專利名稱：一種流水線型模數轉換器及其子轉換級電路的制作方法
技術領域：
本發明屬于模數轉換器領域，具體涉及一種采用低增益放大器的可校準電容失配 和有限增益誤差的流水線型模數轉換器。
背景技術：
模數轉換器(ADC)是一種將模擬信號轉換成數字信號，即對模擬信號進行數字化 (digitize)的元件。在高速模數轉換器中，目前報道速度最快的是全并行(flash)結構。 然而，基于全并行結構的模數轉換器需要大量極其精確和快速的比較器。這將消耗極大的 芯片面積和功率。眾多模數轉換器結構中，有不少能夠克服全并行結構模數轉換器的缺點， 流水線結構正是其中之一。而且，與其它模數轉換器結構相比，流水線結構可以在速度、精 度、功耗以及芯片面積之間找到更好的權衡。圖1是采用每級1. 5位結構的傳統流水線型模數轉換器框圖。如圖1所示，以分 辨率為10比特的模數轉換器100為例。該模數轉換器100包含了一個采樣保持電路101、 子轉換級電路102-109、全并行級電路120以及數字校正電路130。采樣保持電路101在采 樣階段對輸入的模擬信號進行采樣，并隨后在保持階段將采樣到的模擬信號輸出。采樣保 持電路101輸出的模擬信號被第一級轉換電路102量化成1. 5位的數字輸出。子轉換級電 路102-109的數字輸出均為1. 5位，而最后一級的全并行級電路120的數字輸出為2位。子 轉換級電路102-109和全并行級電路120輸出的數字都被傳輸到數字校正模塊130進行處 理。同時，子轉換級電路102-109輸出的1.5位數字也被反饋給各級自身變成一個模擬量， 并與該級采樣到的模擬輸入信號比較，得到的差值被放大2倍后形成余量電壓輸出給后級 電路采樣。每一級有效轉換的信息量只有1位，另外半位用作冗余以減輕對比較器的失調 要求。數字校正電路130會對這些冗余信息進行處理并產生10位數字輸出(子轉換級電 路102-109各貢獻1位，全并行級電路120貢獻2位)。傳統的流水線型模數轉換器也可以 不用采樣保持電路101。傳統的流水線型模數轉換器采用的全并行級電路120也可以不止 2 位，如取 3、4、5、6、7、8、9 位。各個子轉換級電路102-109的電路框圖是一致的，如圖2A (采樣階段)和圖2B (保 持階段)所示。雖然圖2A(采樣階段)和圖2B(保持階段)所示實施例為單端結構，但實 際上也可為差分結構，下同。單個子轉換級電路包括一個放大器201、兩個電容C1和C2、兩 個比較器210和211以及一個數字單元220。在采樣階段，如圖2A所示，放大器201的輸出 和反向輸入端相連，并與兩個電容C1和C2的上極板相接；放大器201的正向輸入端則短接 到一個直流電平(圖中為接地)。C1和C2的下極板對輸入模擬信號Vin并行采樣，Vin同時 也作為兩個比較器210和211的輸入并分別與兩個參考電壓值(分別為V&/4和-Vref/4) 進行比較。數字單元220根據比較器的比較結果產生數字輸出03其值為_1、0、或1)。在 保持階段，如圖2B所示，放大器201工作于放大模式，其反相輸入端依然與C1和C2的上極 板相接；而其輸出端與電容C2的下極板相連，電容C1的下極板則依據01的值與不同的參 考電壓(_VMf、0、或Vref)相接。因此，放大器201的輸出V。ut由輸入模擬信號Vin、Di、電容C1和C2的比值、放大器201的增益A、以及參考電壓V,ef共同決定。而為了使輸出V。ut與輸入 模擬信號Vin形成一個精確的2倍關系，C1和C2需要完美匹配且放大器201的增益要無限 大。圖3為傳統1. 5位子轉換級電路的理想轉換特性曲線。如圖3所示，當Vin取Vref/4 和-V&/4時分別對應兩個閾值點(或稱為轉折點)。綜上所述，在流水線型結構中，電容失配和有限放大器增益均會影響模數轉換器 的性能。用來補償電容失配的校準技術已有不少，如專利號為u. S. Pat. No. 6，184，809和 U. S. Pat. No. 7，233，276的美國專利。針對有限放大器增益誤差進行補償的技術也有很多， 如專利號為U. S. Pat. No. 6，784，814和U. S. Pat. No. 6，563，445的美國專利。此外，專利號 為U. S. Pat. No. 6，232，898的美國專利中提供的數字校準技術對電容失配和有限放大器增 益誤差均能進行校正。但是，一般而言，這些方法要么難以實現，要么非常耗時，要么需要額 外的轉換處理步驟，或者兼而有之。
