調頻器以及使用它的調頻發送電路的制作方法

專利名稱：調頻器以及使用它的調頻發送電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及利用了 PLL(Phase Locked Loop鎖相環)的直接調制式的調頻器。
背景技術：
1,3,4.在FM廣播或車載用音頻中，使用基于應發送的音頻信號(調制信號)而生 成被調頻的已調信號的調頻器。例如，在專利文獻1中，公開了使用壓控振蕩器(以下，稱 為VC0)、分頻器、相位比較器、環路濾波器構成PLL，在VC0的輸入信號上重疊調制信號即音 頻信號的直接調制式的調頻器。如專利文獻1中所公開，在以往的直接調制式的調頻器中，采用這種方法在環路 濾波器的輸出端子和VC0的輸入端子之間，使用耦合電容器或用于加法運算的電阻，對調 制信號進行耦合。2.此外，在FM廣播或車載用音頻中，使用基于應發送的音頻信號(調制信號)而 生成被調頻的已調信號的調頻器。在調頻器的前級上設置立體聲調制器，該立體聲調制器 使用副載波以及導頻信號將包括左聲道信號(以下，也稱為L聲道信號)和右聲道信號(以 下，也稱為R聲道信號)的立體聲音頻信號變換為立體聲合成信號。例如，在專利文獻2至 4中，公開了這樣的立體聲調制器。5.在進行音頻信號處理的情況下，一般是將電源電壓和接地電位之間的中點電壓 作為基準電壓，進行信號的放大等。作為用于簡單地生成這樣的基準電壓的電壓生成電路， 廣泛地使用在電源端子和接地端子之間設置被串聯連接的電阻值相等的兩個分壓電阻，對 電源電壓進行分壓的電路。在專利文獻5中，記載著相關的技術。專利文獻1 特開平9-69729號公報專利文獻2 特開2005-102321號公報專利文獻3 特開平5-175922號公報專利文獻4 特開平5-130059號公報專利文獻5 特開平9-190698號公報

發明內容
發明要解決的課題1.但是，在以往中，因使用耦合電容器或電阻，在高頻信號上重疊調制信號，所以 有PLL的環路濾波器的阻抗對調制信號即輸入信號產生影響的問題。當調制信號受到環路 濾波器的影響時，調制信號的高頻部分衰減，所以例如在對音頻信號進行調制的情況下，信 號中產生失真。此外，有時在從環路濾波器輸出的信號泄漏(leak)到生成調制信號的電路 側。
2.如上述專利文獻中所記載，在立體聲調制器中，生成L聲道信號與R聲道信號的 和信號(也稱為主聲道信號)和L聲道信號與R聲道信號的差信號(也稱為副聲道信號)， 并使用副聲道信號對副載波進行調幅。之后，所調幅的副載波和主聲道信號被合成，進而導 頻信號被合成，生成立體聲合成信號。如專利文獻2中所公開，在FM立體聲發送機中，從立體聲調制器輸出的立體聲合 成信號被輸入到后級的調頻器。這里，通常，頻率被設定為38kHz的副載波和頻率被設定為 19kHz的導頻信號通過包括在調頻器中的VC0或環路濾波器、被設置在各電路塊之間的濾 波器而受到不同的延遲，所以產生分離特性惡化的問題。為了解決這個問題，在以往中，有時也使用電阻或電容器等校正相位延遲或相位 超前，但是在19kHz或38kHz的頻率區域上改變相位，需要非常大的電容器，所以難以IC 化。此外，在作為芯片部件進行封裝的情況下，還有難以調整每個置位(set)的問題。3.在直接調制式的調頻器中所使用的VC0的輸入輸出特性，即輸入電壓和振蕩頻 率之間的關系不是線性的情況較多，調制靈敏度特性隨著頻率而變化。其結果，有時在調頻 器所輸入的調制信號的振幅為一定的情況下，調制度隨著已調信號的頻率的變化而變化， 產生失真。4.在FM發送機中，通過功率放大器放大從調頻器輸出的已調信號，并將其從天線 發送到接收機。功率放大器的增益具有頻率特性，所以在以往的FM發送機中，有發送功率 因已調信號的頻率(調制頻率)而不一定的問題。5.此時，一般在電阻的分壓點和接地之間設置電容值較大的電容器，使得即使電 源電壓變動，基準電壓也不會變動。該電容器和分壓電阻構成時間常數電路。為了降低分 壓電阻的功率消耗而較大地設定該電阻值，所以由電容器和分壓電阻所形成的時間常數電 路的時間常數非常大。其結果，在電源上升時，有電容器被充電為止的時間變長，基準電壓 上升為止的時間變長的問題。本發明鑒于這樣的課題而完成。1.本發明的一個實施方式的目的在于，提供一種可以抑制PLL環路濾波器對調制 信號所產生的影響的調頻器。2.此外，本發明的一個實施方式的目的在于，提供一種改善了分離特性的立體聲 調制器。3.此外，本發明的一個實施方式的目的在于，提供一種可以生成在寬頻域中良好 的調制信號的FM發送電路。4.此外，本發明的一個實施方式的目的在于，提供一種在寬頻域中可得到一定的 發送功率的FM發送電路。5.本發明的一個實施方式的目的在于，縮短了對電源電壓進行分壓的電壓生成電 路的起動時間。用于解決課題的方案1.本發明的一個實施方式的調頻器，包括運算放大器，輸入信號通過第一電阻 被輸入到反相輸入端子；第二電阻，設置在運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的 反饋路徑上；壓控振蕩器，被輸入運算放大器的輸出信號；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信 號進行分頻；相位比較器，將分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓；以及濾波器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量，并輸出到運算放大器的同 相輸入端子。在這個實施方式中，第一電阻、第二電阻以及運算放大器對于輸入信號具有作為 反相放大器的功能，對于濾波器的輸出信號具有作為同相放大器的功能。其結果，通過運算 放大器，輸入信號和濾波器的輸出信號被重疊，并被輸入到壓控振蕩器。根據這個實施方 式，因運算放大器的輸入阻抗高，所以可以降低濾波器的阻抗對被輸入輸入信號的輸入端 子側的電路所產生的影響。也可以將第一電阻的電阻值設定得比第二電阻的電阻值大。此時，可以使輸入信 號衰減，同時可以較低地設定環路增益。第一、第二電阻的至少一個也可以是可變電阻。此時，可以根據壓控振蕩器的特性 等，調節環路增益或輸入信號的振幅。運算放大器也可以是對輸出電壓在從接地電壓到電源電壓的寬范圍內進行控制 的軌對軌放大器(rail amplifier) 0此時，因為可以將壓控振蕩器的輸入信號的電壓范圍 設定得寬，所以可以將從該調頻器輸出的高頻信號的頻帶取得寬。濾波器也可以是無源濾波器。此外，輸入信號也可以是立體聲合成信號。調頻器也可以被一體集成在一個半導體襯底上。“一體集成”包括電路的結構的全 部元素被形成在半導體襯底上的情況或電路的主要構成元素被一體集成的情況，也可以將 一部分電阻或電容器等設置在半導體襯底的外部用于調節電路常數。通過將調頻器作為一 個LSI進行集成，可以削減電路面積。本發明的其它方式是利用了上述的調頻器的FM發送電路。該FM發送電路包括 立體聲調制單元，將音頻信號變換為立體聲合成信號；上述的調頻器，對從立體聲調制單元 輸出的立體聲合成信號施加調頻；以及放大器，放大從調頻器輸出的高頻信號。2.本發明的一個實施方式涉及一種立體聲調制器，基于立體聲信號、副載波以及 導頻信號而生成立體聲合成信號。該立體聲調制器包括分離調整電路，其包括延遲電路， 將副載波以及導頻信號的任一個輸入到該延遲電路并使其延遲，該延遲電路使所輸入的信 號延遲對規定的時鐘信號進行n循環計數的時間；多路復用器，對從分離調整電路輸出的 副載波和立體聲信號進行合成；以及導頻信號合成單元，將從分離調整電路輸出的導頻信 號和多路復用器的輸出信號進行合成。當時鐘信號的周期設為Tck時，輸入到延遲電路的信號被提供TckXn的延遲。根 據這個方式，使用時鐘信號，使副載波或導頻信號延遲，消除在搭載了該立體聲調制器的系 統中各信號所受到的延遲量的差(即，相位差)，從而可以輸出分離特性優良的信號。也可以從外部控制分離調整電路的偏移量。因副載波和導頻信號所受到的延遲量 的差根據周邊電路的結構而變化，所以通過對應周邊電路來調節偏移量，可以進一步改善 分離特性。分離調整電路的延遲電路也可以包括根據時鐘信號而動作的第一移位寄存器，并 輸出通過該第一移位寄存器而移位了 n位的信號。通過利用在每一時鐘移位1位的移位寄 存器，可以生成延遲了規定的時鐘數的信號。分離調整電路的延遲電路也可以包括第一移位寄存器，最大可移位m(m為滿足 m^n的整數)位；以及選擇單元，從第一移位寄存器中，選擇被移位了 n位的信號并輸出。此時，可從0位到m位的范圍內任意地調節通過第一移位寄存器對信號提供的延遲量。分離調整電路也可以還包括開關，切換將副載波以及導頻信號的哪一個輸入到 延遲電路。根據系統的結構，可以估計副載波的相位被延遲的情況和導頻信號的相位被延遲 的情況的兩個情況。根據這個實施方式，因為可以選擇使副載玻和導頻信號的哪一個被延 遲，所以可以應對兩個情況。分離調整電路也可以還包括使所輸入的信號延遲時鐘信號的一個時鐘循環的1 位的第二移位寄存器，在副載波以及導頻信號中，也可以將另一個輸入到該第二移位寄存 器并使其延遲。此時，可以將副載波和導頻信號的延遲量正確地設定為時鐘信號的周期的 常數倍。分離調整電路也可以還包括開關，切換將副載波以及導頻信號的哪一個分別輸 入到第一移位寄存器以及第二移位寄存器。