專利名稱：電容式觸摸按鍵系統及其微控制單元的制作方法
技術領域：
本發明涉及觸摸按鍵制造領域，特別是涉及一種基于微控制單元的電容式觸摸按 鍵系統及其微控制單元。
背景技術：
觸摸控制根據其原理不同，可以分為電波式、電阻式、光學式、電容式、電感式和電 磁式等多種控制方式。每種控制方式有其各自的優缺點和適用場合。其中電容式觸摸按鍵 由于其電路相對簡單，只需要一個微處理器和一些外圍電路就可實現對按鍵的觸摸檢測和 控制，因而適用于許多家用電器。電容式觸摸按鍵的基本原理就是一個不斷充電和放電的張弛振蕩器。如果不觸摸 開關，張弛振蕩器有一個固定的充放電周期，頻率是可以測量的。如果用手指接觸開關，就 會增加觸摸按鍵等效電容，充放電周期就會變長，頻率就會相應減少。所以，通過測量充放 電周期或頻率的變化，就可以偵測觸摸動作。現有的電容式觸摸按鍵系統，為了實現充放電電路，需利用若干個電阻和至少一 個充放電電容來實現外圍電路，例如，申請號為200810006684.0的中國專利申請便揭露了 一種由電阻及充放電電容構成的外圍電路。這種外圍電路由于采用了較多的元器件，往往 會帶來溫漂大，成本高，調節復雜等問題。另外，觸摸按鍵的性能優劣的關鍵評判標準是抗干擾能力和靈敏度。現有的觸摸 按鍵系統是對按鍵等效電容的絕對值進行數據值的轉換(例如，電容數字轉換，CDC)及處 理，并以此作為判鍵的基準。而實驗表明，印刷電路板(PCB)本身的雜散電容和布局會直接 影響到等效電容的取值大小，繼而影響到判鍵的靈敏度。因此，采用基于觸摸按鍵等效電容 絕對值的判鍵方法的代價是對PCB板更高的要求和在軟件處理上更加復雜的調整算法(例 如，基于雜散電容偏置值的調整算法)。可見，現有的電容式觸摸按鍵系統，外圍電路除按鍵以外，還需要若干電阻和充放 電電容，這種外圍電路較為復雜，且帶來了溫漂大，成本高，調節復雜等問題。另外，現有的 電容式觸摸按鍵系統采用基于觸摸按鍵等效電容絕對值的判鍵方法，其對PCB板的要求較 高，且在軟件處理上需要更加復雜的調整算法，因而對軟件資源的要求也較高，故而系統在 功能實現上難度大且成本高。
發明內容
本發明的目的在于提供一種電容式觸摸按鍵系統，以解決現有電容式觸摸按鍵系 統由于外圍電路復雜而導致的溫漂大，成本高，調節復雜等問題。為解決以上技術問題，本發明提供一種電容式觸摸按鍵微控制單元，其包括比較 器，其正向輸入端耦接一參考信號；開關電路，包括第一邏輯控制開關、第二邏輯控制開關 與第三邏輯控制開關，其中第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關以相同頻率交替呈現閉 合和斷開狀態，第三邏輯控制開關受控于比較器的輸出信號；充電時間數據處理模塊，信號連接所述比較器的輸出端；所述比較器的負向輸入端耦接一充放電電容端；所述比較器的 負向輸入端通過第一邏輯控制開關與第二邏輯控制開關耦接一電源供應端；所述比較器的 負向輸入端通過第三邏輯控制開關耦接一接地端；所述比較器的負向輸入端通過第二邏輯 控制開關耦接多個觸摸按鍵端。進一步的，所述的電容式觸摸按鍵微控制單元還包括時鐘延時模塊，連接于所述 比較器輸出端與充電時間數據處理模塊之間，且比較器的輸出信號通過該時鐘延時模塊后 控制所述第三邏輯控制開關。進一步的，所述參考信號為多檔位可調信號。進一步的，所述第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關受控于同一個時鐘信號。