專利名稱：用于環狀天線的電路以及用于調諧的方法
技術領域：
本發明涉及一種用于環狀天線的電路以及一種用于調諧的方法。
背景技術：
由Rothammel和Krischke所著的"Antennenbuch"第12版，2001，第67、318、319、 332、333頁公開了環狀天線。環狀天線是具有環形元件的封閉式(磁性)天線。這些環狀 天線因具有比波長更小的天線環也被稱為框形天線或磁性天線。對于頻率f = 0，阻抗也為 0。對于增大的頻率，阻抗曲線是感性的。但是所述阻抗曲線僅到達半波諧振，即到達半個 入的范圍，在此之后，阻抗曲線是容性的。因此，僅將(長度最大到約四分之一 A的)小環 稱為磁性天線。環的可能幾何形狀為圓形元件、正方形元件、鉆石形或菱形元件、三角形元 件、長方形元件、多邊形元件或者橢圓形元件。小的環狀天線具有感性阻抗，該感性阻抗具 有第一連接端子(Anschluss)與第二連接端子。感性阻抗與容性阻抗——例如若干(一個 或多個)電容器連接成振蕩回路。 由EP 0663724B1公開了一種使天線諧振電路的諧振頻率與發射機輸出級的輸出 頻率相匹配的方法。天線諧振電路包括調諧電路，該調諧電路可被如此操作，使得該調諧電 路改變諧振電路的諧振頻率。天線諧振電路在其輸出端上具有一個相位相關信號。關于饋 電信號，該相位相關信號的相位和諧振頻率與饋電信號之間的頻率差具有已知的關系。饋 電信號和相位相關信號被接收到相位比較器中。作為對接收到的相位比較器的輸出信號的 響應，諧振電路的諧振頻率被調節。
發明內容
本發明的任務在于，盡可能地改進用于環狀天線的電路。 所述任務通過具有獨立權利要求1的特征的電路解決。有利的進一步構型是從屬 權利要求的主題并且包括在本說明書中。
因此，提出一種用于環狀天線的電路。該環狀天線具有第一天線連接端子與第二 天線連接端子。該環狀天線的天線阻抗具有至少一個由至少一個環構成的電感。
所述電路具有用于放大發射信號的輸出放大器。該輸出放大器具有用于與環狀天 線的第一天線連接端子相連接的輸出端。 所述電路具有調諧裝置，該調諧裝置具有用于與第二天線連接端子相連接的連接 端子。調諧裝置的連接端子與輸出放大器的輸出端分離。調諧裝置具有與調諧裝置的連接 端子相連接的可變的調諧阻抗。調諧裝置被構造用于自動地調諧。在此，調諧阻抗與天線 阻抗是總的有效阻抗的組成部分。優選地，調諧阻抗具有至少一個可變電容——例如作為 電容器組。 所述調諧裝置具有測量裝置。測量裝置與調諧阻抗相連接，以便對在調諧阻抗上 下降的電壓幅值進行測量。 所述調諧裝置具有與測量裝置以及可變的調諧阻抗相連接的計算單元。計算單元——優選借助于(硬件和/或軟件)實現的程序過程——被構造用于在對電壓幅值及調 諧阻抗進行分析的情況下自動地改變調諧阻抗。 此外，本發明的任務還在于說明一種針對環狀天線進行調諧的盡可能改進的方 法。 所述任務通過具有獨立權利要求10的特征的方法解決。有利的進一步構型是從 屬權利要求的主題并且包括在本說明書中。 因此，提出一種用于進行調諧以獲得與電路連接的環狀天線的最大發射功率的方 法。環狀天線具有天線阻抗并且電路的調諧裝置具有調諧阻抗。 在所述方法中，借助與環狀天線的第一天線連接端子相連接的輸出放大器輸出經 放大的信號。所述經放大的信號優選為正弦信號類型。 在所述方法中，重復地實施以下用于確定發射功率的最大值的步驟 a)確定在調諧阻抗上下降的電壓幅值，其中，調諧阻抗與環狀天線的第二天線連
接端子相連接， b)對所確定的電壓幅值以及調諧阻抗進行分析，以及