時鐘信號也可以是其起源與基準時鐘信號相同的信號，該基準時鐘信號用于生成 副載波以及導頻信號。立體聲調制器也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將立體聲調制器作為 一個LSI進行集成，可以削減電路面積。本發明的其它方式是FM發送電路。該FM發送電路包括上述的立體聲調制器，將 音頻信號變換為立體聲合成信號；調頻器，生成通過從立體聲調制器輸出的立體聲合成信 號被調頻的已調信號；以及功率放大器，放大由調頻器所生成的已調信號。立體聲調制器、 頻率調制器、功率放大器也可以一體集成在一個半導體基板上。根據這個方式，可以發送通過分離特性優良的立體聲合成信號而被調頻的高頻信 號，可以改善音質。3.本發明的一個方式的FM發送電路包括可變增益放大器，放大輸入信號，并調 節其振幅；直接調制式的調頻器，將可變增益放大器的輸出信號作為調制信號，生成基于該 調制信號而被調頻的已調信號；以及增益控制單元，與通過調頻器生成的已調信號的頻率 相對應地設定可變增益放大器的增益。這里，“放大”也包括增益為1以下的情況，“放大器”中也包括衰減器。根據這個 實施方式，可以按照頻率來調節輸入信號的振幅，從而可以生成在寬頻域中良好的已調波。增益控制單元也可以設定可變增益放大器的增益，以校正調頻器的調制靈敏度的 頻率依賴性。在調頻器的調制靈敏度的頻率依賴性較大的情況下，通過調節調制信號即輸 入信號的振幅，以消除該頻率依賴性，可以生成在寬頻域中良好的調制波。增益控制單元也可以包括存儲器，該存儲器保存用于表示已調信號的頻率和可變 增益放大器的增益之間的關系的表。通過在R0M(Real OnlyMemory)或寄存器等的存儲器 中，將增益和頻率之間的關系作為表來預先存儲，可以實現正確的增益設定。調頻器也可以包括壓控振蕩器；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相 位比較器，將分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓；濾波 器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及合成電路，在濾波器的輸出信號上重疊可 變增益放大器的輸出信號。合成電路也可以包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入濾波器的輸出信號；第一電阻，其一端連接到運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入輸入信號；以及第二電 阻，其被設置在運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。輸入信號也可 以是立體聲合成信號。FM發送電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將FM發送電路作為一 個LSI進行集成，可以削減電路面積。上述FM發送電路還包括立體聲調制單元，將音頻信號變換為立體聲合成信號， 并輸出到可變增益放大器；以及功率放大器，放大由調頻器生成的已調信號，FM發送電 路也可以被一體集成在半導體襯底上。通過將周邊電路一體構成，可以削減布線或管腳 (Pin)，同時可以防止混入噪聲等，可以改善音質。4.本發明的一個方式的FM發送電路包括直接調制式的調頻器，生成基于調制信 號而被調頻的已調信號；功率放大器，放大由調頻器生成的已調信號；以及增益控制單元， 與通過調頻器而生成的已調信號的頻率相對應地設定功率放大器的增益。增益控制單元也 可以與已調信號的頻率相對應地設定功率放大器的增益，以使從功率放大器輸出的高頻信 號的功率一定。根據這個實施方式，可以按照頻率來調節功率放大器的增益，可以降低發送功率 的頻率依賴性。增益控制單元也可以包括存儲器，該存儲器保存用于表示已調信號的頻率和功率 放大器的增益之間的關系的表。通過在R0M(Real Only Memory)或寄存器等的存儲器中， 將增益和頻率之間的關系作為表來預先存儲，可以實現正確的增益設定。調頻器也可以包括壓控振蕩器；分頻器，對壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相 位比較器，將分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，并輸出與相位差對應的電壓；濾 波器，除去相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及合成電路，在濾波器的輸出信號上重疊 調制信號。合成電路也可以包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入濾波器的輸出信號； 第一電阻，其一端連接到運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入調制信號；以及第二電 阻，被設置在運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。調制信號也可以 是立體聲合成信號。FM發送電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。“一體集成”包括電路的結 構的全部元件被形成在半導體襯底上的情況或電路的主要構成元件被一體集成的情況，也 可以將一部分電阻或電容器等設置在半導體襯底的外部用于調節電路常數。通過將FM發 送電路作為一個LSI進行集成，可以削減電路面積。上述的FM發送電路還包括立體聲調制單元，將音頻信號變換為立體聲合成信 號，輸出到調頻器；以及功率放大器，對通過調頻器所生成的已調信號進行放大，也可以被 一體集成在半導體襯底上。通過將周邊電路一體構成，可以削減布線或管腳，同時可以防止 混入噪聲等，可以改善音質。5.本發明的一個方式是一種電壓生成電路，對施加到電源端子的電源電壓和施加 到接地端子的接地電壓進行分壓，并從輸出端子輸出。該電壓生成電路包括第一分壓電 路，包括串聯連接在電源端子和接地端子之間的第一、第二電阻，兩個電阻的連接點被連接 到輸出端子；輸出電容器，設置在輸出端子和接地端子之間；第二分壓電路，包括串聯連接
11在電源端子和接地端子之間的第三、第四電阻；以及充電電路，在第三、第四電阻的連接點 的電壓高于輸出端子的電壓時成為有效，對輸出電容器提供電流。根據這個方式，在使電源電壓上升時，輸出端子的電壓的上升相對于電源電壓的 上升被延遲，所以充電電路有效。其結果，除了第一電阻之外，還從充電電路對輸出電容器 提供電荷，所以可以縮短起動時間。充電電路也可以包括第一開關，串聯連接在電源端子和輸出端子之間；以及第 一比較器，將第三、第四電阻的連接點的電壓與輸出端子的電壓進行比較。第一開關也可以 根據第一比較器的輸出信號而導通/截止。充電電路也可以還包括與第一開關串聯連接的第五電阻。第五電阻的電阻值也可 以設定在第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1/1000至1/10的范圍內。通過將第五電阻的電阻值較低地設定，可以較小地設定時間常數，可以在短時間 內使輸出電壓上升。第一比較器也可以具有輸入偏置(offset)電壓。通過在第一比較器的輸入中設 定偏置電壓，可以防止由于電源電壓或輸出電壓的輕微的變動而引起充電電路的第一開關
重復導通/截止。電壓生成電路也可以還包括放電電路，在第三、第四電阻的連接點的電壓低于輸 出端子的電壓時成為有效，從輸出電容器抽出電流。此時，可以進一步縮短起動時間。放電電路包括第二開關，串聯連接在接地端子和輸出端子之間；以及第二比較 器，將第三、第四電阻的連接點的電壓與輸出端子的電壓進行比較，第二開關也可以根據第 二比較器的輸出信號而導通/截止。放電電路也可以還包括與第二開關串聯連接的第六電阻。第六電阻的電阻值也可 以設定在第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1/1000至1/10的范圍內。第二比較器也可以具有輸入偏置電壓。第一分壓電路的第一電阻和第二電阻、第二分壓電路的第三電阻和第四電阻也可 以分別成對地形成。本發明的其它實施方式是信號處理電路。該信號處理電路包括電壓生成電路，將 從該電壓生成電路輸出的電壓作為基準電壓，進行規定的信號處理。根據這個實施方式，在電源電壓上升后，基準電壓也立即上升，所以可以直接開始
信號處理。上述的信號處理電路也可以包括立體聲調制器，將音頻信號變換為立體聲合成 信號；調頻器，生成通過從立體聲調制器輸出的立體聲合成信號而被調頻的已調信號；以 及功率放大器，放大由調頻器生成的已調信號。立體聲調制器以及調頻器的至少一個也可 以基于從電壓生成電路輸出的電壓而動作。信號處理電路也可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將信號處理電路作為 一個LSI進行集成，可以削減電路面積。另外，以上的結構元素的任意的組合或本發明的結構元素或表現在方法、裝置、系 統等之間相互置換的結果，作為本發明的方式也有效。發明效果
