專利名稱：高效率線性發射器的制作方法
技術領域：
本發明大體上涉及發射器。更具體的，本發明的各個方面涉及高效率線性發射器。
背景技術：
對于無線通信來說，獲得頻譜效率是一個很重要的問題，因為可利用的無線電頻率(RF)頻譜是有限的自然資源。具有變化信號振幅的頻譜效率線性調制方案已在新一代的無線系統中得以使用，例如基于3G的系統，基于無線局域網(WLAN)的系統，以及基于全球微波接入互操作性(WiMAX)的系統。目前降低成本的需求導致基本的基站系統向多載波型基站系統發展。在多載波型基站系統中，結合具有波動包絡的RF載波從而形成復合源信號。這種多RF載波的結合使得復合源信號的峰均比(PAR)增加，從而增強了無失真放大的需求。若沒有無失真放大，復合源信號的頻譜特性將會由于互調失真(IMD)而發生惡化，對于用戶而言，這可能會引起鄰近的頻譜信道中出現干擾。通常可通過使用線性發射器和線性RF功率放大器(PA)而得到無失真放大。在無線發射過程中，線性度以及效率都是需要關注的問題。通常，RF放大的線性度既可通過降低功率效率獲得，也可通過利用線性化方法獲得。例如，線性PA的線性度，如 A級PA，AB級PA，可通過降低輸入信號的電平來改善。然而，如果降低輸入信號的電平，則需要在高線性度功率范圍內操作PA。因此，通常需要以比通常所需更高的飽和功率來操作 PA。這樣可以提高PA的功率消耗以此在高線性度功率范圍內來操作PA。當考慮到一些因素例如增加數量的基站以及移動裝置電池功率限制時，是不期望增加功率消耗的。為了克服在線性放大期間功率消耗提高的問題，可通過使用非線性高效率PA來替代線性RF的PA。在其預期的功率范圍之上，可通過使用放大器線性化技術使非線性高效率PA的非線性響應變為線性。已知的一種放大器線性化技術是具有非線性成分的線性放大(LINC)。圖Ia示出了常規LINC發射器100。常規LINC發射器100包括信號分量分離器 (SCS) 110，第一功率放大器120a，第二功率放大器120b以及組合器130。SCS 110接收輸入信號(未示出)并將該輸入信號轉變成兩個信號分量(未示出)。第一和第二功率放大器120a/120b中的每一個都具有輸入端和輸出端，其分別耦合到SCS 100和組合器130上。 在提供給組合器130之前，將兩個信號分量中的每一個均提供給相應的第一和第二功率放大器120a/120b并進行放大。組合器130接收已放大的信號分量并對其進行合成從而產生輸出信號(未示出)。常規LINC發射器100的總效率取決于第一和第二功率放大器120a/120b的功率效率，組合器130其自身的效率，以及信號重組過程的效率。在E級和F級切換模式中運行第一和第二功率放大器120a/120b時，第一和第二功率放大器120a/120b的功率效率對于具有恒包絡的輸入信號可達到最大值。在這種操作條件下，LINC發射器100的效率決定性地取決于組合器的類型，因為其確定重組的效率。
通常所使用的兩種常規組合器是匹配的混合組合器或是不匹配的無損組合器。混合組合器是匹配的有損組合器，其在已放大的信號分量之間具有高絕緣性。如果在LINC發射器100中應用混合組合器，則可改善輸出信號的線性度。這是因為已放大信號分量之間的絕緣。然而，混合組合器的重組效率是低的，因為一部分已放大信號分量的能量部分在相位之外被合成，并在被動負載(未示出)中作為熱能而消散。另一方面，不匹配的無耗組合器并不提供組合路徑間的絕緣，同時會在第一和第二功率放大器120a/120b之間引入顯著的相互作用。由此，不匹配的無耗組合器比混合組合器更有效，因為第一和第二功率放大器120a/120b的每一個的輸出端是耦合的。