本發明另提供一種電容式觸摸按鍵系統，包括微控制單元和外圍電路，所述外圍 電路包括多個觸摸按鍵和一充放電電容；所述微控制單元包括比較器，其正向輸入端耦 接一參考信號；開關電路，包括第一邏輯控制開關、第二邏輯控制開關與第三邏輯控制開 關，其中第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關以相同頻率交替呈現閉合和斷開狀態，第 三邏輯控制開關受控于比較器的輸出信號；充電時間數據處理模塊，信號連接所述比較器 的輸出端；所述比較器的負向輸入端通過第一邏輯控制開關與第二邏輯控制開關耦接一電 源供應端；所述比較器的負向輸入端通過第三邏輯控制開關耦接一接地端；所述比較器的 負向輸入端通過第二邏輯控制開關耦接所述多個觸摸按鍵及所述充放電電容。進一步的，所述微控制單元還包括時鐘延時模塊，連接于所述比較器輸出端與充 電時間數據處理模塊之間，且比較器的輸出信號通過該時鐘延時模塊后控制所述第三邏輯 控制開關。進一步的，所述參考信號為多檔位可調信號。進一步的，所述第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關受控于同一個時鐘信號。進一步的，所述充放電電容為可調電容。進一步的，所述充放電電容的可調范圍為2. 2nF至44nF。本發明的按鍵系統與傳統的按鍵系統相比，外圍電路簡單，無需利用電阻即可實 現，溫漂小，調節簡單，成本低。
圖1為本發明一實施例所提供的電容式觸摸按鍵系統的微控制單元的結構框圖；圖2為本發明一實施例所提供的觸摸按鍵的外圍電路的一種接線方式示意圖；圖3為本發明一較佳實施例所提供的電容式觸摸按鍵系統的微控制單元的結構 框圖；圖4，其為本發明一實施例所提供的電容式觸摸按鍵判鍵方法的流程示意圖。
具體實施例方式為使本發明的目的、特征更明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施方式
作 進一步的說明。本發明基于電容的充放電原理，在電容式觸摸按鍵系統的微控制單元內集成了三 個邏輯控制開關，通過這些邏輯控制開關的開與閉來控制外圍電路中的充放電電容的充電與放電，從而無需在外圍電路設置電阻，減少了外圍電路的復雜度，解決了現有電容式觸摸 按鍵系統溫漂大，成本高，調節復雜等問題。具體請參考圖1，其為本發明一實施例所提供的電容式觸摸按鍵系統的結構框圖。 如圖所示，該系統的微控制單元(MCU) 100包括比較器110、開關電路120和充電時間數據處 理模塊130。其中開關電路120包括第一邏輯控制開關SW1、第二邏輯控制開關SW2與第三 邏輯控制開關SW3，其中第一邏輯控制開關SWl和第二邏輯控制開關SW2以相同頻率交替呈 現閉合和斷開狀態，第三邏輯控制開關SW3受控于比較器110的輸出信號。比較器的正向 輸入端耦接一參考信號Vref ；其負向輸入端耦接一充放電電容端PADC ；并通過第一邏輯控 制開關SWl與第二邏輯控制開關SW2耦接一電源供應端，通過第三邏輯控制開關SW3耦接 一接地端，通過第二邏輯控制開關SW2耦接多個觸摸按鍵端PAD。充電時間數據處理模塊 130信號連接比較器110的輸出端，以處理充放電電容220的充電時間。以上電容式觸摸按鍵系統基于電容的充放電原理，由微控制單元100內部的第一 邏輯控制開關SW1、第二邏輯控制開關SW2和觸摸按鍵等效電容Cxn組成等效電阻Rx，與充 放電電容220構成RC充放電電路，由內建比較器110的輸出狀態控制內部第三邏輯控制開 關SW3，實現充放電電容220的放電。