c)改變調諧阻抗。 優選的是，為了進行分析而至少暫時地存儲結果。有利的是，借助大小比較裝置相 互比較所確定的分析結果。 本發明的另一方面是具有以上所述的電路的無線電系統。該無線電系統具有環狀 天線，該環狀天線具有第一天線連接端子與第二天線連接端子。調諧裝置的調諧阻抗被構 造為可變的調諧電容。可變的調諧電容與至少一個另外的電容以及環狀天線的環的電感一 起構成振蕩回路。 優選的是，無線電系統具有用于使輸出放大器的輸出阻抗與總阻抗的天線阻抗和 調諧阻抗相匹配的匹配網絡，其中，匹配網絡被設置在輸出放大器的輸出端與第一天線連 接端子之間。 以下所述的進一步構型不僅涉及所述電路，而且涉及所述無線電系統以及所述用 于調諧的方法。在此，所述電路和所述無線電系統的功能性特征由相應的方法特征得出。方 法特征由所述電路或所述無線電系統的功能得出。 在一個優選的進一步構型中，為了進行分析，計算單元被構造用于將屬于當前調 諧阻抗的值與電壓幅值相乘。例如，計算單元具有用于進行乘法運算的微控制器的計算內 核。屬于當前調諧阻抗的值例如是調諧阻抗的當前電容值或者是由調諧阻抗與一個另外的 電容構成的并聯電路的當前電容值。 優選地，計算單元被構造用于確定作為乘法運算的結果的(數學上的)乘積的最 大值。為此，以相互組合的方式相互分析——例如借助大小比較裝置——多個屬于不同調 諧阻抗值的乘積。 根據一個有利的進一步構型方案，計算單元具有用于分析的數值表，該數值表具 有屬于調諧阻抗值的值。這些屬于調諧阻抗值的值可被有利地寫入數值表中。優選的是，通 過施加屬于各個調諧阻抗值的控制信號從數值表中讀取并分析這些值。優選地，這些值是 用于與電壓幅值相乘的乘法因子。這些值也可被稱為修正值。為了進行輸出，計算單元優 選具有一個數值表(LUT-Look Up Table :查找表)。優選的是，屬于調諧阻抗的值被輸入到數值表中，使得在施加控制信號時數值表輸出屬于當前調諧阻抗的輸出值，例如乘法因子， 以便進行分析。 優選的是，測量裝置被構造用于形成屬于電壓幅值的直流電壓。特別有利地，測量 裝置被構造用于尤其是借助比較器以及與比較器的輸入端相連接的數模轉換器將直流電 壓轉換成數字值。 計算單元例如是一個狀態機。根據一個構型，計算單元被構造成是可編程的——
尤其是被構造為微控制器。計算單元與測量裝置以及可變的調諧阻抗相連接。 在有利地構型方案中，測量裝置被構造用于調節測量裝置的靈敏度。優選的是，計
算單元與測量裝置相連接，以便調節測量裝置的靈敏度。優選的是，為了調節靈敏度，測量
裝置具有可變的、電容性的分壓器，該分壓器優選地與測量裝置的輸入端相連接。優選的 是，可變的、電容性的分壓器的分壓比可由計算單元調節。 優選的是，測量裝置是可關斷的。優選地，計算單元與測量裝置相連接，以便在發 射運行中關斷測量裝置。 優選地，調諧裝置與輸出放大器和/或發射電路相連接。有利地，為了進行連接， 計算單元的控制輸出端連接在輸出放大器和/或發射電路上。優選地，調諧裝置被設置用 于控制輸出放大器和/或發射電路，以便改變輸出放大器輸出端上的輸出幅值和/或輸出 頻率。 在一個特別有利的進一步構型中，調諧裝置被構造用于減小輸出放大器的輸出功 率，尤其用于使輸出放大器的輸出功率最小化。調諧電路被設置用于在確定發射功率的最
大值之前確定在所述確定期間的可能的過載(Obersteuerung)并且用于在過載情況下通
過設置寄存器值來限制輸出放大器的輸出功率。 優選的是，調諧裝置被設置用于在輸出放大器的輸出功率被減小或者被最小化的 情況下確定調諧阻抗上下降的電壓幅值，并且為最大值的隨后確定規定輸出放大器的最大 允許的放大系數值(Verstarkungswert )。 以上所述的進一步構型方案不僅單獨地是特別有利的，而且其組合也是特別有利 的。在此情況下，所有的進一步構型方案可彼此組合。在附圖的實施例的描述中對一些可 能的組合進行了說明。但那里所述的進一步構型方案的組合的可能性并未窮盡。