這種輸出端耦合致使當各個分量信號間的相位差發生變化時，為第一和第二功率放大器 120a/120b的輸出端提供隨時間變化的負載。LINC發射器100的效率和線性度由此取決于第一和第二功率放大器120a/120b中每一個如何響應隨時間變化的負載。例如，如果第一和第二功率放大器120a/120b中的每一個類似于理想電壓源而運轉，則功率消耗將直接與負載阻抗成比例。由此，在這樣的理想情況下LINC發射器100的效率在所有輸出電平中保持在高級別。然而，由于裝置技術中的局限，不匹配的無耗組合器的使用可能會顯著地使LINC 發射器100的線性度降低。會出現這種裝置技術的限制的原因是，第一和第二功率放大器 120a/120b中的每一個都不能作為理想電壓源運轉，特別是在千兆赫(GHZ)頻率范圍的高頻率下。由此，由于線性度考慮，通常在LINC發射器100中使用混合組合器。當在LINC發射器100中使用混合組合器時，必須復制所有的信號動態。這在第一和第二功率放大器120a/120b連續產生最大輸出時可以實現。因此，要求直流(DC)功率是常量，并被LINC發射器100消耗，即使來自于第一和第二功率放大器120a/120b的合成的瞬時輸出功率是零。因此，雖然第一和第二功率放大器120a/120b可以在高功率效率下運行，當在最大輸出功率處產生的已放大的信號分量并且相對于彼此有相位差時，由LINC發射器所消耗的DC功率也是相當大的。因此，對LINC發射器100的重組效率有不利影響。因此需要提供一種解決方案，用于解決前述常規LINC發射器100中出現的至少一個問題。發明概述根據本發明的一個方面，提供一種信號發射器。該信號發射器包括控制模塊，信號分量分離器模塊，功率放大器模塊以及信號組合器。控制模塊具有一耦合以接收輸入信號的第一輸入端，耦合以接收閾值信號的第二輸入端，以及配置用于提供控制信號的輸出端。 信號分量分離器具有一耦合以接收輸入信號的第一輸入端，和耦合以接收控制信號的第二輸入端。信號分量分離器還具有配置用于提供第一信號分量的第一輸出端，以及配置用于提供第二信號分量的第二輸出端。功率放大器模塊具有耦合到信號分量分離器第一輸出端上的第一輸入端，耦合到信號分量分離器模塊第二輸出端上的第二輸入端，耦合到控制模塊輸出端上的控制輸入端，第一輸出端和第二輸出端。功率放大器模塊還具有耦合到第一電源電壓上的第一電路部分，以及耦合到第二電源電壓上的第二電路部分。信號組合器具有耦合到第一功率放大模塊輸出端上的第一輸入端，耦合到第二功率放大模塊輸出端上的第二輸入端，以及配置用于提供重組的輸出信號的輸出端。
根據本發明的另一方面，提供一種信號發射器。該信號發射器包括比較器，信號分量分離模塊，功率放大器模塊以及信號組合器。比較器具有耦合以接收輸入信號的第一輸入端，耦合以接收閾值信號的第二輸入端，以及輸出端。信號分量分離器模塊具有耦合以接收輸入信號的第一輸入端，耦合到比較器輸出端上的第二輸入端，第一輸出端和第二輸出端。功率放大器模塊具有分別耦合到第一和第二信號分量分離器輸出端上的第一輸入端和第二輸入端，耦合到比較器輸出端的控制輸入端，第一輸出端和第二輸出端。信號組合器具有分別耦合到第一和第二功率放大器模塊輸出端上的第一輸入端和第二輸入端，以及輸出端。根據本發明的還一方面，提供一種信號傳送方法。該信號傳送方法包括確定輸入信號振幅是否與低功率條件對應，基于輸入信號是否與低功率條件對應而選擇性地向上調整輸入信號振幅。該信號傳送方法還包括基于選擇性向上調整的輸入信號而執行信號分量分離，從而產生第一信號分量和第二信號分量。信號傳送方法進一步包括至少放大第一信號分量，為輸入信號振幅的選擇性向上調整而選擇性地補償，并產生重組的輸出信號。