1.根據本發明的一個實施方式，在使用了 PLL的直接型的調頻器中，可以將調制 信號重疊到環路濾波器的輸出信號，進行調頻。2.根據本發明的一個實施方式的立體聲調制器，改善了分離特性。3.根據本發明的一個實施方式，可以生成在寬頻域中良好的已調信號。4.根據本發明的一個實施方式的FM發送電路，可以在寬頻域中得到一定的發送 功率。5.根據本發明的一個實施方式的電壓生成電路，可以縮短起動時間。


圖1是表示第一實施方式的調頻器的結構的電路圖。圖2是表示使用了圖1的調頻器的FM發送機的結構的方框圖。圖3是表示第二實施方式的FM發送機的結構的方框圖。圖4是表示第二實施方式的立體聲調制器以及其周邊電路的結構的電路圖。圖5是表示分離調整電路的第一結構例子的電路圖。圖6是表示分離調整電路的第二結構例子的電路圖。圖7是表示分離調整電路的第三結構例子的電路圖。圖8是表示分離調整電路的第四結構例子的電路圖。圖9是表示第三實施方式的FM發送機的結構的方框圖。圖10是表示第三實施方式的調頻器的優選結構的電路圖。圖11是表示使用了圖10所示的VC0的調頻器的一例調制靈敏度特性的圖。圖12是表示由控制單元所設定的可變增益控制放大器的增益和調制頻率的關系 的圖。圖13是表示FM發送機的輸出功率和頻率之間的關系的圖。圖14是表示第四實施方式的電壓生成電路的結構的電路圖。圖15是在沒有設置充電電路時的電壓生成電路的動作波形圖。圖16是設置了充電電路的圖14的電壓生成電路的動作波形圖。圖17是表示圖14的電壓生成電路的變形例的結構的電路圖。圖18是表示利用了第四實施方式的電壓生成電路的信號處理電路的結構例子的 方框圖。
具體實施例方式以下，參照附圖來說明本發明的優選實施方式。各附圖中所示的相同或同等的結 構元素、部件、處理賦予相同的標號，并適當地省略重復的說明。此外，實施方式并不是限定 發明而只是例示，在實施方式中所記述的所有的特征或其組合，并不限定為本發明的本質 性的特征。(第一實施方式)第一實施方式的調頻器是使用VC0、分頻器、相位比較器、環路濾波器構成PLL，在 VC0的輸入信號上重疊調制信號的直接調制式的調頻器。圖1是表示本發明的第一實施方 式的調頻器1100的結構的電路圖。調頻器1100基于輸入到輸入端子1102的調制信號即輸入信號Sin進行調頻，從輸出端子1104輸出已調信號Sout。基準時鐘信號CKref被輸入 到基準時鐘端子1106。在本實施方式中，輸入信號Sin被提供規定的直流偏置，例如，被偏 置為電源電位和接地電位之間的中點(Vcc/2)。調頻器1100包括運算放大器1010、VC01012、分頻器1014、相位比較器1016、環 路濾波器1018、第一電阻R11、第二電阻R12，被一體集成在一個半導體襯底上。調制信號即輸入信號Sin通過第一電阻R11被輸入到運算放大器1010的反相輸 入端子。該運算放大器1010例如使用輸入以及輸出電壓的范圍較寬的軌對軌放大器。運 算放大器1010的電路結構沒有特別地限定，只要是在輸入級具有差動放大電路的放大器 即可。第二電阻R12被設置在運算放大器1010的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋 路徑上。VC01012被輸入運算放大器1010的輸出電壓(以下，稱為控制電壓Vent)。VC01012 生成其頻率具有與控制電壓Vent相對應的頻率frf的已調信號Sout。該輸出信號Sout從 輸出端子1104被輸出到外部，同時也被輸入到分頻器1014。分頻器1014將VC01012的輸出信號Sout分頻至1/n，輸出反饋信號Sfb。相位比 較器1016將從分頻器1014輸出的頻率為frf/n的反饋信號Sfb、與輸入到基準時鐘端子 1106的基準時鐘信號CKref進行比較，并輸出與兩個信號的相位差對應的電壓(以下，稱為 相位差電壓Vpc)。相位比較器1016可以使用任何結構，例如可以通過與反饋信號Sfb和基 準時鐘信號CKref的相位差相對應地輸出充電(charge)信號或放電(discharge)信號的 相位比較電路、和與充電信號或放電信號相對應地使電容器充放電的電荷泵電路來構成。環路濾波器1018除去相位比較器1016的輸出信號即相位差電壓Vpcl的高頻分 量。從環路濾波器1018輸出的相位差電壓Vpc2被輸入到運算放大器1010的同相輸入端 子中。在本實施方式中，環路濾波器1018由包括第一電容器C11、第二電容器C12以及第3 電阻R13的無源濾波器構成。第一電容器C11設置在相位比較器1016的輸出端子和接地 之間。第二電容器C12以及第3電阻R13串聯連接，被設置在與第一電容器C11并聯的路 徑上。而且，環路濾波器1018的結構并不限定于實施方式的結構，只要是可得到期望的截 止頻率，可以是任何結構，此外，根據情況，也可以由有源濾波器構成。下面說明如上那樣構成的調頻器1100的動作。在輸入到輸入端子1102的輸入信號Sin、從環路濾波器1018輸出的相位差電壓 Vpc2、和控制電壓Vent之間，以下的關系式(1)成立。Vent = (1+R12/R11) X Vpc2_R12/Rll X Sin......式(1)BP,運算放大器1010、第一電阻R11、第二電阻R12對于輸入到輸入端子1102的調 制信號即輸入信號Sin具有作為反相放大器的功能。該反相放大器的增益G1是由第一電 阻R11、第二電阻R12的電阻值決定，按Gl = R12/R11提供。在本實施方式中，假設設定為 R11 R12 = 10 1左右。此時的增益G1為-20dB左右。此外，運算放大器1010、第一電阻R11、第二電阻R12對于從環路濾波器1018輸出 的相位差電壓Vpc2具有作為同相放大器的功能。該同相放大器的增益G2使用第一電阻 R11、第二電阻R12的電阻值，按(1+R12/R11)提供。通過運算放大器1010、第一電阻R11、第二電阻R12，輸入信號Sin和環路濾波器 1018的輸出信號即相位差電壓Vpc2被重疊，生成控制電壓Vent。因VC01012與控制電壓Vent對應的頻率進行振蕩，所以調頻器1100可以生成按照輸入信號Sin而被調頻的已調信 號 Sout0根據這個實施方式，因運算放大器1010的輸入阻抗較高，所以可以降低環路濾波 器1018的阻抗對輸入端子1102側的電路所產生的影響。其結果，因從輸入信號Sin測不 到環路濾波器1018，所以可通過環路濾波器1018，防止輸入信號Sin的高頻的衰減，抑制信
號的失真。此外，在如以往使用電阻以及電容器進行耦合的情況下，有時從環路濾波器1018 輸出的信號泄漏到輸入信號Sin側，但是在本實施方式的調頻器1100中，因運算放大器 1010的輸入阻抗較高，還可以消除這個問題。而且，在以往技術中，使用耦合電容器的情況下，因該電容器與其他的電路元件一 起構成高通濾波器，所以需要將其電容值設為非常大，導致不能IC化，需要作為外置部件 來設置。相對于此，在本實施方式的調頻器1100中，即使不使用耦合電容器，也可以將輸入 信號Sin重疊到PLL的VC01012的輸入中，所以可以減少外置部件。此外，在將耦合電容器 設置在外部的情況下，需要設置兩個端子，但也可以削減這些端子，減少芯片面積。第一電阻R11、第二電阻R12的至少一個也可以作為可變電阻來構成。此時，可根 據VC01012的特性等，調節環路增益或輸入信號的振幅。在運算放大器1010使用軌對軌放大器的情況下，可以較寬地設定VC01012的輸入 信號即控制電壓Vent的電壓范圍，所以可以將從調頻器1100輸出的高頻信號的頻帶取得
覓o接著，說明本實施方式的調頻器1100的應用例子。圖2是表示使用了圖1的調頻 器1100的FM發送機1200的結構的方框圖。該FM發送機1200將音頻信號變換為立體聲 合成信號，進行調頻、放大后從天線發送。這樣的FM發送機1200可以用于在車載用音頻 中，在不通過電纜發送信號時使用，或者在內置于移動終端，對固定型的音頻設備發送音頻 信號的用途。FM發送機1200除了圖1所示的調頻器1100之外，也可以包括立體聲調制器 1202、功率放大器1204，集成在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構成。音頻信號源1210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等，生成音頻信 號S11，輸出到FM發送機1200。立體聲調制單元1202將音頻信號S11變換為立體聲合成 信號S12。立體聲合成信號S12輸入到圖1的調頻器1100。調頻器1100基于立體聲合成 信號S12進行調頻，生成已調信號S13(Sout)。從調頻器1100輸出的已調信號S13通過功 率放大器1204被放大，從天線1220發送。另外，圖2的FM發送機1200僅是將主要的模塊 簡化所示，省略了其他濾波器等的電路模塊。圖2的FM發送機1200使用圖1的調頻器1100構成，因部件數被減少，所以容易
成為小型化。其結果，對移動電話終端等的安裝變得簡單。本領域的技術人員應該理解實施方式只是例示，這些各結構元素或各處理工序的 組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發明的范圍。在第一實施方式中，作為使用了運算放大器1010、第一電阻R11、第二電阻R12的 結構，但也可以在其上附加電容器等而設置濾波器功能。此外，也可以使用有源濾波器作為 環路濾波器1018。(第二實施方式)