以下根據附圖通過實施例來進一步說明本發明。 附圖示出 圖1 :具有單片集成電路的無線電系統的示意性框圖； 圖2 :無線電系統的示意性等效電路圖； 圖3 :電路的示意性框圖；以及 圖4 :方法過程的示意性流程圖。
具體實施例方式
圖1中示意性地示出了無線電系統的框圖。單片集成的電路100具有輸出放大器 IIO，該輸出放大器IIO具有輸出端IOI。此外，電路100具有作為調諧阻抗的可變調諧電容120，該可變調諧電容120與輸入端102連接。在此，可變調諧阻抗120用于對天線回路進 行調諧，以便使發射功率最大化。輸出放大器110的輸出端101通過匹配網絡40與環狀天 線20的第一連接端子21連接。與調諧電容120相連接的輸入端102通過一個另外的阻抗 30與環狀天線20的第二連接端子22連接。 用于產生待放大的發射信號的發射電路140與輸出放大器110的輸入端連接。在 此，圖1中的輸出放大器110被指定用于-10dBm到+14dBm的輸出功率。在此，不同的輸出 功率可導致用于環狀天線20的不同的匹配網絡。測量裝置130與調諧電容120連接，以便 確定調諧電容120上下降的電壓幅值Ua。為了確定電壓幅值Ua，測量裝置130例如具有電 壓比較器。 所述電路具有——例如為微控制器的——計算單元150。計算單元150的輸入端 與測量裝置130的輸出端相連接，其中，計算單元被設置用于分析處理由測量裝置130輸出 的、數字的、屬于電壓幅值Ua的值。計算單元150具有用于控制發射電路140——尤其是 用于控制發射頻率——的控制輸出端。計算單元具有一個用于控制輸出放大器IIO以便對 放大進行調節的另外的控制輸出端。計算單元150具有一個用于調節測量裝置130的靈敏 度的另外的控制輸出端。計算單元150具有一個用于改變調諧電容120的另外的控制輸出 端。在圖1的實施例中，計算單元150與調諧電容120和/或測量裝置130和/或發射電 路140和/或輸出放大器110相連接，以便進行控制。 圖2示出具有其連接端子101、 102、 103、 104、 105、 106的單片集成的電路以及具有 一起構成無線電系統的外部元件的外部線路，所述無線電系統以示意性等效電路圖的形式 示出。環狀天線20具有電感L皿。歐姆損耗通過歐姆電阻&表示。所期望的發射功率通 過等效電路圖中的電阻Rra。象征性地表示。環狀天線20具有第一天線連接端子21和第二 天線連接端子22。 輸出放大器IIO通過輸出端101、通過具有(SMD)電容器Q。和電感L4。的匹配網 絡40、通過連接端子103和104以及通過高頻開關160與環狀天線20的第一天線連接端 子21相連接。此外，在第一天線連接端子21上連接了 (SMD)電容器&，該(SMD)電容器 Q將第一天線連接端子21接地。在第二天線連接端子22上連接了 (SMD)電容器C『第 二天線連接端子22通過(SMD)電容器Q以及由(SMD)電容器C22和單片集成的調諧電容 120 (Ct)構成的并聯電路同樣與地連接。電感L皿以及電容Q、 C21、 C22和Ct通過接地構成
(衰減的)振蕩回路，該振蕩回路的諧振頻率取決于電感L皿以及電容(^、(:21、(:22和ct。 如在圖1中所示，具有環狀天線20的振蕩回路并不與環境分離，從而在圖1中示
意性地示出一個寄生的、另外的電容c;。在此，寄生電容c;代表性地表示所有可能的寄生 電容，例如由于殼體(未示出)、由于金屬物體(未示出)或者手的存在等等產生的寄生電 容，這些寄生電容可影響振蕩回路的諧振。因此，對于發射信號的給定的發射頻率和/或接