以下將結合如下附圖對說明書中的具體實施例進行說明，其中圖Ia示出常規的具有非線性分量的線性放大(LINC)發射器，包括信號分量分離器，第一功率放大器，第二功率放大器以及組合器。圖Ib是與依照幾種類型的調制和過濾組合操作的常規的LINC發射器相對應的總重組效率值的計算列表；圖加示出根據本發明實施例的線性發射器，其包括輸入模塊，變頻器模塊，放大器模塊和組合器；圖2b是常規的LINC發射器和根據本發明實施例的線性發射器的總重組效率值的計算列表，每個都根據特定的典型的調制和過濾組合操作；以及圖3示出了利用64-QAM信號作為輸入信號，圖2中線性發射器的放大器模塊和組合器輸出端處的模擬輸出頻譜。圖4是根據本發明一個實施例的信號傳送處理的流程圖。
具體實施例方式本發明的各種實施例著針對高效率線性發射器，其可用于涉及高線性無線電頻率(RF)功率放大的無線產品中。這種無線產品的例子包括3G手機、4G手機、無線局域網 (WLAN)設備以及多輸入和多輸出(MIMO)WLAN設備。其他例子包括軟件確定的無線電以及感知無線電。另外或可替代的，線性發射器可用在基站中。出于簡短和清楚的目的，這里在線性發射器的情況下對本發明的各種實施例的各方面進行說明。然而這里并不排除各種實施例可應用于其他系統，設備，和/或工藝，其基本原理普遍存在于本發明各實施例眾，例如預期的運行、功能和特性特點。以下更詳細的進行說明，LINC放大器的整體或總的重組效率nt。t可以定義為下列效率的一個乘積1)功率放大器效率表示在該組合器自身內的信號損耗的組合器效率n。；3)基于輸入信號功率或振幅的信號重組處理效率nm。
圖Ib是示意性表示出根據幾種典型的調制方案以及平方根升余弦過濾條件操作的一組常規的LINC發射器所計算出的總重組效率nt。t數值的列表。在圖Ib中，將功率放大器效率na和組合器效率n。定義為百分之百(100%)，從而所示出的效率值僅與信號重組處理效率nm對應。圖Ib中所示出的數值表示LINC發射器的總重組效率η tot取決于調制輸入信號的振幅或功率。更具體的，總重組效率n t。t取決于信號PAR。再具體的，總重組效率nt。t隨著PAR的增加而減少。考慮到一種普遍情況，進行高階調制的輸入信號將表現大的或擴大的信號PAR，以及降低的或低的輸入平均信號功率。這樣的高階調制導致在LINC發射器的功率放大器中產生異相放大信號分量，從而不利地影響到信號重組處理效率nm。以下將詳細說明，本發明各個實施例通過降低或選擇性降低信號PAR而提高總系統效率。根據本發明的典型實施例，下面將結合圖2-3對用于解決各種常規LINC發射器存在的例如前述一個或多個問題的線性發射器200進行說明。關于圖2提供了線性發射器 200的一實施例的概述，并將在之后討論這樣一個線性發射器200的代表性操作。如圖2中所示，根據本發明具體實施例的線性發射器200包括輸入模塊210，放大器模塊230以及組合器M0。在一些實施例中，線性發射器200還包括變頻器模塊220。可利用數字信號處理器(DSP)來實現輸入模塊210，并且該模塊包括比較器210a、信號分量分離器(SCQ模塊210b以及振幅檢測器210c。變頻器模塊220包括第一增頻變頻器模塊 220a和第二增頻變頻器模塊220b。放大器模塊230包括第一功率放大器230a，第二功率放大器230b以及功率切換模塊230c，功率切換模塊230c可在例如第一電源230d和第二電源 230e之間切換。在各種實施例中，第一和第二電源230d/230e提供具有不同電壓振幅的供給電壓。例如，第一電源230d可提供具有第一電壓振幅Vd的電源電壓，第二電源230e可提供具有第二電壓振幅Vd/β的另一電源電壓。