在圖11,12和13中的一種形式的自動(dòng)調(diào)零電路,但 是應(yīng)當(dāng)理解也可以采用其它形式的自動(dòng)調(diào)零電路。以示例的形式,圖21示出了自動(dòng)調(diào)零電 路的替代形式,其采用了單個(gè)差分放大器而不是前面實(shí)施方式中的兩個(gè)。圖21中,差分晶 體管對(duì)Ml和M2每個(gè)都具有漏極電流^和具有2L的尾電流的共源極連接。漏極電流或尾 電流可以由共模電壓控制的電流源來控制,以實(shí)現(xiàn)到晶體管Ml和M2的柵極的所期望共模 輸入。注意,這個(gè)共模電壓與放大器系統(tǒng)的共模輸入無關(guān),并且是固定的,并且與放大器系 統(tǒng)的共模輸入有很大不同,而差是電容器Cazl和Caz2兩端的電壓。時(shí)鐘相位叫和叫是斬波器時(shí)鐘相位。在自動(dòng)調(diào)零期間,時(shí)鐘相位叫和①2為 低而時(shí)鐘相位。3為高。注意,如果兩個(gè)漏極電流L不完全匹配,則該失配本身也將會(huì)在晶 體管Ml和M2的差分對(duì)中引起偏移。然而,這個(gè)偏移也通過前面的過程自動(dòng)調(diào)零,所以不需 要兩個(gè)漏極電流源L的完全匹配。在任何自動(dòng)調(diào)零電路中,輸入級(jí)的輸入被周期性斷開然后被短路,其中然后使該 偏移存儲(chǔ)在一個(gè)或多個(gè)電容器上,以便從自動(dòng)調(diào)零操作之間的信號(hào)通道中減去。在圖5,7, 9和11-13的實(shí)施方式中,采用了第二放大器,其中兩個(gè)放大器gml和gm2中的凈輸入偏移被 存儲(chǔ)在第二放大器的輸入端上的電容器上。第二放大器將這個(gè)偏移消除,該第二放大器具 有在差分輸入級(jí)的輸入被短路時(shí)與差分輸入級(jí)的電流輸出相反的電流輸出。在圖21的實(shí) 施方式中,只使用了一個(gè)差分放大器進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零操作,其中通過對(duì)與差分放大器輸入端 串聯(lián)的電容器進(jìn)行適當(dāng)充電而進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零。時(shí)鐘生成時(shí)鐘相位。3可以被看做自動(dòng)調(diào)零相位,而時(shí)鐘相位叫和。2可以被看做(廣義 上)兩個(gè)斬波器相位。圖11和圖12的電路中出現(xiàn)的一個(gè)復(fù)雜因素就是,只有與特定時(shí)鐘 相位(①工、①2或①3)相對(duì)應(yīng)的開關(guān)組之一才允許在任何特定時(shí)刻被閉合。閉合兩組或更多 組開關(guān)將使電路的各節(jié)點(diǎn)之間短路。為了保證這個(gè)先斷后合(break-before-make)行為, 需要通過不重疊時(shí)鐘相位來驅(qū)動(dòng)這些開關(guān)。圖15中示出了產(chǎn)生兩相、不重疊時(shí)鐘信號(hào)的現(xiàn)有技術(shù)電路(參見“Principles of CMOS Design", N. H. E. ffeste and K. Eshraghian, section 5. 5. 10, Addison-Wesley, 1993)。從潛在重疊的輸入時(shí)鐘相位和①2生成兩個(gè)不重疊的時(shí)鐘相位①/和①2'。 這個(gè)過程如圖16所示。
電路的操作如下(為簡化起見,假定除了反相器13和14之外,所有的柵極都是無 延遲(delay free)的)。當(dāng)時(shí)鐘相位為低而時(shí)鐘相位。2為高時(shí),輸出時(shí)鐘相位①廣 和①2'也將分別為低和高。當(dāng)兩個(gè)輸入時(shí)鐘相位①工和①2改變狀態(tài)(①工轉(zhuǎn)換為高,。2 為低)時(shí),輸出。2'將幾乎瞬間改變(參見圖16)。這個(gè)直接輸出響應(yīng)的出現(xiàn)是由于當(dāng)與 非門m的輸入。2變?yōu)榈蜁r(shí),其輸出將變?yōu)楦撸c與非門的其它輸入的狀態(tài)無關(guān)。在同一 轉(zhuǎn)換期間(叫為高,叫為低),輸出①/將響應(yīng)于延遲。與非門N2的一個(gè)輸入通過反相 器13保持為低。當(dāng)一個(gè)輸入為低時(shí),與連接到輸入時(shí)鐘相位的其它輸入的狀態(tài)無關(guān),與 非門N2的輸出將不改變其輸出。只有當(dāng)13的輸出改變時(shí),與非門N2的輸出才會(huì)改變,以 及因此的輸出①/。注意,反相器13和14假定展示出明顯的延遲,而所有其它柵極都是 無延遲的。所得到的輸出時(shí)鐘相位①/和①2'如圖16所示。如之前所示,輸出①2'直 接響應(yīng)于。2的下降沿,而時(shí)鐘相位①/跟隨具有稍微延遲的輸入的上升沿。