收信號的給定的接收頻率而言，通過改變調諧電容120來調諧電路以獲得盡可能大的發射 功率。電感L皿以及電容Q、 C21、 C22、 Ct和CA構成由單個阻抗組成的總阻抗。則總阻抗至 少具有天線阻抗(&， LANT)和調諧阻抗(Ct)。 在此，環狀天線20的、被構造在電路載體上的環定義了環狀天線20的電感L皿和 歐姆電阻&。在此，電路100被構造用于自動地根據在調諧電容120上下降的電壓Uct來改 變調諧電容120，以便進行調諧。由此通過圖2的實施例的電路獲得了總阻抗的全自動調諧的突出優點。 在圖2的實施例中，發射功率可由下式確定 Prad = I2 Rrad (1) 因此，為了獲得最大的發射功率P^，必須使流過環狀天線20的電流I最大化。通過環狀天線20的電流I為
I = IC22+Ict (2) 其中I。22是通過電容C22的電流，而I。t是通過調諧電容Ct的電流，其中
/ —c (3) 以及
/r=C^L (4) 由此得出
/ = (C22 + C,), = (C22 + C,)化 謹st ( 5 ) 代入式(1)得到:
尸w =(C22 + C,)2.^,.const2.i rad (6) 在此，值C^是已知的并且是不變的。值Ct是已知的，因為它被調節用于進行測量。Ct的值以及電壓幅值Ua都要被分析處理。因此，最大值借助Ct的值以及電壓幅值Ua確定。
這適應于環狀天線20的品質因數近似地(in ersterNSherung)大于等于10的情況。電壓幅值U。t被測量。常數const以及發射電阻Rrad同樣是不變的。
因此，當 (C22+Ct)2 Uct2 (7) 最大時，P^是最大的。因此，為了確定發射功率的最大值而確定由調諧阻抗C22| ICt和電壓幅值構成的乘積[(C22+Ct) *Uct]的最大值。 在圖2的實施例中，C22 = 0或者C22 < Ct。在此情況下，對發射功率的最大化起決定性作用的項可被簡化成Ct *Uet。在對調諧電容Ct進行調節的分辨率較低時，這樣的簡化不會影響結果。然而，通過所述簡化實現了計算耗費的顯著減小。為了計算最大值，計算單元150具有例如一個數值表，在該數值表中存儲了屬于調諧阻抗的值。對于當前所調節的調諧電容Ct，從該表中分別讀取一個值并將其與屬于該調諧電容的、已測量到的電壓幅值Uct相乘。作為所述乘法運算的結果的乘積隨后可與其他乘積進行比較。在此，在數值表中還可以考慮并聯的電容C『例如，可以通過計算單元150的接口 (未示出)對這些值進行編程。 通過圖2的電路100實現了在外部干擾影響下特別魯棒地確定發射功率的最大值。因為涉及的是相對的測量，所以為了確定最大值不需要電壓幅值Ua的絕對大小。由此消除了影響最大值的絕對大小的干擾。此外，通過調諧阻抗Ct處的測量抽頭實現了對可體現諧振情況的量Ua尤其直接的測量。減少了可能的測量誤差的數量。此外，天線回路由于具有低寄生測量電容的高歐姆測量抽頭而幾乎不受測量阻抗影響。對電壓幅值Ua的測量導致以下預想不到的效果為了確定發射功率的最大值不需要高的測量分辨率，使得可以簡單地構造圖1的測量裝置130并且由此可以將其簡單地集成在半導體電路中。