輸入模塊210接收輸入信號Si (t)，將其提供給振幅檢測器210c和SCS模塊210b。 振幅檢測器210c檢測輸入信號Si (t)的振幅，并確定輸入信號Si (t)的振幅/%/。比較器 210a具有選定的閾值信號rth和輸入信號SJt)的振幅/%/。比較器210a對輸入信號Si⑴ 的振幅/X/和選定的閾值信號rth進行比較，并產生控制信號C(t)。SCS模塊210b接收輸入信號Si (t)以及控制信號C(t)。隨后SCS模塊210b使輸入信號Si (t)轉換為第一信號分量S1 (t)和第二信號分量& (t)，它們分別被提供給第一和第二增頻變頻器模塊220a/220b。之后可將第一和第二信號分量S1 (t)/ (t)分別提供給放大器模塊230的第一和第二功率放大器230a/230b。如果需要對第一和第二功率放大器230a/230b的每一個輸入一個高頻，則第一和第二增頻變頻器模塊220a/220b用高載波頻率對第一和第二信號分量S1(Oz^a)進行調制(例如，當為了無線電傳輸而將在基帶處產生的信號分量轉換為RF載波頻率時)。可替換的，如果第一和第二信號分量直接以所需的載波頻率生成時，則無需由第一和第二增頻變頻器模塊220a/220b進行調制，而直接將第一和第二信號分量S1 (t) /S2 (t)直接提供給相應的第一和第二功率放大器230a/230b。第一和第二功率放大器230a/230b向第一和第二信號分量S1 (t)/ (t)中每一個分別提供增益，由符號‘G’表示，由此對第一和第二信號分量S1(Oz^a)中的每一個進行放大。隨后將放大的第一和第二信號分量S1(Oz^a)提供給組合器240并重組，以得到重組的輸出信號S。(t)。組合器240例如可是匹配的混合組合器。功率切換模塊230c接收控制信號C (t)，其控制功率切換模塊230c以確定提供給第一和第二功率放大器230a/230b的電壓振幅。例如，控制信號C(t)控制功率切換模塊 230c，其可以在第一或第二電源230d/230e之間進行切換，以便向第一功率放大器230a和第二功率放大器230b提供具有第一電壓振幅Vd的電壓，或提供具有第二電壓振幅Vd/ β的電壓。第一和第二功率放大器230a/230b中的每一個除了是功率放大器，還可以是轉換放大器，并通常是高度非線性的。第一和第二功率放大器230a/230b中的每一個的例子包括D類，E類以及F類放大器，其中輸出功率與所提供的電源電壓的電壓振幅的平方成比例， 并且功率效率是理想的百分之一百(100%)。另外，轉換放大器的性能，例如功率效率，完全不受提供給轉換放大器的電源電壓振幅變化的影響。以下將對根據本發明實施例的線性發射器例如圖2中所示的線性發射器200的典型操作進行說明。輸入信號Si (t)例如可以是常規基帶的頻帶限制源信號，可通過下面第一等式(1) 表不，Si (t) = r(t)eJ$(t) ；0 ^r(t) ^ rfflax(1)可通過下面的第二等式( 表示第一和第二信號分量S1(Oz^a)中的每一個，其中rmax表示最大振幅水平；0(t)和α (t)表示第一和第二信號分量S1(Oz^a)中的每一個的瞬時相位；r(t)表示瞬時振幅水平。S1 (t) =rmaxe·⑴+。⑴]⑵S2 (t) =r-eJ[<i> ⑴-。⑴]SiO = COS 1H^-J , if r(t) > rth(3)^m == COS-iP-^ ,if r(t) ^ rth在經SCS 210b變換之后，第一和第二信號分量S1(Oz^a)是反相的。