發明內容
本發明需要解決的技術問題是提供一種用于流水線型模數轉換器中的可校準電 容失配和有限增益誤差的子轉換級電路。本發明所要解決的技術問題還在于提供一種應用上述子轉換級電路的流水線型 模數轉換器。為解決上述技術問題，本發明的總體思路是在流水線型模數轉換器的子轉換級電 路中，使得由放大器有限增益和電容失配所引起的兩種誤差的絕對值大小相同、符號相反， 那么這兩種誤差就可以相互抵消。該子轉換級電路就能實現無偏差轉換，實現可校準電容 失配和有限增益誤差。應用該子轉換級電路的流水線型模數轉換器也能夠實現可校準電容 失配和有限增益誤差。為了解決上述技術問題，本發明提供一種用于流水線型模數轉換器中的子轉換級 電路，包括一增益為A的放大器、一個由比較器和數字單元構成的子模數轉換器、以及電容 值為C的第一電容和電容值為C-AC的第二電容，所述第一電容選擇性地連接到模擬輸入 節點與所述放大器的輸入端之間，或者特定參考電壓_VMfk、0、Vrefk之一與所述放大器的輸 入端之間；所述第二電容選擇性地連接到模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間，或者
所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間；其中，# = 1 Vrefk = Vref[\-^\ AC
C A + 2 ,V 兒 J；
為電容失配，是傳統流水線型模數轉換器中的參考電壓。下文稱之為無偏差子轉換級電路。進一步的，所述子轉換級電路工作包括采樣階段和保持階段，其中在采樣階段時， 所述第一電容和所述第二電容分別連接到所述模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間； 在保持階段，所述第一電容連接到特定參考電壓-vrefk、0、VMfk之一與所述放大器的輸入端 之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間。可選的，所述特定參考電壓VMfk用一存儲器存儲。進一步的，本發明還提供了另一種子轉換級電路，其與上述子轉換級電路區別在 于，所述放大器的增益A可調；并且該子轉換級電路還包括一誤差探測器和一存儲器，并且該子轉換級電路具有兩種工作模式正常工作模式和校準模式；正常工作模式下，在采樣階段時，所述第一電容和所述第二電容連接到所述模擬 輸入節點與所述放大器的輸入端之間；在保持階段時，所述第一電容連接到特定參考電 壓-vMfk、o、VMfk之一與所述放大器的輸入端之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入 端與所述放大器的輸出端之間；校準模式下，在采樣階段時，所述第一電容和所述第二電容連接到參考電壓Vref/2
與所述放大器的輸入端之間；在保持階段時，所述第一電容連接到地與所述放大器的輸入
端之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間；所述誤差
探測器探測所述放大器的輸出與所述參考電壓之間的差值；所述誤差探測器的輸出存
Ar 4
儲于所述存儲器中并對所述放大器的增益A進行調整，使所述公式》成立。下文稱
該子轉換級電路為可校準子轉換級電路。可選的，所述特定參考電壓VMfk按如下步驟產生(1)給所述第一電容和所述第二電容均充電至電壓為\ei/2 ；(2)通過電荷重分布將所述第二電容上的電荷轉移到所述第一電容，以致所述第
(AC)