可以在作為計算單元150的微控制器的方法過程中實施使發射功率最大化的計算——如在以上示例中所說明的那樣。替換地，所述計算還可以用硬件實現——例如借助于狀態機(state machine)。例如，可以借助計數器生成數模轉換器132的輸入值，其中，在比較器133的輸出信號改變時停止計數器并且將存儲器中的計數值與迄今為止的值進行比較。如果計數值較大，則存儲該計數值以及調諧電容Ct的相應值。 通過調諧電容120與環狀天線20的第二連接端子22的連接并且因此與環狀天線20的高歐姆的連接點的連接，取得了以下預想不到的效果即發射功率的頻率響應是平坦的并且輻射功率的絕對值較大。此外，通過以上所述的圖2的實施例的電路實現了幾毫秒內——尤其是小于1. 3毫秒——的調節。 在此優選的是，通過為了最大化的發射功率而進行的調諧所獲得的總阻抗在接收模式中也保持不變。在接收模式中，環狀天線20的第一天線連接端子21借助于高頻開關160通過由(SMD)電容器(:5。和電感1^5。構成的匹配網絡與輸入放大器170(LNA-Low NoiseAmplifier :低噪聲放大器)的輸入端106相連接。 在圖3中示出了測量裝置130，其中，測量裝置130的輸出端與計算單元150相連接以進行分析處理。測量裝置130具有檢測器電路131，檢測器電路131具有電容性的分壓器，該分壓器具有電容Q。以及用于調節測量裝置130的靈敏度的可變電容(:31。檢測器電路131具有通過整流以及必要時的平滑形成屬于電壓幅度Ua的直流電壓的功能。該直流電壓到達測量裝置130的比較器133的一個輸入端上。為了進行比較，數模轉換器(DAC-DigitalAnalog Converter) 132的輸出值到達比較器133的另一輸入端上，數模比較器32將n位寬的數字值(例如4位或5位寬)轉換成模擬輸出電壓。 為了確定在調諧電容120上下降的電壓Ua，通過計算單元150借助于n位寬的數字值改變數模轉換器132的輸出電壓，直到比較器133的輸出信號發生變化。相應的n位寬的數字值被存儲。對于調諧電容Ct的一個新的值，重復地繼續數模轉換器132的輸出電壓的改變，直到比較器133的輸出信號再次發生變化。新的相應的n位寬的數字值同樣被存儲。 如果電壓幅值Uet位于當前的測量范圍之外，則借助對電容C31的調節通過計算單元150來改變測量裝置130的靈敏度。通過電容C3。和C31的分壓器功能可以確定電壓幅值，即使這些電壓幅值超過了檢測器電路131的半導體元件的允許的反向電壓。
此外，在圖3中示意性地示出了被構造為電容組的可變調諧電容120。調諧電容120由計算單元150通過四根導線調節。根據所需要的調諧范圍或者調諧分辨率，也可以設置多于四根的導線。詳細地示出了第一電容裝置121。為了更高的允許反向電壓，電容裝置121具有兩個串聯的、作為開關晶體管的場效應晶體管麗11和麗12。開關晶體管麗ll和麗12與電容Ctl和地相連接，以便接通和斷開電容Ctl。與每個開關晶體管麗ll和麗12并聯地分別連接了小電容CM1或者CM2，所述小電容CM1或者CM2比電容Ctl小得多并且在開關晶體管麗ll、麗12的反向狀態下電壓幅度通過容性分壓分布在開關晶體管麗ll、麗12的漏極-源極路徑上。 其他電容裝置122、123、124類似于電容裝置121地構造，但是具有不同的電容(;2、(;3或者(;4。例如，電容裝置122通過兩個與電容裝置121對應的并聯的子電路構成。電容裝置123可以通過四個并聯的子電路構成并且電容裝置124可以通過八個并聯的子電路構成，以便實現16級(對應于4位)調節。 在圖4中借助流程圖示意性地示出了用于調諧天線回路以使環狀天線的發射功率最大化的可能的方法過程。在此，總阻抗至少由環狀天線的天線阻抗以及調諧裝置的調諧阻抗組成。 在第一個步驟中，通過調節放大系數將輸出放大器的輸出功率控制到小的、盡可能最小的值上。在此情況下，輸出功率例如是10dBm。與第一天線連接端子相連接的輸出放大器輸出一個經放大的信號。 在步驟2中，設置(調諧阻抗的)調諧電容的初始值。該初始值例如是最小的電
容值。替換地，初始值是測量技術所確定的、補償外部SMD電容的公差的缺省值。替換地，