其中，在觸摸按鍵功能打開后，正常工作的情況下，第 三邏輯控制開關SW3的高電平維持時間即為按鍵前后充放電電容220的充電時間，也是SW3 維持斷開狀態的時間。請參考圖2，其為以上觸摸按鍵的外圍電路的一種接線方式實例，其中TKl至TK20 代表其外圍20個觸摸按鍵，C為外圍充放電電容。從圖中可以看出，采用以上結構后，外圍 電路無需再設置電阻，電路成本低，且大大簡化了外圍電路的布局和設計。而且，微控制單 元內部功能電路實現簡單，僅需三個邏輯控制開關，一個比較器和充電時間數據處理模塊 便可以實現。在上面的描述中已經知道，第一邏輯控制開關SWl和第二邏輯控制開關SW2需以 相同頻率交替呈現閉合和斷開狀態。為了準確的實現這種控制，可以在微控制單元100內 利用同一個時鐘信號fs來實現對第一邏輯控制開關SWl和第二邏輯控制開關SW2的控制。 當然，本發明在此不以此為限，也可以利用不同的時鐘信號來控制，但利用同一時鐘信號具 有控制相對簡單，實現容易的優點。另外，需要提及的是，以上比較器110的正向輸入端所耦接的參考信號Vref可以 設置為多檔位可調，這樣，有利于提高觸摸按鍵對環境的應性。例如，參考信號Vref具有 1/2VDD, 3/5VDD, 4/5VDD, 9/10VDD四個可調檔位，選取1/2VDD檔，當前供電電壓為5V時，比 較器正向端參考電壓為2. 5V。在一較佳實施例中，可以在比較器110的輸出端增設時鐘延時模塊，用于將比較 器110輸出端信號進行延時輸出，以確保比較器110在短時脈沖干擾下的有效輸出。具體， 請參考圖3，其為本發明一較佳實施例所提供的電容式觸摸按鍵系統的結構框圖。如圖所 示，該系統內還設置有時鐘延時模塊140，其連接于比較器110輸出端與充電時間數據處理 邏輯130之間，且比較器110的輸出信號通過該時鐘延時模塊140后控制第三邏輯控制開 關 SW3。下面結合圖1與圖2來整體描述該觸摸按鍵系統。如圖所示，該系統包括微控制 單元100和外圍電路。其中外圍電路包括多個觸摸按鍵210和一個充放電電容220。微控制單元100則具有以上實施例所描述的結構。需要提及的是，在較佳的實施例中，充放電電 容220為可調電容，這樣，可以方便用戶根據環境需要提高判鍵靈敏度。例如，其可調范圍 可以為2. 2nF至44nF。下面詳細描述以上觸摸按鍵系統的判鍵原理，即充電時間數據處理模塊130的數 據處理方法。實施例一將現有的觸摸按鍵判鍵方法，即基于按鍵等效電容的絕對值的方法，應用于以上 實施例所提供的觸摸按鍵系統中。由于這種判鍵方法為現有技術，且有不同的數據處理方 式(例如，申請號為200810006684. 0的中國專利申請便揭露了一種實現方式)，因此，在此 僅作簡單概述。如圖1與圖2所示，Cx為觸摸按鍵等效電容，與邏輯控制開關SW1、SW2組成開關 電容電路。其中，邏輯控制開關SWl和SW2在MCU內部可以由同一個時鐘控制，且它們以相 同頻率，固定的時間差交替呈現閉合和斷開狀態。根據開關電容特性，邏輯控制開關SW1、 SW2和觸摸按鍵等效電容Cx可等效為電阻Rx。且滿足Rx = l/(fsXCx)(1)其中fs為觸摸按鍵系統的開關頻率，其可周期性切換邏輯控制開關SW1、SW2。供電電源VDD通過開關等效電阻Rx對充放電電容220進行周期性充放電。按鍵 按下前后，相應按鍵上的等效電容值發生的變化會引起開關等效電阻Rx變化，從而導致在 充放電電容220充電時間上的差異。Rx與充放電電容220充電時間的關系如下式所示 t=Ln(VDD/VV-Vref)*Cl/fs*Cx( 2 )可見，該充電時間的變化便可以作為按鍵是否按下的判斷依據。