注意,所 得到的輸出相位①/禾是如何決不同時(shí)導(dǎo)通的(never on at the same time)(先 斷后合)。接下來輸入狀態(tài)的改變是,輸入時(shí)鐘相位%將再次變?yōu)榈停斎霑r(shí)鐘相位叫為 高。過程相反,并且在這種情形下輸出①/直接響應(yīng)于①2的下降沿,而時(shí)鐘相位①/將 跟隨具有稍微延遲的輸入①i的上升沿。這個(gè)時(shí)刻再次避免了兩個(gè)輸出時(shí)鐘信號(hào)①/和 02'的重疊。注意,圖16中輸出時(shí)鐘相位是怎樣一直直接響應(yīng)于相應(yīng)輸入時(shí)鐘相位的下 降沿,而跟隨具有稍微延遲的上升沿。這個(gè)時(shí)刻的特性是產(chǎn)生兩個(gè)不重疊時(shí)鐘信號(hào)①/和 02'的基礎(chǔ)。圖17將圖15的不重疊時(shí)鐘發(fā)生器的操作擴(kuò)展到圖14的三個(gè)特定時(shí)鐘相位。在 優(yōu)選實(shí)施方式中,輸入到圖17的電路中的三個(gè)定時(shí)信號(hào)由簡單的狀態(tài)機(jī)產(chǎn)生,并且可以是
重疊的。這種情形下,電路需要確保三個(gè)輸出時(shí)鐘相位①/ > 02'和①3'中沒有一個(gè)會(huì) 同時(shí)總處于高。操作與圖18所示的和圖15中的電路的操作類似。為簡單起見,假定所有部件都再次是無延遲的,除反相器14、15和16之外。當(dāng)輸入時(shí)鐘相位①3為低時(shí),反相器14的輸出為高,由與非門N2和N3、反相器12、 13,15和16構(gòu)成的電路部分的表現(xiàn)得與圖15的現(xiàn)有技術(shù)電路相同。這六個(gè)部件根據(jù)兩個(gè) 輸入時(shí)鐘相位和①2產(chǎn)生不重疊時(shí)鐘相位①/和①2'。由于時(shí)鐘相位開始為低, 結(jié)果是只有一個(gè)輸出時(shí)鐘相位①/ >o2'或?qū)⒃诮o定時(shí)刻為高。當(dāng)輸入時(shí)鐘相位①3轉(zhuǎn)為高時(shí),輸出時(shí)鐘相位在它跟隨輸入時(shí)鐘相位①3變 為高之前,將等待與非門m的其它兩個(gè)輸入也變?yōu)楦摺Ec非門m的其它兩個(gè)輸入將變?yōu)?高(雖然有些延遲),由于一旦輸入時(shí)鐘相位已變?yōu)楦?,則兩個(gè)輸入時(shí)鐘相位①工和
將為低。取決于輸入時(shí)鐘相位和的狀態(tài),延遲是由兩個(gè)反相器15和16中的一個(gè)引 起的。如果在輸入時(shí)鐘轉(zhuǎn)換之前輸入時(shí)鐘相位為低,那么它將保持低,而輸入時(shí)鐘相位 。2從高變?yōu)榈?。這種情形下,延遲是由反相器15引起的。反相器16變?yōu)樨?fù)責(zé)在輸入時(shí)鐘 相位。2開始關(guān)斷(Off)并保持低的情形下的延遲,而輸入時(shí)鐘相位①工進(jìn)行高到低的轉(zhuǎn) 換。在輸出時(shí)鐘相位①3'變?yōu)楦咧?,延遲導(dǎo)致這個(gè)時(shí)鐘相位的不重疊時(shí)間。輸入時(shí)鐘相位%的高到低的轉(zhuǎn)換幾乎是立即影響輸出時(shí)鐘相位,因?yàn)樗?得與非門N1 (與輸入①3相連的那個(gè))的一個(gè)輸入變?yōu)榈?。與非門的一個(gè)低的輸入足以使輸出時(shí)鐘相位。3'也變?yōu)榈?,而和與非門附的其它輸入無關(guān)。
tons] 由于圖17的電路對(duì)稱環(huán)繞所有其輸入-輸出對(duì)①乂①/ ,o2/o2'和①3/ov, 則應(yīng)用到對(duì)的相同原理同樣適用于其它兩對(duì)。圖17的電路中的定時(shí)的總結(jié)果是,時(shí)鐘相位輸出①/ ,o2'禾將直接跟隨 它們各自的輸入時(shí)鐘相位、①2和。3的任何高到低的轉(zhuǎn)換,而低到高的轉(zhuǎn)換以特定的延 遲來傳播(propagate)。圖18清楚示出了上升沿的這個(gè)延遲響應(yīng)是怎樣產(chǎn)生所需的三相、 不重疊時(shí)鐘信號(hào)的。當(dāng)然,圖17的電路實(shí)際上可以通過使用根據(jù)Bolean幾何的邏輯排列 (permutation)來實(shí)現(xiàn),從而實(shí)現(xiàn)進(jìn)入第一狀態(tài)的每個(gè)信號(hào)的延遲,直到其它兩個(gè)信號(hào)都處 于第二狀態(tài)。rail-to-rail (軌到軌)輸入開關(guān)當(dāng)在低電源電壓下操作圖5,圖7,圖9,圖11或圖12的任何電路,同時(shí)需要 rail-to-rail輸入共模電壓范圍時(shí),需要自舉輸入開關(guān)。在以下情況下尤其感覺到這種需 要在制造工藝技術(shù)中放大器的電源電壓低于NM0S和PM0S裝置的閾值電壓的和時(shí)。在這 些情況下,我們不能在輸出端上操作傳統(tǒng)互補(bǔ)傳輸門。