圖3是表示本發明的第二實施方式的FM發送機2200的結構的方框圖。該FM發 送機2200將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調頻、放大后從天線發送。這樣的FM發 送機2200可以用于在車載用音頻中，在不通過電纜發送信號時使用，或者被內置于移動終 端，對固定型的音頻設備發送音頻信號的用途。FM發送機2200包括預加重濾波器2110L、2110R、立體聲調制器2100、調頻器 2120、功率放大器2130。該FM發送機2200也可以將各個模塊集成在一個LSI上，也可以分 割為單獨的IC構成。另外，圖3的FM發送機2200是僅將主要的模塊簡化表示，省略了其 他濾波器等的電路模塊。音頻信號源2210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等，生成音頻信 號S21，輸出到FM發送機2200。預加重濾波器2110L、2110R進行與立體聲信號的L聲道和 R聲道對應的音頻信號S21L、S21R各自的頻率校正，輸出到立體聲調制器2100。立體聲調 制器2100將從預加重濾波器2110L、2110R輸出的音頻信號SL、SR變換為立體聲合成信號 Sc。立體聲合成信號Sc被輸入到調頻器2120。調頻器2120將立體聲合成信號Sc作為調制信號，生成基于該調制信號而被調頻 的高頻的已調信號S23。調頻器2120是包括例如使用VC0、分頻器、相位比較器、環路濾波器 構成的PLL(Phase Locked Loop)，將在VC0的輸入信號上重疊音頻信號的直接調制式的調 頻器。通過調頻器2120生成的已調信號S23通過功率放大器2130被放大，并從天線2220 發送。圖4是表示本發明的第二實施方式的立體聲調制器2100以及其周邊電路的結構 的電路圖。在立體聲調制器2100中被輸入包括了左聲道信號SL、右聲道信號SR的立體聲 信號Sstr和頻率為38kHz的副載波Ssc以及頻率為19kHz的導頻信號Sp。振蕩器2040是PLL等，將所輸入的基準時鐘信號CKREF進行倍增，生成內部時鐘 信號CK。通過振蕩器2040所生成的內部時鐘信號CK輸出到分離調整電路2020。另外，在 基準時鐘信號CKREF為幾MHz以上非常高的情況下，可以原樣作為內部時鐘信號CK利用， 所以也可以省略振蕩器2040。通過振蕩器2040所生成的內部時鐘信號CK輸入到分頻器2042中。分頻器2042 將內部時鐘信號CK分頻為1/N，生成38kHz的副載波Ssc。例如，分頻器2042也可以是可 變更分頻比N的可編程序分頻器。在分頻器2042中生成的副載波Ssc輸入到立體聲調制器2100，同時也輸入到分 頻器2050。分頻器2050對副載波Ssc進行分頻，生成19kHz的導頻信號Sp。此時，時鐘信 號CK的頻率例如是從幾MHz到30MHz左右，成為副載波Ssc以及導頻信號Sp的頻率的整數倍。立體聲調制器2100基于立體聲信號Sstr、副載波Ssc、導頻信號Sp，生成立體聲合 成信號Sc。以下，說明立體聲調制器2100的結構。立體聲調制器2100包括多路復用器2010、分離調整電路2020、導頻信號合成單元 2012。分離調整電路2020中被輸入副載波Ssc以及導頻信號Sp。分離調整電路2020包 括使副載波Ssc以及導頻信號Sp的任一個延遲的延遲電路。在下面敘述細節，但是該延遲 電路使輸入的信號延遲將規定的時鐘信號計數n循環(n為自然數)的時間。
多路復用器2010將從分離調整電路2020輸出的副載波Ssc'和立體聲信號Sstr 進行合成。首先，多路復用器2010生成左聲道信號SL與右聲道信號SR的和信號(主聲道 信號)以及差信號(副聲道信號)。之后，使用副聲道信號對從分離調整電路2020輸出的 副載波Ssc'進行調幅。進而，將通過副聲道信號而被調幅過的副載波和主聲道信號進行合 成，輸出合成信號Smux。 導頻信號合成單元2012將從分離調整電路2020輸出的導頻信號Sp ‘和從多路復 用器2010輸出的合成信號Smux進行合成。導頻信號合成單元2012的輸出信號作為立體 聲合成信號Sc，被輸出到后級的調頻器2120。接著，說明分離調整電路2020的結構。圖5是表示分離調整電路2020的第一結 構例子的電路圖。圖5的分離調整電路2020a包括第一移位寄存器2022以及信號線2026。 第一移位寄存器2022中被輸入副載波Ssc,并作為對副載波Ssc提供規定的延遲的延遲電 路2030而動作。在時鐘信號CK的每個時鐘，第一移位寄存器2022對輸入的副載波Ssc移 位一位。該時鐘信號CK也可以是振蕩器2040的基準時鐘信號，也可以是對基準時鐘信號 進行倍增或者分頻的信號。即，輸入到分離調整電路2020的時鐘信號CK優選是，與用于生 成副載波Ssc以及導頻信號Sp而使用的基準時鐘信號起源相同的信號。第一移位寄存器2022從其輸出端子2024輸出將副載波Ssc移位了 n位的信號 Ssc'。將時鐘信號CK的周期時間設為Tck時，第一移位寄存器2022的輸出信號Ssc'相 對于其輸入信號Ssc，成為延遲了 t =TckXn的信號。這樣，第一移位寄存器2022具有作 為使所輸入的信號延遲將規定的時鐘信號CK計數n循環的時間的延遲電路的功能。在圖5的分離調整電路2020a中，副載波Ssc被輸入到第一移位寄存器2022產生 延遲，同時導頻信號Sp經由信號線2026被直接輸出。其結果，可以使副載波Ssc的相位相 對于導頻信號Sp延遲。根據本實施方式的立體聲調制器2100，使用時鐘信號，使副載波Ssc延遲，消除在 搭載了立體聲調制器2100的系統中副載波Ssc以及導頻信號Sp各自受到的延遲量之差 (即，相位差)，從而可以輸出分離特性優良的信號。此外，根據圖5的分離調整電路2020a，通過改變時鐘信號CK的頻率，可以控制延遲量。若在搭載了立體聲調制器2100的系統中，導頻信號Sp的相位延遲較小的情況下， 也可以構成為將延遲電路2030設置在導頻信號Sp的路徑上，將副載波Ssc輸入到信號線 2026。圖6是表示分離調整電路的第二結構例子的電路圖。圖6的分離調整電路2020b 在圖5的分離調整電路2020a中附加了開關SW20 SW23。開關SW20 SW23切換將副載 波Ssc以及導頻信號Sp的哪一個輸入到延遲電路2030。根據系統結構，假設副載波Ssc的 相位被較大地延遲的情況和導頻信號Sp的相位被較大地延遲的情況的兩種情況。根據圖 6的分離調整電路2020a，可以選擇要延遲副載波Ssc和導頻信號Sp的哪一個，所以可以應 對兩個情況。圖7是表示分離調整電路的第三結構例子的電路圖。在圖7的分離調整電路2020c 中，延遲電路2030包括第一移位寄存器2032和選擇單元2034。第一移位寄存器2032是最 大可移位m位的移位寄存器。例如，m是32位，或者64位，設計為成立。使用多少位的移位寄存器，根據需要的延遲量的最大值和時鐘信號CK的頻率來決定即可。選擇單元2034包括開關SWbl SWbm。選擇單元2034從第一移位寄存器2032中 選擇被移位了 n位的信號并輸出。例如，在將選擇單元2034的開關SWbl導通時，從延遲電 路2030輸出將副載波Ssc延遲了相當于一個時鐘循環的時間Tck的信號。在將第64個開 關SWB64導通時，輸出相當于延遲了 TckX64的信號。副載波Ssc和導頻信號Sp所受到的延遲量的差根據周邊電路的結構而變化。為 了應對各種延遲量，圖7的分離調整電路2020c構成為可以從外部控制偏移量。即，可以從 外部控制由分離調整電路的延遲電路2030所計數的循環數n。根據圖7的分離調整電路2020c，可以通過將選擇單元2034的哪一個開關導通，從 而可以調節延遲時間，可以改善分離特性。此外，即使在時鐘信號CK的頻率變化時，也可以 通過對此相對應地控制選擇單元2034，從而可以調節延遲時間。圖8是表示分離調整電路的第四結構例子的電路圖。圖8的分離調整電路2020d 的特征在于，相對于圖7的分離調整電路2020c，附加了第二移位寄存器2036。第二移位寄 存器2036使所輸入的信號被延遲相當于時鐘信號CK的一個時鐘循環。延遲電路2030中被 輸入副載波Ssc以及導頻信號Sp的其中一個，第二移位寄存器2036中被輸入另一個。其 結果，輸入到延遲電路2030的信號被提供TckXn的延遲，而輸入到第二移位寄存器2036 的信號被提供Tck的延遲。圖8的分離調整電路2020d還包括開關SW20 SW23。開關SW20 SW23分別對 第一移位寄存器2032以及第二移位寄存器2036切換將輸入副載波Ssc以及導頻信號Sp 的哪一個。根據圖8的分離調整電路2020d，所輸入的副載波Ssc以及導頻信號Sp通過以任 一相同的時鐘信號動作的移位寄存器而被輸出。其結果，可以將輸出的副載波Ssc'和導頻 信號Sp'的延遲量正確地設定為時鐘信號的周期的常數倍。此外，通過設置開關SW20 SW23，可以選擇將延遲副載波Ssc和導頻信號Sp的哪一個。根據本實施方式的立體聲調制器2100，設置了圖5至圖8所示的分離調整電路 2020，對副載波Ssc或者導頻信號Sp提供相位延遲，從而可以補償在調頻器2120的VC0或 環路濾波器中產生的相位偏移，可以改善分離特性。分離調整電路2020使用數字電路進行相位補償，所以不使用電容值非常大的電 容器也可以進行相位補償，可以使電路小型化。此外，在圖5至圖8的分離調整電路2020 中，改變時鐘信號的頻率，在圖7、圖8的分離調整電路2020中，還對選擇單元2034進行控 制，從而可以靈活地設定延遲量，而且即使安裝在部件外之后，也可以變更延遲量。本領域的技術人員應該理解實施方式只是例示，這些各結構元素或各處理工序的 組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發明的范圍。在第二實施方式中，使用了輸入到振蕩器2040的基準時鐘信號，使移位寄存器動 作。其結果，具有可以簡化系統的優點。但是，用于使移位寄存器動作的時鐘信號也可以利 用從其它系統提供的信號。此時，具有可以根據時鐘信號的頻率，靈活地設定延遲時間的優 點o(第三實施方式)