因而，現有的判鍵 方法需設定一個充放電電容充電時間閾值T。當按鍵沒有按下時，觸摸按鍵有一個基本電 容，MCU可以記錄對該基本電容充電的充電時間。當按鍵按下時，人體的電容會和觸摸按鍵 的電容發生耦合，使得觸摸按鍵的電容變大，導致其充電時間變成長。同理，MCU檢測到充 電時間變化到一定閾值時，判斷有按鍵按下。同理，也可以通過放電時間來進行判鍵，在此 不再贅述。在背景技術中已經提及這種方法的抗干擾能力和靈敏度不是特別理想。因為，其 是對按鍵等效電容絕對值進行數據值的轉換及處理，并以此作為判鍵的基準。而試驗證明， PCB板本身的雜散電容和布局會直接影響到等效電容的取值大小，繼而影響到判鍵的靈敏 度。因此，采用基于觸摸按鍵等效電容絕對值的判鍵方法代價是對PCB板更高的要求和在 軟件處理上增加復雜的基于雜散電容offset值的調整算法。系統在功能上實現難度大且 成本高。為此，在以下實施例提供了一種基于按鍵等效電容相對值的判鍵方法，以提供判 鍵的靈敏度，提高觸摸按鍵系統的抗干擾能力，同時降低其實現難度與成本。具體如下實施例二 同樣，如圖1與圖2所示，Cx為觸摸按鍵等效電容，與邏輯控制開關SW1、SW2組成 開關電容電路。其中，邏輯控制開關SWl和SW2在MCU內部可以由同一個時鐘控制，且它們 以相同頻率，固定的時間差交替呈現閉合和斷開狀態。根據開關電容特性，邏輯控制開關SffU SW2和觸摸按鍵等效電容Cx可等效為電阻Rx。且滿足Rx = l/(fsXCx)(1)其中fs為觸摸按鍵系統的開關頻率，其可周期性切換邏輯控制開關SW1、SW2。供電電源VDD通過開關等效電阻Rx對充放電電容220進行周期性充電。按鍵按 下前后，相應按鍵上的等效電容值發生的變化會引起開關等效電阻Rx變化，從而導致在充 放電電容220充電時間上的差異。Rx與充放電電容220充電時間的關系如下式所示
t Γ , VDD , Cl^Ln(VDD~VrQf)Xl^(2)其中Vref為比較器正端參考輸入電壓。初始狀態時，內建的比較器110正向輸入端參考電壓Vref高于負向輸入端，故輸 出高電平。當充放電電容220充電至負向輸入端電壓高于正向輸入端參考電壓Vref時，比 較器輸出低電平。對應比較器110的輸出，系統通過邏輯控制開關SW3控制充放電電容220 端電壓的放電。比較器輸出高電平的維持時間即為充放電電容220的充電時間，也是SW3 維持斷開狀態的時間。在本實施方案中，MCU內部有對邏輯控制開關SW3進行計數，通過計數值(CLK數， 即充電時間有多少個時鐘周期)來反映充放電電容220的充電時間。計數時鐘信號與RC 充放電電路的邏輯開關SW1、SW2時鐘信號可以由同1個時鐘源提供，例如系統時鐘，以提高 系統的穩定性。其中，計數時鐘信號往往為時鐘源信號，邏輯開關SW1、SW2時鐘信號(開關 頻率fs)則由時鐘源信號經過分頻得到，例如4分頻、8分頻等。需要提及的是，圖2中的比較器輸出端的時鐘延時模塊140用于將比較器110輸 出端信號進行可調的延時輸出，以確保系統中比較器110在短時脈沖干擾下的有效輸出。 延遲時間可調方便用戶在不同的工作頻率下，針對不同性質的干擾脈沖進行選擇。通過該 方式可以提高系統的抗干擾能力。在本系統中，當初始狀態充電電壓為OV時，按鍵前后對應的充放電電容220充電
時間與電容的變化量Δ Cx存在如下關系
( 3 ) 其中tl，t2為分別為按鍵前后對應的充電時間，上式可進一步簡化為