傳輸門由并聯(lián)連接的NM0S和PM0S開關(guān)構(gòu)成,其每個(gè)都由其柵極處的反相信號(hào)操 作。為了使傳輸門導(dǎo)通,NM0S裝置的柵極被拉高,而PM0S裝置的柵極被拉低。在電源電壓 低于NM0S和PM0S裝置的閾值電壓之和時(shí),在這兩個(gè)裝置都不能在其柵極_源極端子兩端 形成足夠的電壓來被導(dǎo)通的情況下,在開關(guān)的共模電壓范圍的中間將出現(xiàn)一個(gè)區(qū)域。傳輸門的替代是采用單個(gè)的NM0S或PM0S裝置,其具有能夠上升到電路的電源電 壓以上(NM0S)或降低到電源電壓以下(PM0S)的柵極驅(qū)動(dòng)電壓。圖19示出了現(xiàn)有技術(shù)的自 舉NM0S開關(guān)的一個(gè)實(shí)例,其利用電容器來增加開關(guān)裝置的柵極處的控制電壓(參見“Very low-voltage digital-audio E A modulator with 88_dB dynamic range using local switch bootstrapping", M. Dessouky and A.Kaiser, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 36,no. 3,pp. 349—355,Mar. 2001)。自舉開關(guān)的操作如下當(dāng)輸入端elk保持為低(開關(guān)關(guān)斷)時(shí),裝置MN7通過共源 共柵(cascode)裝置MN6拉低(pull down)節(jié)點(diǎn)G (開關(guān)晶體管的柵極)。開關(guān)裝置禮和禮 處于其關(guān)斷狀態(tài),而電容器Q通過裝置MP5和MN1被充電到電源電壓。裝置MP0和MP1關(guān)斷。 使控制電壓elk升高(開關(guān)導(dǎo)通),裝置MN(I使節(jié)點(diǎn)E拉低,裝置MP1將開始傳導(dǎo)電流。裝置 MP1導(dǎo)通時(shí)將使預(yù)充電電容器Q連接在裝置Mk的柵極和源極之間,其也將導(dǎo)通。在裝置MP1 和Mk處于其導(dǎo)通狀態(tài)的情況下,開關(guān)裝置Ms的柵極-源極電壓等于存儲(chǔ)在電容器Q上的 電壓Vdd。在其柵極-源極電壓Vgs高于閾值電壓的情況下,所以開關(guān)裝置Ms將導(dǎo)通。即使節(jié)點(diǎn)G和節(jié)點(diǎn)B處的電壓能夠明顯上升得大于電源電壓(最大為兩倍Vdd), 所有裝置的安全操作也能夠保證。圖19的現(xiàn)有技術(shù)電路有兩個(gè)明顯缺點(diǎn)。第一個(gè)是,電路需要用于每個(gè)輸入開關(guān)的 電容器。由于所公開的電路將操作總共六個(gè)輸入開關(guān),所以六個(gè)電容器將表示相當(dāng)?shù)墓苄?面積代價(jià)。第二,操作開關(guān)會(huì)引起信號(hào)通道中的主要開關(guān)干擾。該干擾在當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)尤 其明顯。在這種情況下,裝置MK閉合,而節(jié)點(diǎn)A仍然處于接地電位Vss。在裝置禮閉合的情 況下,節(jié)點(diǎn)A需要一直被提升達(dá)到輸入端Vin處的共模電壓電平。這個(gè)電壓跳變所需的電荷 取自于輸入端Vin,從而導(dǎo)致開關(guān)干擾。圖20的電路降低了與圖19的現(xiàn)有技術(shù)電路相關(guān)的管芯尺寸損失和開關(guān)干擾。
圖20的電路只使用了 一個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)電容器q來驅(qū)動(dòng)兩個(gè)輸入開關(guān)裝置MS1和MS2。 由于圖11和圖12中的全部六個(gè)輸入開關(guān)為由相同的時(shí)鐘相位驅(qū)動(dòng)的三對(duì),所以這將電容 器的總數(shù)量從六個(gè)減小到三個(gè)。這在級(jí)之間不需要,由于共模電壓可是受控的(受限制 的),所以可以將rail to rail開關(guān)電壓用于這些開關(guān)。允許用一個(gè)自舉電路來驅(qū)動(dòng)多個(gè)開關(guān)裝置的主要改進(jìn)在于,采用電壓V。m作為參 考來提升柵極控制電容器Q,而不是圖19的現(xiàn)有技術(shù)電路中開關(guān)裝置Ms的源極。將開關(guān) MS1和MS2的源極從自舉電路斷開連接的額外好處在于,避免了圖19的現(xiàn)有技術(shù)電路中出 現(xiàn)的開關(guān)干擾。成功操作圖20中的開關(guān)裝置MS1和MS2的關(guān)鍵在于,產(chǎn)生合適的共模電壓V 。這 個(gè)電壓^通過源極跟隨器(source follower)MN8從整個(gè)放大器電路的輸入晶體管MP6和 MP7的源極處的電壓獲得,MP6和MP7為放大器系統(tǒng)的差分輸入級(jí)中的差分晶體管對(duì)。