一電容上的電壓為7〃/并被作為所述特定參考電壓Vrefk存儲于一存儲器中。
V 兒乂，為解決上述技術問題，本發明還提供了一種流水線型模數轉換器，包括級聯的N 級子轉換級電路和全并行級電路、控制時鐘產生電路、數字校正電路，所述N級子轉換級電 路中至少有一級子轉換級電路為上述無偏差子轉換級電路，N取2-30中任何一個整數。可選的，所述N級子轉換級電路中除上述無偏差子轉換級電路外，其余子轉換級 電路為傳統的子轉換級電路。可選的，所述N級子轉換級電路均為上述無偏差子轉換級電路。可選的，所述流水線型模數轉換器還包括位于所述N級子轉換級電路中第一級子 轉換級電路前的采樣保持電路。為解決上述技術問題，本發明還提供了一種流水線型模數轉換器，包括級聯的N 級子轉換級電路和全并行級電路、控制時鐘產生電路、數字校正電路，所述N級子轉換級電 路中至少有2級子轉換級電路為上述可校準子轉換級電路，N取2-30中任何一個整數。可選的，所述至少2級子轉換級電路中同一時刻只有一級子轉換級電路處于校準 模式，其余子轉換級電路處于正常工作模式；所述至少2級子轉換級電路輪流處于校準模 式；所述至少2級子轉換級電路處于校準模式時從流水線中移開，處于正常工作模式時接 入流水線中。可選的，所述至少2級子轉換級電路中每一級子轉換級電路與其下一級單元之間 設置一選擇開關單元。可選的，所述選擇開關單元包括第一輸入端和第二輸入端，其中所述第一輸入端 其前一級子轉換級電路輸出端相連；所述第二輸入端與其前兩級單元的輸出端相連；所述 選擇開關單元前1級子轉換級電路處于校準模式時，其第一輸入端無效，第二輸入端有效； 所述選擇開關單元前1級的子轉換級電路處于正常工作模式時，其第一輸入端有效，第二 輸入端無效。
可選的，所述N級子轉換級電路中除上述可校準子轉換級電路外，其余子轉換級 電路為傳統的子轉換級電路或上述無偏差子轉換級電路。可選的，所述N級子轉換級電路均為上述可校準子轉換級電路。可選的，所述流水線型模數轉換器還包括位于所述N級子轉換級電路中第一級子 轉換級電路前的采樣保持電路。可選的，所述至少有2級子轉換級電路共用一誤差探測器，以節省面積和功耗。與傳統的用于流水線型模數轉換器中的子轉換級電路相比，本發明提供的用于流 水線型模數轉換器中的子轉換級電路通過使由放大器有限增益和電容失配所引起的兩種 誤差的絕對值大小相同、符號相反，兩種誤差相互抵消，同時具有可校準電容失配和有限增 益誤差的特點。本發明提供的用于流水線型模數轉換器中的子轉換級電路中的放大器可以 運用單級低增益結構，而電容的選取對于匹配性并不敏感(只受限于kT/C噪聲)。因此，轉 換速率、功耗和芯片面積等各方面的性能可以顯著提高。與傳統的流水線型模數轉換器相比，本發明提供的流水線型模數轉換器采用了本 發明提供的子轉換級電路，因而也具有可校準電容失配和有限增益誤差的特點，同時轉換 速率、功耗和芯片面積等各方面的性能也顯著提高。
圖1是每級1. 5位結構的傳統流水線型模數轉換器的框圖；圖2A是傳統1. 5位子轉換級電路在采樣階段的電路圖；圖2B是傳統1. 5位子轉換級電路在保持階段的電路圖；圖3是傳統1. 5位子轉換級電路的理想轉換特性曲線；圖4A是本發明提供的1. 5位無偏差子轉換級電路在采樣階段的電路圖；圖4B是本發明提供的1. 5位無偏差子轉換級電路在保持階段的電路圖；圖4C是本發明提供的1. 5位可校準子轉換級電路正常工作模式下采樣階段的電 路圖；圖4D是本發明提供的1. 5位可校準子轉換級電路正常工作模式下保持階段的電 路圖；圖4E是本發明提供的1. 5位可校準子轉換級電路校準模式下采樣階段的電路 圖；圖4F是本發明提供的1. 5位可校準子轉換級電路校準模式下保持階段的電路 圖；圖5A是本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例一的框圖；圖5B是本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例二的框圖；圖5C是本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例三的框圖；圖5D是本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例四的框圖。