(4)根據(3)和(4)式可得 這個K相當于一個熵系數，反應了按鍵前后觸摸按鍵等效電容的變化與其所導致 的充電時間差異之間的關系。K的真實值很復雜，但實際應用中，并不需要通過真實值來反映在按鍵前后觸摸按 鍵等效電容的變化所導致的充電時間差異。因此考慮以下改進方案由用戶根據需要自行設定K值，在每次掃描按鍵后均由硬件將該值K除以充放電 電容220充電時間(即邏輯控制開關SW3保持斷開狀態時間的計數值)，即可得到反映觸摸按鍵等效電容的相對量(采集值)。比較按鍵前后相對量(采集值)的差值就可以進行后 續判鍵處理。具體，請參考圖4，其為本發明一實施例所提供的電容式觸摸按鍵判鍵方法的 流程示意圖。如圖所示，包括如下步驟步驟Si:設定一熵系數；步驟S2 掃描按鍵，得到充放電電容第一充電時間的計數值；步驟S3 利用熵系數除以第一充電時間的計數值，得到反映觸摸按鍵等效電容的 第一相對量；步驟S4 再次掃描按鍵，得到充放電電容第二充電時間的計數值；步驟S5 利用熵系數除以第二充電時間的計數值，得到反映觸摸按鍵等效電容的 第二相對量；步驟S6 求取第二相對量與第一相對量的差值，并利用該差值進行判鍵。可見，以上判鍵方法通過求取按鍵前后充放電電容的充電時間相對變化量來對按 鍵進行判斷，因此，不同的PCB板按鍵上的雜散電容值的差異不會對判鍵造成影響。采用這 種方法，不僅實現簡單，而且大大降低了對PCB板和軟件算法處理的要求和難度。僅需通過 硬件實現高位除法運算，即可將充電時間轉換為觸摸按鍵等效采集值的數據處理，操作簡 單，快速。在以上步驟S6中，判鍵的處理過程，同樣可以采取閾值判斷的方式。S卩，設定一個 閾值，當第二相對量與第一相對量的差值達到或高于這一閾值時，判斷按鍵按下；當所述差 值低于這一閾值時，判斷按鍵未按下。下面以Vdd = 5V，Vref = l/2Vdd = 2. 5V，系統采樣頻率為時鐘源信號(頻率 8MHz)，Cl = 6. SnF為例來加以說明。如表1所示，其為實驗測得的fs為時鐘源信號的2分 頻、4分頻和8分頻時對應的充電時間計數值(CLK數)以及求得的觸摸按鍵等效電容的相 對量(采集值)，其中tl和t2分別代表按鍵前后充電時間計數值，At則代表計數值差值; Cxa和Cxb分別代理按鍵前后觸摸按鍵等效電容的相對量，Δ Cx則代表相對量差值。表1 這里需要說明的是，Cxa, Cxb與Δ Cx的實際測量值如括號外所示，理論計算所得 的值如括號內所示，可以看出實測值與理論值相差很小。如表所示，當fs = 4MHz時，按鍵前測得的充電時間計數值為877，按鍵后測得的充 電時間計數值為805。在本實施例中設定K為69C79CH(十六進制)，相應的十進制數值為 6932380。利用K除以tl，便可以得到按鍵前觸摸按鍵等效電容的相對量Cxa = 7904 ；同樣 利用K除以t2，便可以得到按鍵后觸摸按鍵等效電容的相對量Cxb = 8611。如此，便可以計算出按鍵前后的相對量差值= 707。在本實施例中，設定閾值為150H(十六進制)， 相應的十進制數值為336。顯然，此時，ACx的值大于閾值336，故判斷按鍵按下。同理，可 以對fs = 2MHz和fs = IMHz的情況做出判斷，在此，不再贅述。需要說明的是，以上閾值 的選取不是絕對的，它與按鍵采集值有關，而按鍵采集值會因外界環境(例如不同人的手 指及觸摸按鍵上覆蓋物的材質、厚度等差異)不同而各異。舉例而言，當觸摸按鍵上覆蓋晶 硅板時，對應材質的介電常數較大，板子厚度較薄，則判鍵閾值可以取至200H左右，而這個 閾值對其他材質不一定適用。故，本發明在此對閾值設定不做任何限制，本領域技術人員可 以根據客戶PCB板的具體環境進行內部設置。