由于這 個(gè)連接,共模電壓v。m具有兩個(gè)重要特性1、電壓V。m將跟蹤輸入晶體管MP6和MP7的柵極處的兩個(gè)電壓的最小值。這是因?yàn)?以下事實(shí)具有最低柵極電壓的輸入裝置,例如MP6,將開始作為源極跟隨器,使其柵極處的 電壓跟蹤源極,而其它裝置(在本例中為mP7)將因缺少足夠高的柵極-源極電壓vgs而關(guān) 斷。在典型的放大器應(yīng)用中,差分輸入將是最小的,所以電壓V。m將準(zhǔn)確反映差分輸入的共 模電壓。也得注意,僅一個(gè)源極跟隨器MN8需要用于耦合到這個(gè)差分輸入的所有開關(guān)。2、由于源極跟隨器MN8,共模電壓V。m可以不會(huì)超出正軌(positive rail)Vdd,即使 輸入對(duì)mP6和MP7的尾電流源被連接到高于電源電壓vdd的電壓。輸入級(jí)尾電流源被連系到 高于放大器的其它部分的電源電壓的公共情形出現(xiàn)在采用電荷泵(charge-pump)來獲取 rail-to-rail輸入共模范圍的放大器中。電荷泵產(chǎn)生輸入級(jí)的升壓電源電壓,從而擴(kuò)展其 共模輸入電壓范圍。由于這兩點(diǎn),所以電路繼續(xù)保證電路中所有裝置的安全操作。開關(guān)裝置MS1和MS2 的柵極將不會(huì)被提升到高于兩個(gè)輸入電壓Vinp和vinm的最小值之上的一個(gè)電源電壓vdd。因 此,開關(guān)裝置MS1和MS2的柵極-源極電壓Vgs不會(huì)超過電源電壓Vdd。同樣,當(dāng)開關(guān)裝置Mn。和 Me閉合時(shí)連接到V。m的節(jié)點(diǎn)E不會(huì)超過電源電壓Vdd。這對(duì)于避免MP0的背柵極(backgate) 二極管的正向偏壓是關(guān)鍵性的。電路的操作方式與圖19的現(xiàn)有技術(shù)電路類似當(dāng)輸入端elk為低(開關(guān)關(guān)斷)時(shí), 裝置MN1通過共源共柵裝置MN6拉低節(jié)點(diǎn)G (開關(guān)晶體管的柵極)。開關(guān)裝置MS1和MS2處于 其關(guān)斷狀態(tài),而電容器(^通過裝置禮5和%被充電到電源電壓。裝置MP(^nMP1關(guān)斷。當(dāng)控 制電壓elk變?yōu)楦?開關(guān)導(dǎo)通)時(shí),裝置MN(I使節(jié)點(diǎn)E拉低,并且裝置MP1將開始傳導(dǎo)電流。 裝置MP1又將使預(yù)充電電容器Q連接在裝置Mk的柵極和源極之間,裝置Mk也將導(dǎo)通。在裝 置MP1和Mk處于其導(dǎo)通狀態(tài)的情況下,節(jié)點(diǎn)G處的電壓將為共模電壓V 加上存儲(chǔ)在電容器 上的電壓Vdd。結(jié)果是,開關(guān)裝置MS1和MS2的柵極-源極電壓Vgs就將上升到高于它們的閾 值電壓,從而使這兩個(gè)裝置導(dǎo)通。這里所示出和描述的實(shí)施方式都使用了差分放大器。應(yīng)當(dāng)注意,單端放大器在功 能上是這樣的差分放大器,其中一個(gè)輸入和/或一個(gè)輸出連接到電路地。類似地,斬波器交 替使兩個(gè)輸入反轉(zhuǎn),與一個(gè)是否為電路地?zé)o關(guān)。相應(yīng)地,這里和下面的權(quán)利要求中對(duì)差分放 大器的參考是這樣的參考該參考包括具有連接到電路地的一個(gè)輸入和/或一個(gè)輸出的放大器,即,通常所指的單端放大器。同樣,這里所示出和描述的實(shí)施方式都都相對(duì)于M0S晶 體管進(jìn)行示出和描述,但是也可以使用其它有源裝置,例如,以示例的方式,雙極型晶體管。
因此,本發(fā)明具有很多方面,這些方面可以視需要單獨(dú)或者以不同組合或子組合 的方式實(shí)施。雖然已經(jīng)公開并在文中描述了本發(fā)明的某些優(yōu)選實(shí)施方式,但其目的在于說 明而非限制,本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解,可以進(jìn)行形式和細(xì)節(jié)上的各種修改,而不脫離由下 面權(quán)利要求的全部范圍所限定的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