具體實施例方式為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面結合附圖對本發明作進一步 的詳細描述。
本發明提供的子轉換級電路包含一個放大器401、一個由比較器410、比較器411
和數字單元420構成的子模數轉換器430、以及第一電容C1和第二電容C2。該第一電容C1
選擇性地連接到模擬輸入節點(即模擬信號Vin的輸入端)與放大器401的輸入端之間
(采樣階段，如圖4A所示)，或者相對應的特定參考電壓之一(即_Vrefk、0、Vrefk三者之一)
與放大器401的輸入端之間(保持階段，如圖4B所示)。第二電容C2選擇性地連接到模擬
輸入節點與放大器401的輸入端之間(采樣階段，如圖4A所示)，或者放大器401的輸入端
與放大器404的輸出端之間(保持階段，如圖4B所示)。而且，第一電容Cl(取值為C)、第
二電容C2 (取值為C- A C)、放大器401的增益A、以及特定參考電壓Vrefk滿足 AC 4 其中，AC為電容失配，VMf是傳統流水線型模數轉換器中的參考電壓。傳統結構中電容C1和C2被設計成具有相同的電容值。而本發明提供的結構中， 電容〔2(=(-八()的值略小于電容Cl( = C)的值。在采樣階段(如圖4A所示)，第一電容C1和第二電容C2分別連接到模擬輸入節 點與放大器401的輸入端之間。具體來說，在采樣階段，輸入模擬信號與電容C1和C2的下 極板相接。放大器401的輸出和其反相輸入端相連，并與電容C1和電容C2的上極板相接。 兩個比較器410、411以及數字單元420的工作方式與傳統子轉換級電路中的相同。在保持階段(如圖4B所示)，第一電容C1連接到對應的數字特定參考電壓之一 (即-Vrefk、0、Vrefk三者之一)與放大器401的輸入端之間，第二電容C2連接到放大器401 的輸入端與放大器401的輸出端之間。具體來說，在保持階段，放大器401工作于放大模式， 其反相輸入端依然與電容C1和C2的上極板相接，而其輸出端與電容C2的下極板相連。電 容C1的下極板則依據口^-丨，。或1)的值與不同的特定參考電壓(_VMfk，0或Vrefk)相接。此時，放大器401輸出V。ut為 在上式中，Vin是采樣階段有效的輸入模擬信號，A是放大器401的直流增益，AC 為電容失配(誤差)。如果A C/C和A的值選擇恰當，使下式成立 即式(1)成立，那么(3)式可以改寫成 這樣，輸入信號Vin就被精確地乘2 了。這正是每級1. 5位流水線型模數轉換器的 理想所需。此時，有限放大器增益誤差以及電容匹配誤差相互抵消，整個子轉換級電路沒有 偏差。本申請中稱該子轉換級電路為無偏差子轉換級電路。特定參考電壓V,efk可以用一個存儲器450存儲起來供電路使用(如圖4A和圖4B 所示)。實際應用時，由于制造工藝不理想以及溫度變化，電容比值AC/C以及放大器401 的增益A都并不恒定。為了確保式(1)成立，可以調整放大器401的增益A，以適應這些變 化。為了實現放大器401的增益A可調，該子轉換級電路還需要包含一個誤差探測器460 和存儲器470。并且該子轉換級電路具有兩種工作模式正常工作模式和校準模式。本申 請中稱該子轉換級電路為可校準子轉換級電路。在正常工作模式下，在采樣階段(如圖4C所示)，第一電容C1和第二電容C2連接 到模擬輸入節點與放大器401的輸入端之間；在保持階段(如圖4D所示)，第一電容C1連 接到對應的特定參考電壓之一(即_V,efk、0、Vrefk三者之一)與放大器401的輸入端之間， 第二電容C2連接到放大器401的輸入端與所述放大器的輸出端之間。在校準模式下，在采樣階段(如圖4E所示)，第一電容C1和第二電容C2連接到 參考電壓U2與放大器401的輸入端之間，電容C1和C2對參考電壓V&/2進行采樣。