圖9是表示本發明的第三實施方式的FM發送機3200的結構的方框圖。該FM發 送機3200將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調頻、放大后從天線發送。這樣的FM發 送機3200可以用于，在車載用音頻中，在不通過電纜發送信號時使用，或者被內置于移動 終端，對固定型的音頻設備發送音頻信號的用途。FM發送機3200包括預加重濾波器3201L、3201R、立體聲調制器3202、可變增益 放大器3110、調頻器3100、功率放大器3204、控制單元3120。該FM發送機3200的各個模 塊可以集成在一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構成。另外，圖9的FM發送機3200僅 是將主要的模塊簡化所示，省略了其他濾波器等的電路模塊。音頻信號源3210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等，生成音頻信 號S31，輸出到FM發送機3200。預加重濾波器3201L、3201R對與立體聲的L聲道和R聲道 對應的音頻信號S31L、S31R分別進行頻率校正，并將它輸出到立體聲調制器3202。立體聲 調制器3202將從預加重濾波器3201L、3201R輸出的音頻信號S31L'、S31R'變換為立體 聲合成信號S32。立體聲合成信號S32被輸入到可變增益放大器3110。可變增益放大器3110將所輸入的立體聲合成信號S32放大，調節其振幅。可以從 外部控制可變增益放大器3110的增益。從可變增益放大器3110輸出的立體聲合成信號 S33被輸入到調頻器3100。調頻器3100將可變增益放大器3110的輸出信號即立體聲合成信號S33作為調制 信號，生成基于該調制信號而被調頻的已調信號S34。已調信號S34的頻率通過對搭載了 該FM發送機3200的設備進行控制的DSP (Digital SignalProcessor)等(未圖示)而被 控制。調頻器3100所生成的已調信號S34通過功率放大器3204被放大，從天線3220發 送。功率放大器3204與可變增益放大器3110同樣地可以控制增益。控制單元3120中從未圖示的DSP等被輸入了表示從調頻器3100輸出的已調信 號S34的頻率的控制信號S35。控制單元3120根據控制信號S35而設定可變增益放大器 3110以及功率放大器3204的增益。控制單元3120對可變增益放大器3110以及功率放大 器3204，分別輸出增益控制信號S36、S37。可變增益放大器3110、功率放大器3204的增益 根據增益控制信號S36、S37而被設定。在后面敘述增益的設定方法。圖10是表示調頻器3100的優選的結構例子的電路圖。調頻器3100是使用VC0、 分頻器、相位比較器、環路濾波器構成PLL，在VC0的輸入信號上重疊音頻信號的直接調制 式的調頻器。調頻器3100基于作為調制信號而被輸入到輸入端子3102的輸入信號S33進 行調頻，并從輸出端子3104輸出已調信號S34。在基準時鐘端子3106中被輸入基準時鐘信 號CKref。在本實施方式中，輸入信號S33被提供規定的直流偏置，例如，被偏置為電源電位 和接地電位的中點(Vcc/2)。調頻器3100包括VC03012、分頻器3014、相位比較器3016、環路濾波器3018、合成 電路3020，被一體集成在一個半導體襯底上。合成電路3020包括運算放大器3010、第一電阻R31以及第二電阻R32。輸入信號 S33通過第一電阻R31被輸入到運算放大器3010的反相輸入端子。該運算放大器3010例 如使用輸入以及輸出電壓范圍寬的軌對軌(rail-to-rail)運算放大器。運算放大器3010 的電路結構并沒有被特別限定，只要是在輸入級包括差動放大電路即可。
第二電阻R32被設置在運算放大器3010的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋 路徑。VC03012中被輸入運算放大器3010的輸出電壓(以下，稱為控制電壓Vent)。VC03012 生成具有與控制電壓Vent相對應的頻率frf的輸出信號S34。該輸出信號S34從輸出端子 3104輸出到外部，同時也被輸入到分頻器3014。合成電路3020優選是，如圖10所示的結 構，但也可以是不使用運算放大器，而利用電阻以及耦合電容器的以往的結構。分頻器3014對VC03012的輸出信號(S卩，已調信號S34)分頻為1/n，輸出反饋信 號Sfb。相位比較器3016將從分頻器3014輸出的頻率為frf/n的反饋信號Sfb、與輸入到 基準時鐘端子3106的基準時鐘信號CKref進行比較，并輸出與兩個信號的相位差對應的電 壓(以下，稱為相位差電壓Vpc)。相位比較器3016可以使用任何結構，例如可以由根據與 反饋信號Sfb和基準時鐘信號CKref的相位差相對應地輸出充電信號或放電信號的相位比 較電路、和根據充電信號或放電信號使電容器充放電的電荷泵電路來構成。環路濾波器3018除去相位比較器3016的輸出信號即相位差電壓Vpcl的高頻分 量。從環路濾波器3018輸出的相位差電壓Vpc2輸入到運算放大器3010的同相輸入端子 中。在本實施方式中，環路濾波器3018由包括第一電容器C31、第二電容器C32以及第3電 阻R33的無源濾波器構成。第一電容器C31設置在相位比較器3016的輸出端子和接地之 間。第二電容器C32以及第3電阻R33串聯連接在與第一電容器C31并聯的路徑上。而且， 環路濾波器3018的結構并不限定于實施方式中，只要是可得到期望的截止頻率，可以是任 何結構，此外，根據情況，也可以由有源濾波器構成。下面說明如上那樣構成的調頻器3100的動作。輸入到輸入端子3102的輸入信號S33、從環路濾波器3018輸出的相位差電壓 Vpc2、和控制電壓Vent之間，以下的關系式(1)成立。Vent = (1+R32/R31) X Vpc2_R32/R31 X S33......式(1)S卩，運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32對于被輸入到輸入端子3102的 輸入信號S33具有作為反相放大器的功能。該反相放大器的增益G1是由第一電阻R31、第 二電阻R32的電阻值決定，按G1 = R32/R31提供。在本實施方式中，假設設定為R31 R32 =10 1左右。此時的增益Ginv為-20dB左右。此外，運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32對于從環路濾波器3018輸出 的相位差電壓Vpc2具有作為同相放大器的功能。該同相放大器的增益G2使用第一電阻 R31、第二電阻R32的電阻值，按(1+R32/R31)提供。通過運算放大器3010、第一電阻R31、第二電阻R32，輸入信號S33和環路濾波器 3018的輸出信號即相位差電壓Vpc2被重疊，生成控制電壓Vent。因VC03012是與控制電 壓Vent對應的頻率進行振蕩，所以調頻器3100可以生成按照輸入信號S33而被調頻的輸 出信號S34。根據這個方式，因運算放大器3010的輸入阻抗高，所以可以降低環路濾波器3018 的阻抗對輸入端子3102側的電路所產生的影響。其結果，因從輸入信號S33測不到環路濾 波器3018，所以可通過環路濾波器3018，防止輸入信號S33的高頻的衰減，抑制信號的失
直