在放大器系統(tǒng)中,一種電路包括第一差分放大器;第一和第二斬波器,用于分別對(duì)第一差分放大器的輸入和輸出進(jìn)行斬波;自動(dòng)調(diào)零電路,耦合到第一差分放大器,用于對(duì)第一差分放大器進(jìn)行自動(dòng)調(diào)零;以第一頻率操作的自動(dòng)調(diào)零電路,和以與第一頻率不相等的第二頻率操作的斬波器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的電路,其中第二頻率是第一頻率的兩倍,第一和第二頻率每個(gè)都 具有50%的占空比。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的電路,還包括具有耦合到放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入的差 分輸入以及耦合到輸出放大器的輸出的放大器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的電路,其中第一頻率是第二頻率的兩倍,第二頻率具有50%的占空比。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的電路,其中第一頻率具有小于50%的占空比,由此當(dāng)?shù)谝徊罘址?大器被自動(dòng)調(diào)零時(shí)斬波器的每半個(gè)周期都被中斷。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的電路,其中第一頻率具有不大于25%的占空比,由此當(dāng)?shù)谝徊罘?放大器被自動(dòng)調(diào)零時(shí)斬波器的每半個(gè)周期都被中斷。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的電路,其中第一斬波器耦合到放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸 入,并進(jìn)一步包括第一開關(guān),具有將第一差分放大器的差分輸入耦合到第一斬波器的差分輸出的第一第 一開關(guān)狀態(tài),和將第一差分放大器的差分輸入連接在一起的第二第一開關(guān)狀態(tài);第二差分放大器,該第二差分放大器具有差分輸入,每個(gè)都通過各自的電容連接到電 路地;公共耦合的第一和第二差分放大器的差分輸出; 輸出放大器,具有耦合到第二斬波器的輸出的輸入;第二開關(guān),具有將第一和第二差分放大器的公共輸出耦合到第二斬波器的輸入的第一 第二開關(guān)狀態(tài),和將第一和第二差分放大器的公共輸出耦合到第二差分放大器的差分輸入 的第二第二開關(guān)狀態(tài)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的電路,其中第二頻率是第一頻率的兩倍,第一和第二頻率每個(gè)都 具有50%的占空比。
9.根據(jù)權(quán)利要求7的電路,其中第一頻率是第二頻率的兩倍,第二頻率具有50%的占空比。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的電路,其中第一頻率具有小于50%的占空比,由此當(dāng)?shù)谝徊罘址?大器被自動(dòng)調(diào)零時(shí)斬波器的每半個(gè)周期都被中斷。
11.根據(jù)權(quán)利要求9的電路,其中第一頻率具有不大于25%的占空比,由此當(dāng)?shù)谝徊罘?放大器被自動(dòng)調(diào)零時(shí)斬波器的每半個(gè)周期都被中斷。
12.根據(jù)權(quán)利要求9的電路,還包括第三和第四差分放大器,第四差分放大器具有每個(gè)都通過各自的電容連接到電路地的 差分輸入,第三和第四差分放大器的差分輸出公共耦合;第一開關(guān),當(dāng)在第一第一開關(guān)狀態(tài)下,將第三差分放大器的差分輸入耦合在一起并將 第三和第四差分放大器的公共輸出耦合到第四差分放大器的差分輸入;第一開關(guān),當(dāng)在第二第一開關(guān)狀態(tài)下,將第一斬波器的差分輸出耦合到第三差分放大 器的差分輸入并將第三和第四差分放大器的公共差分輸出耦合到第二斬波器的差分輸入。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的電路,還包括具有耦合到放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入的 差分輸入和耦合到輸出放大器的輸出的放大器。
14.根據(jù)權(quán)利要求9的電路,其中第一和第二開關(guān)以及第一和第二斬波器包括第三、第四和第五開關(guān),每個(gè)都具有斷開 和閉合狀態(tài);放大器系統(tǒng)的第一差分輸入通過第三和第五開關(guān)可連接到第一差分放大器的第一差 分輸入,并通過第四和第五開關(guān)可連接到第一差分放大器的第二差分輸入;放大器系統(tǒng)的第二差分輸入通過第四開關(guān)可連接到第一差分放大器的第一差分輸入, 并通過第三開關(guān)可連接到第一差分放大器的第二差分輸入;第一和第三差分放大器的輸出的第一公共連接通過第三開關(guān)可連接到差分輸出放大 器的第一差分輸入,并通過第四開關(guān)可連接到差分輸出放大器的第二差分輸入;第一和第二差分放大器的輸出的第二公共連接通過第四開關(guān)可連接到差分輸出放大 器的第一輸入,并通過第三開關(guān)可連接到差分輸出放大器的第二輸入;第一和第二差分放大器的差分輸出的公共連接通過第五開關(guān)可連接到第二差分輸出 放大器的差分輸入。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的放大器,其中輸出放大器是多級(jí)放大器。