此 時，放大器401以及電容C1和C2的工作方式與圖4A中的相同。在保持階段(如圖4F所 示)，第一電容C1連接到地與放大器401的輸入端之間，第二電容C2連接到放大器401的 輸入端與放大器401的輸出端之間。具體來說，電容C1的下極板與地相連，電容C2變成反 饋電容。放大器401的輸出V。ut可以表示為 誤差探測器460探測放大器401的輸出V。ut與參考電壓之間的差值。誤差探 測器460的輸出信號V。te存儲在存儲器470中并對放大器401的增益A進行調整，使得無 論放大器401的增益A還是電容比值AC/C或者兩者均在實際應用中發生變化時，所述公
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式》=A依然能滿足。具體來說，誤差探測器460的直流增益設計成較高，而包括放大
器401、誤差探測器460、電容C1和C2、存儲器470的整個閉合回路會在V。ut和V,ef相等時 穩定。這就意味著穩定后⑴式成立。于是，將放大器401的直流增益A調節到恰到好處， 滿足(1)式，就可以使得有限放大器增益誤差與電容失配誤差相互抵消。作為優選的實施方式，本發明提供的子轉換級電路可以是單端結構，也可以是差 分結構。特定參考電壓VMfk可以在電路接電時一次性地全部產生，也可以在校準模式下利 用額外的時間段通過Vref/2來產生(即各子轉換級電路在每次校準時產生各自的特定參考 電壓)。步驟如下(1)將第一個電容C1和第二個電容C2均充電至電壓為\J1 ；(2)通過電荷重分布將C2上的電荷轉移到C1，C1上的電壓就為即Vrefk。特定參考電壓VMfk可以用一個存儲器450來保存。圖5A是本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例一的框圖。 如圖5A所示，該流水線型模數轉換器500包括N級子轉換級電路5_1-5_N，全并行級電路 510，控制時鐘產生電路520，數字校正電路530。其中，各級子轉換級電路5_1-5_N中至少 有一級子轉換級電路為前文所述的無偏差子轉換級電路。作為一種優選的實施方式，各級 子轉換級電路5_1-5_N可以均采用前文所述的無偏差子轉換級電路。模擬輸入信號經串接 的N級子轉換級電路5_1-5_N轉換后，再經M位的全并行級電路510轉換后發送給數字校 正電路530。N級子轉換級電路5_1-5_N中每一級均向數字校正電路530輸出1.5位數字， 有效轉換的信息量為1位。所以數字校正電路530的數字輸出為N+M位。控制時鐘產生電 路520分別與N級子轉換級電路5_1-5_N、全并行級電路510以及數字校正電路530連接。 時鐘輸入通過控制時鐘產生電路520產生需要的時鐘序列去控制各個模塊的工作。其中， N可取2-30中任何一個整數，M可取2-20中任何一個整數。作為一種優選的實施方式(實施例二)，如圖5B所示，在第一級子轉換級電路5_1 前增加一采樣保持電路540。采樣保持電路540如圖1中的采樣保持電路101相同，對輸入 的模擬信號進行采樣，并隨后在保持階段將采樣到的模擬信號輸出。該采樣保持電路540 的工作也由控制時鐘產生電路520產生的時鐘序列控制。N級子轉換級電路5_1_5_N中除了無偏差子轉換級電路外，其余子轉換級電路可 以為傳統的子轉換級電路(傳統的子轉換級電路可為T+0. 5位，T為1-30中任何一個整 數)。圖5A和圖5B僅顯示1. 5位的傳統的轉換級電路作為實施例。本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器的N級子轉換級電路5_1_5_ N中至少有2級子轉換級電路為前文所述的可校準子轉換級電路。這些可校準子轉換級電 路具有兩種工作模式正常工作模式和校準模式。當處于校準模式時，該可校準子轉換級電 路從流水線中移開，即與前后級單元斷開。這里需要指出的是，若該可校準子轉換級電路為 第一級子轉換級電路，那么其前一級單元為模擬輸入節點或采樣保持電路。