需要提及的是，由于Cx和t呈反比關系，同樣Δ Cx與At也成反比關系，因此當 按鍵前后充電時間差(At = t2-tl)較小時，容易導致較大的量化誤差。因此，較佳的，將 K設計成可調，用戶即可根據不同的Δ t調整被除數達到減小量化誤差的目的，以增強環境 的適應性。為便于用戶根據需要調節，將采樣頻率劃分為多檔可選，例如2分頻、4分頻、8分 頻、16分頻、32分頻等全部或部分。另外，由上表可知，fs所取的分頻越大時，對應的CLK數越大。在這種情況下，按 采集值取16位來算，設置的K值至少需達到24位。為保留一定的取值余量，提高采集值 的分辨率，需將實際的采集值進行放大，因此，在本實施例中，系統為用戶提供的可設置的K 值定位28位。以上方法，即通過內部硬件(充電時間數據處理模塊130)完成28位除法， 即可得到精確的采集值以提供后續數據處理。可見，利用以上方法可以避免軟件中相關的乘除法及浮點運算。這樣可以大大減 少程序存儲區的占用空間和軟件算法的復雜度，同時提高了系統進行數據處理的運算速 度。該方式還有利于增加每輪的判鍵數或開辟更復雜的組合判鍵功能。以上實施例所提供的判鍵方法不僅可以用于以上實施例所提供的按鍵系統，也可 以用于其他的按鍵系統，本發明在此不以此為限，本領域技術人員可根據以上提示，設計按 鍵系統的充電時間數據處理模塊，利用以上判鍵方式對按鍵的狀態進行判斷。下面將以上按鍵系統的特點與優勢與傳統系統作比較，陳述如下1、外圍電路傳統的電容式觸摸按鍵外圍電路包含若干個電阻和1個充放電電 容，實現充放電電路，溫漂大，成本高，調節復雜。而本發明的按鍵系統與傳統的按鍵系統相比，外圍電路簡單，無需利用電阻即可 實現，溫漂小，調節簡單，成本低。2、用戶只需調整外部充電電容，即可根據環境要求調整按鍵靈敏度，且調整范圍 寬裕。(2. 2nF 44nF范圍可調，在IOMHz的振蕩器工作頻率下，采用該系統能保證分辨出 充電時間Ius的變化)。下面將以上判鍵方法的特點與優勢與傳統的判鍵方法作比較，陳述如下1、性能上的改進傳統方案觸摸按鍵的性能優劣最關鍵的評判標準是抗干擾能力和靈敏度。傳統 的觸摸按鍵系統是對按鍵等效電容絕對值進行數據值的轉換及處理，并以此作為判鍵的基 準。而試驗證明，PCB板本身的雜散電容和布局會直接影響到等效電容的取值大小，繼而影 響到判鍵的靈敏度。因此，采用基于觸摸按鍵等效電容絕對值的判鍵方法代價是對PCB板更高的要求和在軟件處理上增加復雜的基于雜散電容offset值的調整算法。系統在功能 上實現難度大且成本高。本發明與傳統的判鍵方式相比，本判鍵方法是根據RC電路中電容的充放電原 理，通過求取手指在按鍵前后，充放電電容Cl的充電時間相對變化量來對按鍵進行判斷 的。因此，不同的PCB板PAD上雜散電容值的差異是不會對判鍵造成影響的。采用這種方 法，不僅實現簡單，而且大大降低了對PCB板和軟件算法處理的要求和難度。2、在硬件處理上的改進傳統方案觸摸按鍵的處理速度受到每輪判鍵的通道數和軟件算法的限制，傳統 方案受到復雜的軟件處理算法的限制，判鍵個數有限。本發明MCU內部數據處理通過硬件實現，判鍵前只需用戶設置K值，高位的除法 運算即可得到需要的判鍵比較值。避免了軟件中相關的乘除法及浮點運算。這樣可以大大 減少程序存儲區的占用空間和軟件算法的復雜度，同時提高了系統進行數據處理的運算速 度。該方式還有利于增加每輪的判鍵數或開辟更復雜的組合判鍵功能。
權利要求