此外，由于第一和第二信號分量S1(Oz^a)均具有恒定振幅，即其最大振幅水平rmax，因此可由第一和第二功率放大器230a/230b分別單獨對它們進行放大。在不同實施例中，如前面第三等式C3)所表示的，如果輸入信號Si (t)的振幅或功率水平低于給定的被定義為最低可接受信號水平的(例如，預先確定的)參考或閾值信號水平rth，則利用符號‘ β，表示的固定比例因數或比例與輸入信號Si (t)相乘。否則，輸入信號并不與比例β相乘。換言之，如果輸入信號Si (t)的振幅低于閾值信號水平1^，貝_ 因數β對輸入信號Si (t)的振幅上整。可替代的，當輸入信號Si (t)表現為適合的、適當的或高功率水平(例如，其振幅大于或等于rth)時，則可使輸入信號與β相乘，其中β = 1。如第三等式(3)中所示，如果確定輸入信號Si (t)振幅/X/的瞬時振幅水平r(t) 小于或等于選定的閾值信號水平rth時，可以確定輸入信號SJt)是低功率輸入信號。否則， 不將輸入信號Si (t)定義或確定為低功率輸入信號，并由此不與比例β相乘。在一些實施例中，第三等式(3)可在輸入模塊210的SCS模塊210b內執行。
在一些實施例中，確定固定比例β，從而若輸入信號Si (t)是低功率水平時，則隨后將第一和第二信號分量S1(Oz^a)的瞬時振幅水平r(t)提升至其最大振幅水平1~_。 由此，固定比例β可由以下第四等式(4)來確定β = rfflax/rth (4)選定的閾值信號rth的值可基于信號振幅分布來進行優化，不然被認為是信號概率密度函數I^(r)，其取決于所使用的調制方案類型以及過濾類型。輸入信號Si(t)的平均功率萬由以下第五等式⑶表示
權利要求
1.一種信號發射器，包括控制模塊，具有被耦合以接收輸入信號的第一輸出端，被耦合以接收閾值信號的第二輸入端，以及配置為用于提供控制信號的輸出端；信號分量分離器模塊，具有被耦合以接收輸入信號的第一輸入端，以及被耦合以接收控制信號的第二輸入端，還具有配置為用于提供第一信號分量的第一輸出端以及配置為用于提供第二信號分量的第二輸出端；功率放大器模塊，具有耦合到信號分量分離器模塊的第一輸出端上的第一輸入端，耦合到信號分量分離器模塊的第二輸出端上的第二輸入端，以及耦合到控制模塊的輸出端上的控制輸入端，功率放大器模塊具有耦合到第一電源電壓上的第一電路部分以及耦合到第二電源電壓上的第二電路部分，功率放大器模塊具有第一輸出端和第二輸出端；以及信號組合器，具有耦合到第一功率放大器模塊輸出端上的第一輸入端，耦合到第二功率放大器模塊輸出端上的第二輸入端，以及配置為用于提供重組的輸出信號的輸出端。
2.根據權利要求1所述的信號發射器，其中控制模塊包括比較器。
3.根據權利要求1所述的信號發射器，其中信號分量分離器模塊包括信號乘法電路， 用以響應控制信號以選擇性的將輸入信號的振幅與因數β相乘。
4.根據權利要求3所述的信號發射器，其中因數β跟最大輸入信號振幅與最低可接受的輸入信號振幅的比例對應。
5.根據權利要求4所述的信號發射器，其中最低可接受的輸入信號振幅與閾值信號的振幅對應。
6.根據權利要求4所述的信號發射器，其中第一電源電壓等于V，第二電源電壓等于V/β。
7.根據權利要求6所述的信號發射器，其中功率放大器模塊包括電源電壓選擇電路，具有分別耦合到第一和第二電源電壓上的第一和第二輸入端，以及輸出端；以及一組功率放大器，耦合到電源電壓選擇電路的輸出端以及功率放大器模塊的第一和第二輸入端。
8.根據權利要求7所述的信號發射器，其中電源電壓選擇電路被配置為用于響應在功率放大器模塊控制輸入端處所接收到的信號而選擇性地耦合到第一和第二電源電壓中的一個上。
9.根據權利要求1所述的信號發射器，其中功率放大器模塊至少包括第一非線性功率放大器和第二非線性功率放大器。