當處于正常工 作模式時，該可校準子轉換級電路，與前后級單元相連。上述至少2級可校準子轉換級電路 受時鐘的控制，輪流處于校準模式，從而保持始終只有1級子轉換級電路處于校準模式，其 余各級子轉換級電路處于正常流水線工作模式，以此實現不中斷正常工作的周期性準實時 校準目的。N級子轉換級電路5_1-5_N中除了可校準子轉換級電路外，其余子轉換級電路可 以為傳統的轉換級電路(傳統的子轉換級電路可為T+0. 5位，T為1-30中任何一個整數)， 也可以為前文所述的無偏差子轉換級電路。為了實現上述至少2級可校準子轉換級電路校準模式時從流水線中移開、正常工 作模式時接入流水線中，并輪流處于校準模式，可以在各可校準子轉換級電路與其下一級 單元(子轉換級電路或全并行級電路)之間設置一個選擇開關單元550。該選擇開關單元 550具有2個輸入端，1個輸出端。其中第一輸入端與其前1級的可校準子轉換級電路輸出 端相連；第二輸入端與其前2級單元的輸出端相連；輸出端與下一級單元的輸入相連。選擇 開關單元550在時鐘的控制下選擇其中一個輸入端為有效。當選擇開關單元550前1級的 可校準子轉換級電路處于校準模式時，其第一輸入端無效，第二輸入端有效；當選擇開關單 元550前1級的可校準子轉換級電路處于正常工作模式時，其第一輸入端有效，第二輸入端無效。圖5C為本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器實施例三框圖。如 圖5C所示，該流水線型模數轉換器的N級子轉換級電路5_1_5_N中有2級子轉換級電路為 前文所述的可校準子轉換級電路，分別為第i級和第k級(1 < i < k < N)。第i級子轉換 級電路與第i+1級子轉換級電路之間串接一選擇開關單元550。選擇開關單元550有兩個 輸入端輸入端1和輸入端2。輸入端1與第i級子轉換級電路的輸出相連；輸入端2與第 i-1級單元的輸出端相連。當i = 1時，第0級單元為模擬輸入節點或采樣保持電路。第k 級子轉換級電路與第k+1級單元之間串接一選擇開關單元551。選擇開關單元551有兩個 輸入端輸入端3和輸入端4。輸入端3與第k級子轉換級電路的輸出相連；輸入端4與第 k_l級子轉換級電路的輸出端相連。當k = N時，第N+1級單元為全并行級電路510。可校 準子轉換級電路i和k的工作模式以及選擇開關單元的有效輸入端均由控制時鐘產生電路 520產生的時鐘控制。可校準子轉換級電路i處于校準模式時，選擇開關單元550輸入端1 無效，輸入端2有效；可校準子轉換級電路k處于正常工作模式，選擇開關單元551輸入端 3有效，輸入端4無效。反之，可校準子轉換級電路i處于正常工作模式時，選擇開關單元 550輸入端1有效，輸入端2無效；可校準子轉換級電路k處于校準模式，選擇開關單元551 輸入端3無效，輸入端4有效。可校準子轉換級電路i和k周期性地輪流校準。需要說明 的是，N級子轉換級電路5_1-5_N中除了第i級和第k級為可校準子轉換級電路外，其余子 轉換級電路可以為傳統的子轉換級電路(傳統的子轉換級電路可為T+0. 5位，T為1-30中 任何一個整數)，也可以為前文所述的無偏差子轉換級電路。圖5C僅顯示子轉換級電路均 為1.5位的實施例。作為一種優選的實施例(實施例四)，如圖5D所示，本發明提供的每級1. 5位結構 的流水線型模數轉換器的N級子轉換級電路部為前文所述的可校準子轉換級電 路。N級子轉換級電路5_1-5_N中每一級子轉換級電路后均串接一選擇開關單元6_1-6_N。 各級子轉換級電路在時鐘控制下一個一個地輪流校準。作為一種優選的實施例，本發明提供的每級1.5位結構的流水線型模數轉換器 (包括實施例三、四)在第一級子轉換級電路5_1前增加一采樣保持電路540。采樣保持電 路540如圖1中的采樣保持電路101相同，對輸入的模擬信號進行采樣，并隨后在保持階段 將采樣到的模擬信號輸出。該采樣保持電路540的工作也由控制時鐘產生電路520產生的 時鐘序列控制。作為一種優選的實施例，本發明提供的每級1. 5位結構的流水線型模數轉換器中 的可校準子轉換級電路(具有兩種運作模式的子轉換級電路)共用一個誤差探測器以節省 芯片面積和功耗。一般N可取2-30中任何一個整數，M可取2-20中任何一個整數。在不偏離本發明的精神和范圍的情況下還可以構成許多有很大差別的實施例。應 當理解，除了如所附的權利要求所限定的，本發明不限于在說明書中所述的具體實施例。