16.根據(jù)權(quán)利要求14的電路,還包括具有耦合到放大器系統(tǒng)的差分輸入的差分輸入和 耦合到輸出放大器的輸出的第三放大器。
17.根據(jù)權(quán)利要求14的電路,其中第三開關(guān)全部同時(shí)閉合,但在第四和第五開關(guān)閉合 時(shí)不閉合,第四開關(guān)全部同時(shí)閉合,但在第三和第五開關(guān)中的任何開關(guān)閉合時(shí)不閉合,第五 開關(guān)全部同時(shí)閉合,但在第三或第四開關(guān)中的任何開關(guān)閉合時(shí)不閉合,由此開關(guān)操作是不 重疊的,第五開關(guān)以具有小于50%的占空比的第一頻率閉合,第三開關(guān)以具有約50%的占 空比的第二頻率閉合,除針對(duì)第五開關(guān)的閉合而中斷之外,并且第四開關(guān)以具有約50%的 占空比的第二頻率閉合,除針對(duì)第五開關(guān)的閉合而中斷之外。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的放大器,其中第五開關(guān)以不大于25%的占空比而閉合。
19.根據(jù)權(quán)利要求17的放大器,其中輸出放大器為多級(jí)放大器。
20.根據(jù)權(quán)利要求17的電路,還具有放大器系統(tǒng)的第三和第四差分輸入,形成第二差 分輸入端口,并進(jìn)一步包括第三差分放大器,具有第一和第二差分輸入;放大器系統(tǒng)的第三差分輸入通過第三和第五開關(guān)可連接到第三差分放大器的第一差 分輸入,并通過第四和第五開關(guān)可連接到第三差分放大器的第二差分輸入;放大器系統(tǒng)的第四差分輸入通過第四開關(guān)可連接到第三差分放大器的第一差分輸入, 并通過第三開關(guān)可連接到第三差分放大器的第二差分輸入;第三差分放大器的差分輸出與第一和第二差分放大器的差分輸出公共耦合。
21.根據(jù)權(quán)利要求20的電路,還包括第四和第五差分放大器,第四差分放大器具有耦 合到放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入的差分輸入以及耦合到輸出放大器的輸出,而第五 差分放大器具有耦合到放大器系統(tǒng)的第三和第四差分輸入的差分輸入以及耦合到輸出放大器的輸出。
22.根據(jù)權(quán)利要求17的電路,還包括定時(shí)電路,用于提供分別控制第三、第四和第五開關(guān)的定時(shí)的三個(gè)輸出定時(shí)信號(hào),輸出 定時(shí)信號(hào)具有第一和第二狀態(tài)并且在第二狀態(tài)下不重疊,根據(jù)第一和第二狀態(tài)的三個(gè)輸入 信號(hào)提供三個(gè)輸出定時(shí)信號(hào),該輸入信號(hào)中的任何輸入信號(hào)都可以在第二狀態(tài)下重疊,包 括經(jīng)耦合以響應(yīng)于第一輸入信號(hào)到第二狀態(tài)的變化而延遲第一輸出定時(shí)信號(hào)到第二狀 態(tài)的變化直到第二和第三輸出信號(hào)都處于第一狀態(tài)之后的邏輯;經(jīng)耦合以響應(yīng)于第二輸入信號(hào)到第二狀態(tài)的變化而延遲第二輸出定時(shí)信號(hào)到第二狀 態(tài)的變化直到第一和第三輸出信號(hào)都處于第一狀態(tài)之后的邏輯;以及經(jīng)耦合以響應(yīng)于第三輸入信號(hào)到第二狀態(tài)的變化而延遲第三輸出定時(shí)信號(hào)到第二狀 態(tài)的變化直到第一和第二輸出信號(hào)都處于第一狀態(tài)之后的邏輯。
23.根據(jù)權(quán)利要求22的電路,還包括開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路,用于驅(qū)動(dòng)放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入上的第三、第四和第五開 關(guān),以分別控制它們的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài),每個(gè)驅(qū)動(dòng)電路響應(yīng)于各個(gè)定時(shí)電路的輸出定時(shí)信 號(hào),從而分別控制第三、第四和第五開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài);用于將電容器的第一引線連接到電源電壓、將第二電容器弓丨線連接到電路地并在相應(yīng) 輸出定時(shí)信號(hào)處于其第一狀態(tài)時(shí)保持相應(yīng)開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)的電路;以及用于將電容器的第二引線連接到響應(yīng)于放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入的共模電 壓的電壓,并在電路由相應(yīng)輸出定時(shí)信號(hào)鐘控時(shí)將第一電容器引線連接到相應(yīng)開關(guān)的控制 電壓的電路;由此用于使開關(guān)導(dǎo)通的控制電壓大約是大于放大器系統(tǒng)的第一和第二差分輸入的共 模電壓的一個(gè)電源電壓,而與共模電壓是什么無關(guān)。