一種電容式觸摸按鍵微控制單元，其特征是，包括比較器，其正向輸入端耦接一參考信號；開關電路，包括第一邏輯控制開關、第二邏輯控制開關與第三邏輯控制開關，其中第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關以相同頻率交替呈現閉合和斷開狀態，第三邏輯控制開關受控于比較器的輸出信號；充電時間數據處理模塊，信號連接所述比較器的輸出端；所述比較器的負向輸入端耦接一充放電電容端；所述比較器的負向輸入端通過第一邏輯控制開關與第二邏輯控制開關耦接一電源供應端；所述比較器的負向輸入端通過第三邏輯控制開關耦接一接地端；所述比較器的負向輸入端通過第二邏輯控制開關耦接多個觸摸按鍵端。
2.根據權利要求1所述的電容式觸摸按鍵微控制單元，其特征是，還包括時鐘延時模塊，連接于所述比較器輸出端與充電時間數據處理模塊之間，且比較器的 輸出信號通過該時鐘延時模塊后控制所述第三邏輯控制開關。
3.根據權利要求1所述的電容式觸摸按鍵微控制單元，其特征是，所述參考信號為多 檔位可調信號。
4.根據權利要求1所述的電容式觸摸按鍵微控制單元，其特征是，所述第一邏輯控制 開關和第二邏輯控制開關受控于同一個時鐘信號。
5. 一種電容式觸摸按鍵系統，包括微控制單元和外圍電路，其特征是，所述外圍電路包 括多個觸摸按鍵和一充放電電容；所述微控制單元包括比較器，其正向輸入端耦接一參考信號；開關電路，包括第一邏輯控制開關、第二邏輯控制開關與第三邏輯控制開關，其中第一 邏輯控制開關和第二邏輯控制開關以相同頻率交替呈現閉合和斷開狀態，第三邏輯控制開 關受控于比較器的輸出信號；充電時間數據處理模塊，信號連接所述比較器的輸出端；所述比較器的負向輸入端通過第一邏輯控制開關與第二邏輯控制開關耦接一電源供 應端；所述比較器的負向輸入端通過第三邏輯控制開關耦接一接地端； 所述比較器的負向輸入端通過第二邏輯控制開關耦接所述多個觸摸按鍵及所述充放 電電容。
6.根據權利要求5所述的電容式觸摸按鍵系統，其特征是，所述微控制單元還包括 時鐘延時模塊，連接于所述比較器輸出端與充電時間數據處理模塊之間，且比較器的輸出信號通過該時鐘延時模塊后控制所述第三邏輯控制開關。
7.根據權利要求5所述的電容式觸摸按鍵系統，其特征是，所述參考信號為多檔位可調信號。
8.根據權利要求8所述的電容式觸摸按鍵系統，其特征是，所述第一邏輯控制開關和 第二邏輯控制開關受控于同一個時鐘信號。
9.根據權利要求8所述的電容式觸摸按鍵系統，其特征是，所述充放電電容為可調電容。
10.根據權利要求9所述的電容式觸摸按鍵系統，其特征是，所述充放電電容的可調范 圍為 2. 2nF 至 44nF。
全文摘要
本發明揭示了一種電容式觸摸按鍵系統及其微控制單元，其包括比較器，正向輸入端耦接一參考信號；開關電路，包括第一邏輯控制開關、第二邏輯控制開關與第三邏輯控制開關，其中第一邏輯控制開關和第二邏輯控制開關以相同頻率交替呈現閉合和斷開狀態，第三邏輯控制開關受控于比較器的輸出信號；充電時間數據處理模塊，信號連接比較器的輸出端；比較器的負向輸入端耦接一充放電電容端，且通過第一邏輯控制開關與第二邏輯控制開關耦接一電源供應端，且通過第三邏輯控制開關耦接一接地端，且通過第二邏輯控制開關耦接多個觸摸按鍵端。該系統外圍電路簡單，電路成本低，解決了現有電容式觸摸按鍵系統溫漂大，成本高，調節復雜等問題。
文檔編號H03K17/96GK101908876SQ201010235749
公開日2010年12月8日 申請日期2010年7月23日 優先權日2010年7月23日
發明者曹中信, 荊玉珂, 許成珅, 黃智 申請人:中穎電子有限公司