權利要求
一種用于流水線型模數轉換器中的子轉換級電路，包括一增益為A的放大器、一個由比較器和數字單元構成的子模數轉換器、以及電容值為C的第一電容和電容值為C-ΔC的第二電容，其特征在于，所述第一電容選擇性地連接到模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間，或者特定參考電壓-Vrefk、0、Vrefk之一與所述放大器的輸入端之間；所述第二電容選擇性地連接到模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間，或者所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間；其中，ΔC為電容失配，Vref是傳統流水線型模數轉換器中的參考電壓。FSA00000133170100011.tif,FSA00000133170100012.tif
2.根據權利要求1所述的子轉換級電路，其特征在于，所述子轉換級電路工作包括 采樣階段和保持階段，其中在采樣階段時，所述第一電容和所述第二電容分別連接到所述 模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間；在保持階段，所述第一電容連接到特定參考電 壓-Vrefk、c)、VMfk之一與所述放大器的輸入端之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入端 與所述放大器的輸出端之間。
3.根據權利要求1或2所述的子轉換級電路，其特征在于，所述特定參考電壓VMfk用 一存儲器存儲。
4.根據權利要求1所述的子轉換級電路，其特征在于，所述放大器的增益A可調；所 述子轉換級電路還包括一誤差探測器和一存儲器，并且所述子轉換級電路具有兩種工作模 式正常工作模式和校準模式；正常工作模式下，在采樣階段時，所述第一電容和所述第二電容連接到所述模擬輸入節點與所述放大器的輸入端之間；在保持階段時，所述第一電容連接到特定參考電壓-vMfk、0> vrefk之一與所述放大器的輸入端之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間；校準模式下，在采樣階段時，所述第一電容和所述第二電容連接到參考電壓\J2與所述放大器的輸入端之間；在保持階段時，所述第一電容連接到地與所述放大器的輸入端之間，所述第二電容連接到所述放大器的輸入端與所述放大器的輸出端之間；所述誤差探測器探測所述放大器的輸出與所述參考電壓之間的差值；所述誤差探測器的輸出存儲于\r 4所述存儲器中并對所述放大器的增益A進行調整，使所述公式$ = i成立。
5.根據權利要求1或2或4所述的子轉換級電路，其特征在于，所述特定參考電壓VMfk 按如下步驟產生(1)給所述第一電容和所述第二電容均充電至電壓為U2；(2)通過電荷重分布將所述第二電容上的電荷轉移到所述第一電容，以致所述第一電 (AC)容上的電壓為&<并被作為所述特定參考電壓Vrefk存儲于一存儲器中。V 幾乂，
6.一種流水線型模數轉換器，包括級聯的N級子轉換級電路和全并行級電路、控制時 鐘產生電路、數字校正電路，其特征在于，所述N級子轉換級電路中至少有一級子轉換級電 路為權利要求1所述的子轉換級電路，N取2-30中任何一個整數。
7.根據權利要求6所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述N級子轉換級電路中 除權利要求1所述的子轉換級電路外，其余子轉換級電路為傳統的子轉換級電路。