24.一種操作斬波穩(wěn)定式第一放大器的方法,該斬波穩(wěn)定式第一放大器具有自動(dòng)調(diào)零 能力,包括在第一頻率下對(duì)斬波穩(wěn)定進(jìn)行操作; 在第二頻率下對(duì)自動(dòng)調(diào)零進(jìn)行操作; 頻率的比為2比1。
25.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中第一頻率是第二頻率的兩倍,每個(gè)頻率都具有50% 的占空比。
26.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中第二頻率是第一頻率的兩倍,并且具有小于50%的 占空比。
27.根據(jù)權(quán)利要求26的方法,其中第二頻率具有不大于25%的占空比。
28.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,還包括在第一放大器的斬波穩(wěn)定的每個(gè)周期之后,利用同樣的斬波器使第二放大器斬波穩(wěn)定;在使第一放大器斬波穩(wěn)定的同時(shí)使第二放大器自動(dòng)調(diào)零;以及, 在使第二放大器斬波穩(wěn)定的同時(shí)使第一放大器自動(dòng)調(diào)零; 第一和第二放大器的輸出公共連接。
29.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中斬波穩(wěn)定式第一放大器具有第一、第二和第三多個(gè) 斷開和閉合開關(guān),第一和第二開關(guān)耦合作為輸入和輸出斬波器開關(guān),而第三開關(guān)耦合作為 自動(dòng)調(diào)零開關(guān),其中第一開關(guān)全部同時(shí)閉合,但在第二和第三開關(guān)閉合時(shí)不閉合,第二開關(guān) 全部同時(shí)閉合,但在第一和第三開關(guān)中的任何開關(guān)閉合時(shí)不閉合,且第三開關(guān)全部同時(shí)閉 合,但在第一或第二開關(guān)閉合時(shí)不閉合,由此開關(guān)操作是不重疊的,第三開關(guān)以具有小于 50%的占空比的第一頻率閉合,第一開關(guān)以具有約50%的占空比的、等于第一頻率的一半 的第二頻率閉合,除針對(duì)第三開關(guān)的閉合而中斷之外,并且第二開關(guān)以具有約50%的占空 比的第二頻率閉合,除針對(duì)第三開關(guān)的閉合而中斷之外。
30.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中第三開關(guān)以不大于25%的占空比而閉合。
31.根據(jù)權(quán)利要求30的方法,其中輸出放大器為多級(jí)放大器。
32.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中第一放大器具有第一和第二差分輸入并進(jìn)一步包括響應(yīng)于鐘控信號(hào)控制開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài),以控制將第一和第二差分輸入連接到差 分放大器系統(tǒng)的輸入以及連接到其本身,差分放大器系統(tǒng)的輸入具有共模電壓,對(duì)于每對(duì) 開關(guān)來說,包括將電容器的第一引線連接到電源電壓,將第二電容器引線連接到電路地,并在開關(guān)控 制電路不由第一、第二或第三定時(shí)信號(hào)之一鐘控時(shí)保持開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài);以及,將電容器的第二引線連接到響應(yīng)于共模電壓的電壓,并在電路由相應(yīng)的第一、第二或 第三定時(shí)信號(hào)鐘控時(shí)將第一電容器引線連接到控制電壓;由此用于使開關(guān)導(dǎo)通的控制電壓大約是大于共模電壓的一個(gè)電源電壓,與共模電壓是 什么無關(guān)。