o此外，在如以往那樣使用電阻以及電容器進行耦合的情況下，有時從環路濾波器 3018輸出的信號泄漏在輸入信號S33側，但是在本實施方式的調頻器3100中，因運算放大器3010的輸入阻抗高，所以還可以消除這個問題。而且，在以往技術中，使用耦合電容器的情況下，因該電容器與其他的電路元件一 起構成高通濾波器，所以需要將其電容值設為非常大，無法IC化，需要作為外置部件來設 置。相對于此，在本實施方式的調頻器3100中，即使不使用耦合電容器，也可以將輸入信號 S33重疊到PLL的VC03012的輸入中，所以可以減少外置部件。此外，在將耦合電容器設置 在外部的情況下，需要設置兩個端子，但也可以削減這些端子，減少芯片面積。也可以將第一電阻R31、第二電阻R32的至少一個作為可變電阻來構成。此時，可 根據VC03012的特性等，調節環路增益或輸入信號的振幅。在運算放大器3010使用軌對軌放大器的情況下，可以較寬地設定VC03012的輸入 信號即控制電壓Vent的電壓范圍，所以可以較寬地取得從調頻器3100輸出的已調信號的頻帶。圖11是表示使用了圖10所示的VC03012的調頻器3100的調制靈敏度特性的一 個例子的圖。圖11的橫軸表示已調信號的頻率(調制頻率)，縱軸表示調制靈敏度。圖11 所示的特性以及數值只是一個例子，實際的特性隨著調頻器3100的結構等而變化。如圖11 所示，調頻器3100的調制靈敏度隨著調制頻率frf而變化。圖12是表示由控制單元3120設定的可變增益放大器3110的增益g和調制頻率 frf之間的關系的圖。圖12的橫軸表示已調信號的頻率frf，縱軸表示可變增益放大器3100 的增益g。如圖12所示，控制單元3120設定可變增益放大器3110的增益，以校正調頻器 3100的調制靈敏度的頻率依賴性。即，在調頻器3100的調制靈敏度高的頻率中，使可變增 益放大器3100的增益g降低，相反地，在調頻器3100的調制靈敏度低的頻率中，使可變增 益放大器3100的增益增加。例如，預先測定調頻器3100的調制靈敏度的頻率依賴性，基于所測定的依賴性， 決定圖12所示的增益和頻率之間的關系。控制單元3120也可以包括用于保存表示增益和 頻率的關系的表的存儲器3122。這樣，根據調頻器3100的調制頻率，改變可變增益放大器3110的增益，可以將調 制度與頻率無關地保持為一定，可以在寬帶的頻帶中，生成良好的調制信號。控制單元3120還根據調制頻率改變功率放大器3204的增益。圖13是表示FM發 送機3200的輸出功率和頻率之間的關系的圖。圖13的實線表示固定了功率放大器3204 的增益時的兩者的關系。一般地，功率放大器的增益具有頻率依賴性，此外，根據天線的發 射特性或設置在各個電路之間的濾波器(未圖示)，輸出功率具有頻率依賴性。其結果，有 時因頻率而無法發送很大的功率。從FM發送機3200可允許發送的功率的上限是由電波法 所規定，所以也不能增加功率放大器3204的增益。因此，在本實施方式中的FM發送機3200中，控制單元3120對應于已調信號的頻 率而設定功率放大器3204的增益，以使從功率放大器3204輸出的高頻信號的功率一定。圖 13的虛線表示進行了功率放大器3204的增益控制時的輸出功率和頻率之間的關系。也可 以預先測定FM發送機3200的輸出功率和頻率之間的關系，基于測定結果設定用于表示功 率放大器3204的增益和頻率之間的關系的表，保存在存儲器3122中。通過進行功率放大器3204的增益控制，即使已調信號的頻率變化，也可以將FM發 送機3200的發送功率保持為一定
本領域的技術人員應該理解，實施方式只是例示，這些各結構元素或各處理工序 的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發明的范圍。在第三實施方式中，在調頻器3100的前級設置了可變增益放大器3110，但是在將 調頻器3100作為圖10的結構的情況下，也可以將第一電阻R31或第二電阻R32的至少一 個作為可變電阻，一體構成調頻器3100和可變增益放大器3110。此時，可以削減電路面積。(第四實施方式)圖14是表示本發明的第四實施方式的電壓生成電路5100的結構的電路圖。電壓 生成電路5100將施加到電源端子5102的電源電壓Vdd和施加到接地端子GND的接地電壓 (0V)分壓，并從輸出端子5104輸出。在本實施方式中，電壓生成電路5100用于生成電源電 壓的中點電壓Vdd/2。電壓生成電路5100包括第一分壓電路5010、第二分壓電路5020、充電電路5030。 第一分壓電路5010包括串聯連接在電源端子5102和接地端子GND之間的第一電阻R51和 第二電阻R52。在本實施方式中，第一電阻R51和第二電阻R52成對形成，其電阻值被設計 得相等。為了減少消耗電流，優選地，較大地設定第一電阻R51和第二電阻R52的電阻值， 例如，設定在從數十kQ到1MQ左右的范圍內。第一電阻R51和第二電阻R52的連接點被連接到輸出端子5104。輸出端子5104 和接地端子GND之間被設置輸出電容器C51。電壓生成電路5100將輸出電容器C51上呈現 的電壓(以下，稱為基準電壓Vref)從輸出端子5104輸出。為了穩定基準電壓Vref，優選 地，較大地設定輸出電容器C51的電容值，例如，設定為從0. 01 ii F到1 ii F的范圍內。第二分壓電路5020包括串聯連接在電源端子5102和接地端子GND之間的第三電 阻R53和第四電阻R54。第三電阻R53和第四電阻R54成對地形成，其電阻值被設計為相 等。為了減少消耗電流，優選地，較大地設定第三電阻R53和第四電阻R54的電阻值，例如， 設定在從數十kQ到1MQ左右的范圍內。另外，也可以將第一電阻R51 第四電阻R54全 部都設定為相同的電阻值，全部都成對構成。充電電路5030將第三電阻R53、第四電阻R54的連接點的電壓(以下，稱為檢測電 壓Vdet)與輸出端子5104的基準電壓Vref進行比較，在Vdet > Vref時充電電路有效，在 Vdet < Vref時充電電路無效。在充電電路5030有效時，對輸出電容器C51供給充電電流 I c 1，而在無效時，停止供給電流。 充電電路5030包括第五電阻R55、第一開關SW51、第一比較器5032。第五電阻R55 以及第一開關SW51串聯連接在電源端子5102和輸出端子5104之間。第一比較器5032比 較檢測電壓Vdet和輸出端子5104的基準電壓Vref。第一開關SW51根據第一比較器5032 的輸出信號而導通/截止。即，第一開關SW51在Vdet > Vref時導通，在Vdet < Vref時 截止。充電電路5030在第一開關SW51導通時有效，在第一開關SW51截止時無效。第一開 關SW51也可以使用M0S晶體管或者雙極晶體管構成。優選地，第五電阻R55的電阻值設定在第一電阻R51 第四電阻R54的電阻值的 1/1000到1/10的范圍內。例如，在將第一電阻R51 第四電阻R54設為500kQ時，將第五 電阻R55設為lkQ左右。在實施方式中，優選地，第一比較器5032具有輸入偏置電壓Vofsl。優選地，輸入 偏置電壓Vofsl的值設定為數十mV 數百mV左右，更具體地說，設定為10mV到300mV左
22右。在第一比較器5032中設定了輸入偏置電壓Vofsl的情況下，第一開關SW51在Vdet > Vref+Vofsi 時導通，在 Vdet < Vref+Vofsi 時截止。
根據如上構成的電壓生成電路5100，在穩定狀態下，從輸出端子5104生成由Vref =VddXR52/(R51+R52) = Vdd/2提供的基準電壓。從輸出端子5104輸出的基準電壓Vref 通過緩沖器電路BUFl、BUF2，提供給其他的電路模塊。說明如上構成的電壓生成電路5100的電源電壓變動時的動作。以下，作為電源電 壓變動的一個例子，說明電源電壓上升的情況。首先，為了更加明確本發明的效果，說明沒有設置充電電路5030的情況下的動 作。圖15是在沒有設置充電電路5030的情況下的電壓生成電路的動作波形圖。為了簡化 說明，在圖15以及后述的圖16，適當地擴大、縮小表示縱軸以及橫軸。在時刻t0導通電源，電源電壓Vdd上升，在時刻tl達到規定的電壓Vddl。在沒有 設置充電電路5030的情況下，對于輸出電容器C51的充電路徑只是第一電阻R51。其中，輸 出電容器C51和第一電阻R51形成時間常數電路，如上所述地，輸出電容器C51的電容值為 了穩定電壓而被較大地設定，而且，第一電阻R51的電阻值為了低消耗功率也被較大地設 定。因此，輸出電容器C51和第一電阻R51的時間常數非常大，所以如圖15所示，基準電壓 Vref遲于電源電壓Vdd的上升，在時刻t2，達到規定的電壓Vddl/^。接著，說明包括充電電路5030的本實施方式的電壓生成電路5100的動作。圖16 是設置了充電電路5030的本實施方式的電壓生成電路5100的動作波形圖。當電源電壓Vdd上升時，將電源電壓Vdd分壓所得到的檢測電壓Vdet跟隨電源電 壓Vdd而上升。在時刻tO，Vdet<Vref+Vofsl成立，充電電路5030無效。此時，因為輸出 電容器C51通過第一電阻R51被充電，基準電壓Vref開始緩慢地上升。當在時刻tl，成為Vdet > Vref+Vofsi時，第一開關SW51導通，充電電路5030有 效。當在充電電路5030成為有效時，輸出電容器C51通過包括第一開關SW51以及第五電 阻R55的路徑被充電。如上所示地，第五電阻R55的電阻值與第一電阻R51的電阻值相比 被較低地設定，所以時間常數降低，基準電壓Vref開始急速地上升。在時刻t2，電源電壓Vdd達到規定值Vddl，之后在時刻t3，當基準電壓Vdet達到 電壓(Vddl/2-Vofsl)時，Vdet < Vref+Vofsl，第一開關Sff51截止。在時刻t3之后，輸出 電容器C51通過第一電阻R51被充電，基準電壓Vref緩慢地上升，在時刻t4，達到VddlA。這樣，根據本實施方式的電壓生成電路5100，在電源電壓Vdd上升時，對于跟隨電 源電壓Vdd的檢測電壓Vdet的上升，輸出端子5104的基準電壓Vref的上升被延遲，所以 充電電路5030有效。