8.根據權利要求6所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述N級子轉換級電路均 為權利要求1所述的子轉換級電路。
9.根據權利要求6-8中任一項所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述流水線 型模數轉換器還包括位于所述N級子轉換級電路中第一級子轉換級電路前的采樣保持電路。
10.一種流水線型模數轉換器，包括級聯的N級子轉換級電路和全并行級電路、控制時 鐘產生電路、數字校正電路，其特征在于，所述N級子轉換級電路中至少有2級子轉換級電 路為權利要求4所述的子轉換級電路，N取2-30中任何一個整數。
11.根據權利要求10所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述至少2級子轉換級 電路中同一時刻只有一級子轉換級電路處于校準模式，其余子轉換級電路處于正常工作模 式；所述至少2級子轉換級電路輪流處于校準模式；所述至少2級子轉換級電路處于校準 模式時從流水線中移開，處于正常工作模式時接入流水線中。
12.根據權利要求11所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述至少2級子轉換級 電路中每一級子轉換級電路與其下一級單元之間設置一選擇開關單元。
13.根據權利要求12所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述選擇開關單元包 括第一輸入端和第二輸入端，其中所述第一輸入端其前一級子轉換級電路輸出端相連；所 述第二輸入端與其前兩級單元的輸出端相連；所述選擇開關單元前1級子轉換級電路處于 校準模式時，其第一輸入端無效，第二輸入端有效；所述選擇開關單元前1級的子轉換級電 路處于正常工作模式時，其第一輸入端有效，第二輸入端無效。
14.根據權利要求10所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述N級子轉換級電路 中除權利要求4所述的子轉換級電路外，其余子轉換級電路為傳統的子轉換級電路或權利 要求1所述的子轉換級電路。
15.根據權利要求10所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述N級子轉換級電路 均為權利要求4所述的子轉換級電路。
16.根據權利要求10-15中任一項所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述流水 線型模數轉換器還包括位于所述N級子轉換級電路中第一級子轉換級電路前的采樣保持 電路。
17.根據權利要求10-15中任一項所述的流水線型模數轉換器，其特征在于，所述至少 有2級子轉換級電路共用一誤差探測器。
全文摘要
本發明提供了一種用于流水線型模數轉換器中的子轉換級電路，包括一增益為A的放大器、一個由比較器和數字單元構成的子模數轉換器、電容值為C的第一電容、電容值為C-ΔC的第二電容以及特定的參考電壓Vrefk，其中，若放大器的增益A可調，該子轉換級電路還包括一誤差探測器，探測所述放大器的輸出與所述參考電壓Vref之間的差值，并對所述放大器的增益A進行調整。本發明還提供了一種采用上述子轉換級電路的流水線型模數轉換器。本發明提供的流水線型模數轉換器及其子轉換級電路中放大器有限增益和電容失配所引起的兩種誤差的絕對值大小相同、符號相反，那么這兩種誤差就可以相互抵消。該子轉換級電路就能實現無偏差轉換，實現可校準電容失配和有限增益誤差。
文檔編號H03M1/10GK101854174SQ20101017939
公開日2010年10月6日 申請日期2010年5月18日 優先權日2010年5月18日
發明者袁及人, 陳誠 申請人:上海萌芯電子科技有限公司