33.根據(jù)權(quán)利要求32的方法,還包括提供第一、第二和第三定時(shí)信號(hào),每個(gè)信號(hào)具有對(duì)應(yīng)于開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)的第一和 第二狀態(tài),三個(gè)定時(shí)信號(hào)在來自第一和第二狀態(tài)的三個(gè)輸入信號(hào)的第一狀態(tài)下不重疊,通 過下述方式其中的任何兩個(gè)在第一狀態(tài)下都可重疊;響應(yīng)于第一輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第一定時(shí)信號(hào)到第一狀態(tài)的變化,直到 第二和第三定時(shí)信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后;響應(yīng)于第二輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第二定時(shí)信號(hào)到第一狀態(tài)的變化,直到 第一和第三輸出信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后;以及,響應(yīng)于第三輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第三定時(shí)信號(hào)到第一狀態(tài)的變化,直到 第一和第二輸出信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后。
34.一種用于提供三個(gè)輸出定時(shí)信號(hào)的電路,這三個(gè)輸出定時(shí)信號(hào)具有第一和第二狀 態(tài),并且在來自第一和第二狀態(tài)的三個(gè)輸入信號(hào)的第一狀態(tài)下不重疊,其中的任何兩個(gè)在 第一狀態(tài)下都可重疊,包括經(jīng)耦合以響應(yīng)于第一輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第一輸出定時(shí)信號(hào)到第一狀 態(tài)的變化、直到第二和第三輸出信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后的邏輯;經(jīng)耦合以響應(yīng)于第二輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第二輸出定時(shí)信號(hào)到第一狀 態(tài)的變化、直到第一和第三輸出信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后的邏輯;以及,經(jīng)耦合以響應(yīng)于第三輸入信號(hào)到第一狀態(tài)的變化而延遲第三輸出定時(shí)信號(hào)到第一狀態(tài)的變化、直到第一和第二輸出信號(hào)都處于第二狀態(tài)之后的邏輯。
35.一種開關(guān)控制電路,用于響應(yīng)于鐘控信號(hào)控制開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài),從而控制第 一和第二差分輸入信號(hào)的連接,第一和第二差分輸入信號(hào)具有共模電壓,包括用于將電容器的第一引線連接到電源電壓、將第二電容器弓丨線連接到電路地并在開關(guān) 控制電路不被鐘控時(shí)保持開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)的電路;以及用于將電容器的第二引線連接到響應(yīng)于共模電壓的電壓并在電路被鐘控時(shí)將第一電 容器引線連接到開關(guān)控制電壓的電路;由此用于使開關(guān)導(dǎo)通的開關(guān)控制電壓大約是大于共模電壓的一個(gè)電源電壓,而與共模 電壓是什么無關(guān)。
36.根據(jù)權(quán)利要求35的開關(guān)控制電路,其中第一和第二差分輸入信號(hào)耦合到晶體管的 輸入對(duì),該輸入對(duì)具有到電流源的公共連接,并且其中共模電壓由耦合到公共連接的第三 晶體管提供。
全文摘要
本發(fā)明涉及運(yùn)算和測量放大器中的低噪聲、低功率、低漂移偏移校正。公開了運(yùn)算和測量放大器中的低噪聲、低功率、低漂移偏移校正以及利用了這些的放大器。所公開的放大器利用斬波和自動(dòng)調(diào)零技術(shù)的不同組合。還公開了利用導(dǎo)通和關(guān)斷開關(guān)來影響斬波和自動(dòng)調(diào)零的放大器,其具有用于驅(qū)動(dòng)差分輸入上的開關(guān)以提供自舉開關(guān)控制的獨(dú)特電路。還公開了其他特征。
文檔編號(hào)H03F3/20GK101895257SQ20101024181
公開日2010年11月24日 申請(qǐng)日期2010年5月11日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月12日
發(fā)明者N·范里恩, R·G·H·埃斯豪齊爾 申請(qǐng)人:14號(hào)公司