通過將第一開關SW51導通，并通過電阻值低的第五電阻R55進行充 電，從而與僅由第一電阻R51進行充電的情況相比，可以在短時間內使基準電壓Vref上升。此外，在充電電路5030的第一比較器5032中設定了輸入偏置電壓Vofsl的情況 下，可以防止充電電路5030的第一開關SW51的導通/截止由于電源電壓Vdd或基準電壓 Vref的輕微的變動而被切換。特別是，可以防止第一開關SW51由于電源電壓Vdd的波動 (ripple)而重復導通/截止，可以進一步穩定基準電壓Vref。而且，在充電電路5030，即使檢測電壓Vdet與基準電壓Vref之間的差較小，但只 要Vdet > Vref (在被設定偏置電壓的情況下，Vdet > Vref+Vofsl)成立，則充電電路5030 有效，所以可以通過充電電路5030使基準電壓Vref上升，直到基準電壓Vref成為與電源電壓Vdd的中心電壓Vdd/2大致相等。接著，說明電壓生成電路的變形例。圖17是表示電壓生成電路5100的變形例的 結構的電路圖。在圖17中，對于與圖14相同或同等的結構元素賦予相同的標號，并適當地 省略說明。以下，以不同點為中心進行說明。圖17的電壓生成電路5100b的特征在于，在圖14的電壓生成電路5100中附加了 放電電路5040。放電電路5040在第三電阻R53、第四電阻R54的連接點上呈現的檢測電壓 Vdet低于在輸出端子5104上呈現的基準電壓Vref時有效，從輸出電容器C51抽出電流。放電電路5040與充電電路5030相同地構成。放電電路5040包括第六電阻R56、 第二開關SW52、第二比較器5042。第六電阻R56以及第二開關SW52串聯連接在接地端子GND和輸出端子5104之間。 第二比較器5042將呈現在第三電阻R53、第四電阻R54的連接點的檢測電壓Vdet與輸出端 子5104的基準電壓Vref進行比較。第二開關SW52根據第二比較器5042的輸出信號被控 制導通/截止。第二比較器5042也可以具有輸入偏置電壓Vofs2。在第二比較器5042中設定了輸入偏置電壓Vofs2時，第二開關SW52在Vdet < Vref-Vofs 時導通，在 Vdet > Vref-Vofs 時截止。優選地，第六電阻R56的電阻值設定在第一電阻R51 第四電阻R54的電阻值的 1/1000到1/10的范圍內。而且，也可以將第六電阻R56與第五電阻R55設定為相同的電阻 值，成對地形成。 此外，除了充電電路5030之外，還設置放電電路5040，從而在電壓生成電路5100b 停止時，可以使基準電壓Vref立即降低。此外，通過在第一比較器5032以及第二比較器5042中設定輸入偏置電壓，可以防 止在基準電壓Vref和檢測電壓Vdet大致相等的電壓范圍中，第一開關SW51和第二開關 SW52交替地導通/截止。圖18是表示利用了上述實施方式的電壓生成電路5100的信號處理電路的結構例 子的方框圖。圖18的信號處理電路5200將從電壓生成電路5100輸出的中點電壓Vdd/2 作為基準電壓進行規定的信號處理。作為規定的信號處理，可例示為音頻信號的放大或有 源濾波器的濾波等。以下，將圖18的信號處理電路5200作為立體聲FM發送電路進行說明，該立體聲 FM發送電路將音頻信號變換為立體聲合成信號，進行調頻、放大后從天線發送。這樣的信號 處理電路(以下，也稱為FM發送電路)5200可以用于，在車載用音頻中，在不通過電纜發送 信號時使用，或者內置于移動終端，對于固定型的音頻設備發送音頻信號的用途。FM發送電路5200包括電壓生成電路5100、預加重濾波器5110L、5110R、立體聲調 制器5120、調頻器5130、功率放大器5140。可以將該FM發送電路5200的各個模塊集成在 一個LSI上，也可以分割為單獨的IC構成。另外，圖14的FM發送電路5200只是將主要的 模塊簡化所示，省略了其他濾波器等的電路模塊。音頻信號源5210是CD播放器或MD播放器、存儲器音頻、硬盤音頻等，生成音頻信 號S51，輸出到FM發送電路5200。預加重濾波器5110L、5110R對與立體聲信號的L聲道和 R聲道對應的音頻信號S51L、S51R分別進行頻率校正，輸出到立體聲調制器5120。立體聲 調制器5120將從預加重濾波器5110L、5110R輸出的音頻信號SL、SR變換為立體聲合成信號Sc。立體聲合成信號Sc被輸入到調頻器5130。調頻器5130將立體聲合成信號Sc作為調制信號，生成基于該調制信號而被調頻 的高頻的已調信號S53。調頻器5130是包括例如使用VC0、分頻器、相位比較器、環路濾波 器構成的PLL(Phase Locked Loop)，將在VC0的輸入信號上重疊音頻信號的直接調制式的 調頻器。由調頻器5130生成的已調信號S53通過功率放大器5140被放大，并從天線5220 發送。電壓生成電路5100將從電池5230輸出的電池電壓Vbat設為電源電壓Vdd，基于 該電源電壓Vdd生成基準電壓Vref。電池電壓Vdd除了供給電壓生成電路5100之外，還 供給各個塊(block)。由電壓生成電路5100所生成的基準電壓Vref通過緩沖器BUF1 BUF3，分別輸出到預加重濾波器5110、立體聲調制器5120、調頻器5130、其他的放大器等， 需要電源電壓Vdd的中點電壓Vdd/2的各個塊。即，優選地，立體聲調制器5120以及調頻 器5130的至少一個基于從電壓生成電路5100輸出的中點電壓Vdd/2動作。在這樣構成的圖18的FM發送電路5200中，通過實施方式的電壓生成電路5100， 導通電源之后，可以在短時間內生成中間電壓Vdd/2，所以可以縮短開始信號處理為止的期 間。本領域的技術人員應該理解，實施方式只是例示，這些各結構元素或各處理工序 的組合可以有各種變形例，而且這樣的變形例也屬于本發明的范圍。 在第四實施方式的電壓生成電路5100中，在充電電路5030或者放電電路5040的 充電、放電路徑上設置第五電阻R55或第六電阻R56，但并不限定于此。例如，也可以在充電 電路5030、放電電路5040中不設置第五電阻R55、第六電阻R56。說明了圖18的FM發送電路5200被電池驅動的情況，但并不限定于此，也可以由 從其他的電源裝置輸出的電壓驅動。此外，第四實施方式的電壓生成電路5100的用途并不 限定為音頻信號處理電路，可以廣泛地用于其他的利用中點電壓Vdd/2的信號處理電路。電壓生成電路5100是對電源電壓Vdd和接地電位進行分壓的電路，但接地電位并 不限定為0V，也包含負的電源電壓-Vdd。基于實施方式說明了本發明，但實施方式僅是表示本發明的原理、應用，在不脫離 權利要求中所規定的本發明的思想的范圍內，實施方式可以有多個變形例或配置的變更。工業上的可利用性本發明可以利用在無線發送機中。
權利要求
一種立體聲調制器，基于立體聲信號、副載波以及導頻信號而生成立體聲合成信號，其特征在于，它包括分離調整電路，其包括延遲電路，將所述副載波以及所述導頻信號的任一個輸入到該延遲電路并使其延遲，該延遲電路使所輸入的信號延遲對規定的時鐘信號進行n(n為自然數)循環計數的時間；多路復用器，對從所述分離調整電路輸出的所述副載波和所述立體聲信號進行合成；以及導頻信號合成單元，將從所述分離調整電路輸出的所述導頻信號和所述多路復用器的輸出信號進行合成。
2.如權利要求1所述的立體聲調制器，其特征在于，可以從外部控制由所述分離調整電路的延遲電路所計數的循環數n。
3.如權利要求1所述的立體聲調制器，其特征在于，所述分離調整電路的延遲電路包括根據時鐘信號而動作的第一移位寄存器，并輸出通 過該第一移位寄存器而移位了 n位的信號。
4.如權利要求1或2所述的立體聲調制器，其特征在于， 所述分離調整電路的延遲電路包括第一移位寄存器，最大可移位m (m為滿足m之n的整數)位；以及 選擇單元，從所述第一移位寄存器中，選擇被移位了 n位的信號并輸出。
5.如權利要求1至3的任一項所述的立體聲調制器，其特征在于， 所述分離調整電路還包括開關，切換將所述副載波以及所述導頻信號的哪一個輸入到所述延遲電路。
6.如權利要求3所述的立體聲調制器，其特征在于， 所述分離調整電路還包括使所輸入的信號延遲所述時鐘信號的一個時鐘循環的1位的第二移位寄存器， 在所述副載波以及所述導頻信號中，將另一個輸入到該第二移位寄存器并使其延遲。
7.如權利要求6所述的立體聲調制器，其特征在于， 所述分離調整電路還包括開關，切換將所述副載波以及所述導頻信號的哪一個分別輸入到所述第一移位寄存器 以及所述第二移位寄存器。
8.如權利要求1至3的任一項所述的立體聲調制器，其特征在于，所述時鐘信號是其起源與基準時鐘信號相同的信號，該基準時鐘信號用于生成所述副 載波以及所述導頻信號。
9.如權利要求1至3的任一項所述的立體聲調制器，其特征在于， 所述立體聲調制器被一體集成在一個半導體襯底上。
10.一種FM發送電路，其特征在于，包括權利要求1至3的任一項所述的立體聲調制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號； 調頻器，生成通過從所述立體聲調制器輸出的所述立體聲合成信號被調頻的已調信 號；以及功率放大器，放大由所述調頻器所生成的已調信號。