10.根據權利要求1所述的信號發射器，還包括變頻器模塊，具有分別耦合到第一和第二信號分量分離器模塊輸出端上的第一輸入端和第二輸入端，以及分別耦合到第一和第二功率放大器模塊輸入端上的第一輸出端和第二輸出端，變頻器模塊包括上變頻轉換電路。
11.一種信號發射器，包括比較器，具有被耦合以接收輸入信號的第一輸入端，被耦合以接收閾值信號的第二輸入端，和輸出端；信號分量分離器模塊，具有被耦合以接收輸入信號的第一輸入端，耦合到比較器輸出端上的第二輸入端，第一輸出端和第二輸出端；功率放大器模塊，具有分別耦合到第一和第二信號分量分離器輸出端上的第一輸入端和第二輸入端，耦合到比較器輸出端上的控制輸入端，以及第一輸出端和第二輸出端；以及信號組合器，具有分別耦合到第一和第二功率放大器模塊輸出端上的第一輸入端和第二輸入端，和輸出端。
12.根據權利要求11所述的信號發射器，其中功率放大器模塊包括電源電壓選擇電路，耦合到第一電源電壓和第二電源電壓上，電源電壓選擇電路耦合到功率放大器模塊的控制輸入端上；以及第一和第二非線性功率放大器，耦合到電源電壓選擇電路上。
13.根據權利要求11所述的信號發射器，其中功率放大器模塊包括 第一組非線性放大器，耦合到第一和第二電源電壓上；以及第二組非線性放大器，耦合到第一和第二電源電壓上，其中第一組非線性放大器和第二組非線性放大器都耦合到功率放大器模塊的控制輸入端上。
14.一種信號傳送方法，包括；確定輸入信號振幅是否與低功率條件相對應；基于輸入信號是否與低功率條件相符，而選擇性地上調輸入信號振幅；在選擇性上調的輸入信號上執行信號分量分離，從而產生第一信號分量和第二信號分量；至少放大第一信號分量；對選擇性上調的輸入信號振幅進行選擇性補償；以及產生重組的輸出信號。
15.根據權利要求14所述的信號傳送方法，其中確定輸入信號振幅是否與低功率條件相對應的步驟包括將輸入信號振幅與閾值信號振幅相比較。
16.根據權利要求14所述的信號傳送方法，其中對輸入信號振幅的選擇性上調進行選擇性補償的步驟包括在耦合到第一功率放大器電源電壓的電路與耦合到第二功率放大器電源電壓的電路之間進行選擇。
17.根據權利要求16所述的信號傳送方法，其中選擇性地上調輸入信號振幅的步驟包括將輸入信號振幅與因數β相乘，該因數β與最大輸入信號振幅rmax和閾值輸入信號振幅rth之間的比例對應，并且其中第一功率放大器電源電壓等于V，第二功率放大器電源電壓等于V/β。
18.根據權利要求14所述的信號傳送方法，其中選擇性上調輸入信號振幅以及執行信號分量分離的步驟均在單個信號分量分離器模塊中執行。
19.根據權利要求14所述的信號傳送方法，其中利用非線性分量與線性放大相結合執行該方法。
20.根據權利要求14所述的信號傳送方法，還包括在第一信號分量和第二信號分量之中的至少一個上執行頻率向上變換操作。
全文摘要
一種高效率線性傳輸裝置利用控制模塊比較輸入信號和閾值。該發射器包括一個或多個功率放大器(230a，230b)，一個分量分離器(210b)和一個組合器(240)。功率放大器耦合到第一電源電壓(Vd)和第二電源電壓(Vd/β)。在閾值之上，輸入信號被直接施加到分離器，并選擇第一電源電壓用于功率放大器。當輸入信號低于閾值，到分離器的輸入被乘以因數β，并且通過施加一個第二功率電壓(Vd/β)對功率放大器進行補償。分量包括LINC(常振幅可變相位)信號。
文檔編號H03F3/20GK102165688SQ200980119629
公開日2011年8月24日 申請日期2009年3月31日 優先權日2008年3月31日
發明者時波 申請人:新加坡科技研究局