11.如權利要求10所述的FM發送電路，其特征在于，所述立體聲調制器、所述調頻器以及所述功率放大器被一體集成在一個半導體襯底上。
12.—種FM發送電路，其特征在于，包括 可變增益放大器，放大輸入信號，并調節其振幅；直接調制式的調頻器，將所述可變增益放大器的輸出信號作為調制信號，生成基于該 調制信號而被調頻的已調信號；以及增益控制單元，與通過所述調頻器生成的已調信號的頻率相對應地設定所述可變增益 放大器的增益。
13.如權利要求12所述的FM發送電路，其特征在于，所述增益控制單元設定所述可變增益放大器的增益，以校正所述調頻器的調制靈敏度 的頻率依賴性。
14.如權利要求12或13所述的FM發送電路，其特征在于，所述增益控制單元包括存儲器，該存儲器保存用于表示所述已調信號的頻率和所述可 變增益放大器的增益之間的關系的表。
15.如權利要求12或13所述的FM發送電路，其特征在于， 所述調頻器包括壓控振蕩器；分頻器，對所述壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相位比較器，將所述分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應 的電壓；濾波器，除去所述相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及 合成電路，在所述濾波器的輸出信號上重疊所述可變增益放大器的輸出信號。
16.如權利要求15所述的FM發送電路，其特征在于， 所述合成電路包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入所述濾波器的輸出信號； 第一電阻，其一端連接到所述運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入所述輸入信 號；以及第二電阻，其被設置在所述運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。
17.如權利要求12或13所述的FM發送電路，其特征在于， 所述輸入信號是立體聲合成信號。
18.如權利要求12或13所述的FM發送電路，其特征在于， 所述FM發送電路被一體集成在一個半導體襯底上。
19.如權利要求18所述的FM發送電路，其特征在于，還包括立體聲調制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號，并輸出到所述可變增益放大器；以及功率放大器，放大由所述調頻器生成的已調信號， 所述FM發送電路被一體集成在所述半導體襯底上。
20.一種FM發送電路，其特征在于，包括直接調制式的調頻器，生成基于調制信號而被調頻的已調信號； 功率放大器，放大由所述調頻器生成的已調信號；以及增益控制單元，與通過所述調頻器而生成的已調信號的頻率相對應地設定所述功率放 大器的增益。
21.如權利要求20所述的FM發送電路，其特征在于，所述增益控制單元與所述已調信號的頻率相對應地設定所述功率放大器的增益，以使 從所述功率放大器輸出的高頻信號的功率一定。
22.如權利要求20或21所述的FM發送電路，其特征在于，所述增益控制單元包括存儲器，該存儲器保存用于表示所述已調信號的頻率和所述功 率放大器的增益之間的關系的表。
23.如權利要求20或21所述的FM發送電路，其特征在于， 所述調頻器包括壓控振蕩器；分頻器，對所述壓控振蕩器的輸出信號進行分頻；相位比較器，將所述分頻器的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，并輸出與相位差對 應的電壓；濾波器，除去所述相位比較器的輸出電壓的高頻分量；以及 合成電路，在所述濾波器的輸出信號上重疊所述調制信號。
24.如權利要求23所述的FM發送電路，其特征在于， 所述合成電路包括運算放大器，其同相輸入端子上被輸入所述濾波器的輸出信號；第一電阻，其一端連接到所述運算放大器的反相輸入端子，另一端被輸入調制信號；以及第二電阻，被設置在所述運算放大器的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。
25.如權利要求20或21所述的FM發送電路，其特征在于， 所述調制信號是立體聲合成信號。
26.如權利要求20或21所述的FM發送電路，其特征在于， 被一體集成在一個半導體襯底上。
27.如權利要求26所述的FM發送電路，其特征在于，還包括立體聲調制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號，并輸出到所述調頻器；以及 功率放大器，放大由所述調頻器生成的已調信號， 所述FM發送電路被一體集成在所述半導體襯底上。
28.—種電壓生成電路，對施加到電源端子的電源電壓和施加到接地端子的接地電壓 進行分壓，并從輸出端子輸出，其特征在于，它包括第一分壓電路，包括串聯連接在所述電源端子和所述接地端子之間的第一、第二電阻， 兩個電阻的連接點被連接到所述輸出端子；輸出電容器，設置在所述輸出端子和所述接地端子之間；第二分壓電路，包括串聯連接在所述電源端子和所述接地端子之間的第三、第四電阻;以及充電電路，在所述第三、第四電阻的連接點的電壓高于所述輸出端子的電壓時成為有 效，對所述輸出電容器提供電流。
29.如權利要求28所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述充電電路包括第一開關，串聯連接在所述電源端子和所述輸出端子之間；以及第一比較器，將所述第三、第四電阻的連接點的電壓與所述輸出端子的電壓進行比較，所述第一開關根據所述第一比較器的輸出信號而導通/截止。
30.如權利要求29所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述充電電路還包括與所述第一開關串聯連接的第五電阻。
31.如權利要求30所述的電壓生成電路，其特征在于，將所述第五電阻的電阻值設定在所述第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1/1000 至1/10的范圍內。
32.如權利要求29所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述第一比較器具有輸入偏置電壓。
33.如權利要求28至32的任一項所述的電壓生成電路，其特征在于，還包括放電電路，在所述第三、第四電阻的連接點的電壓低于所述輸出端子的電壓時成為有 效，從所述輸出電容器抽出電流。
34.如權利要求33所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述放電電路包括第二開關，串聯連接在所述接地端子和所述輸出端子之間；以及第二比較器，將所述第三、第四電阻的連接點的電壓與所述輸出端子的電壓進行比較，所述第二開關根據所述第二比較器的輸出信號而導通/截止。
35.如權利要求34所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述放電電路還包括與所述第二開關串聯連接的第六電阻。
36.如權利要求35所述的電壓生成電路，其特征在于，將所述第六電阻的電阻值設定在所述第一、第二、第三、第四電阻的電阻值的1/1000 至1/10的范圍內。
37.如權利要求34所述的電壓生成電路，其特征在于， 所述第二比較器具有輸入偏置電壓。
38.如權利要求28所述的電壓生成電路，其特征在于，所述第一分壓電路的所述第一電阻和所述第二電阻、所述第二分壓電路的所述第三電 阻和所述第四電阻分別成對地形成。
39.一種信號處理電路，其特征在于，包括 權利要求28所述的電壓生成電路，所述信號處理電路將從該電壓生成電路輸出的電壓作為基準電壓，進行規定的信號處理。
40.如權利要求39所述的信號處理電路，其特征在于，包括 立體聲調制器，將音頻信號變換為立體聲合成信號；調頻器，生成通過從所述立體聲調制器輸出的所述立體聲合成信號而被調頻的已調信 號；以及功率放大器，放大由所述調頻器生成的已調信號，所述立體聲調制器以及所述調頻器的至少一個基于從所述電壓生成電路輸出的電壓 而動作。
41.如權利要求39所述的信號處理電路，其特征在于， 所述信號處理電路被一體集成在一個半導體襯底上。
全文摘要
運算放大器(1010)中，輸入信號通過第一電阻(R11)被輸入到反相輸入端子。第二電阻(R12)被設置在運算放大器(1010)的輸出端子和反相輸入端子之間的反饋路徑上。VCO(1012)被輸入從運算放大器(1010)輸出的控制電壓(Vcnt)。分頻器(1014)對VCO(1012)的輸出信號(Sout)進行分頻。相位比較器(1016)將分頻器(1014)的輸出信號與基準時鐘信號進行比較，輸出與相位差對應的電壓。環路濾波器(1018)除去相位比較器(1016)的輸出電壓(Vcp)的高頻分量，并輸出到運算放大器(1010)的同相輸入端子。
文檔編號H03L7/099GK101877588SQ201010109899
公開日2010年11月3日 申請日期2006年12月5日 優先權日2005年12月6日
發明者小森博文, 相良武志 申請人:羅姆股份有限公司