初始值是在之前的調諧中所確定的、用于最大發射功率的值。 在隨后的步驟3中，確定在調諧電容上下降的電壓幅值Uct。 在步驟4中，計算用于預先給定的(期望的)發射功率的推測的電壓幅值Ua'并將該電壓幅值Ua'與允許的最大值U^進行比較。如果推測的電壓幅值Ua'超過最大值U^，則在步驟5中設置一個標志并且將輸出放大器控制到最大允許的值上。如果推測的電壓幅值Ua'沒超過最大值U^，則在步驟6中控制輸出放大器用于預先給定的(期望的)發射功率。 為了確定發射功率的最大值，重復隨后的步驟7、8和9直到確定所有可能的值或者直到中斷條件。 首先在步驟7中——如果需要——可以改變調諧阻抗Ct。而在過程循環中重復步驟7時，改變調諧阻抗Ct是必需的。 在步驟8中，確定在調諧阻抗Ct上下降的電壓幅值Uct。在此，為了確定發射功率的最大值，不必絕對地確定電壓幅值Uet，而僅需要根據調諧阻抗Ct彼此相對地確定所測定的電壓幅度值。 在步驟9中，由所確定的電壓幅值Ua確定屬于發射功率的相對值，其方式是，一同分析屬于電壓幅值Ua的值和取決于調諧電容的值。例如，將電壓幅值Ua的值與調諧電容的值彼此相乘。這也可被稱為電壓幅度值的修正。在此，作為乘法運算的結果的乘積在發射功率最大的——調諧電容Ct的——位置上具有最大值。 如果通過步驟7、8和9的重復確定了發射功率的相對最大值，那么隨后在步驟10中將調諧電容設置為用于最大發射功率的電容值。 本發明并不限于圖1至4中所示的構型方案。例如，可以設置具有更大分辨率的測量裝置或者對調諧電容進行更細微的調節。同樣，對于調諧阻抗而言，還可以設置感性部件。
附圖標記列表 100 電路
101、 102、 103、 104、 105、 106 連接端子
110輸出放大器120調諧電容、調諧阻抗121、122、123、124電容裝置130測量裝置131檢測電路132數模轉換器133比較器140發射電路150計算單元、微控制器160高頻開關170輸入放大器20環狀天線21、22天線連接端子30阻抗40匹配網絡Ci、 C21、 C22、 C30、 C31、電容、電容器Ct、 C幼、C50、 Ctl、 Ct2、Ct3、 Ct4、 CM1 、 CM2cA寄生電容L麗天線電感L幼、L50電感MN11、MN12場效應晶體管、開關晶體管Rl歐姆電阻Read輻射損耗uct電壓幅度uC2幅度
權利要求
用于一環狀天線(20)的電路(100)，所述環狀天線(20)具有一第一天線連接端子(21)以及一第二天線連接端子(22)，所述環狀天線(20)具有一天線阻抗，所述電路(100)具有一輸出放大器(110)，所述輸出放大器(110)用于放大一發射信號，所述輸出放大器(110)具有一輸出端(101)，所述輸出端(101)用于與所述環狀天線(20)的所述第一天線連接端子(21)連接，具有一調諧裝置，所述調諧裝置被構造用于自動地進行調諧，所述調諧裝置具有一與所述輸出放大器(110)的輸出端(101)分開的連接端子(102)，所述連接端子(102)用于與所述第二天線連接端子(22)連接，其中，所述調諧裝置具有一與所述連接端子(102)相連接的、可變的調諧阻抗(120，Ct)，其中，所述調諧裝置具有一測量裝置(130)，所述測量裝置(130)與所述調諧阻抗(120，Ct)相連接，以便測量一在所述調諧阻抗(120，Ct)上下降的電壓幅值(UCt)，其中，所述調諧裝置具有一計算單元(150)，所述計算單元(150)與所述測量裝置(130)以及所述可變的調諧阻抗(120，Ct)相連接，以及其中，所述計算單元(150)被構造用于在分析所述電壓幅值(UCt)以及所述調諧阻抗(120，Ct)的情況下自動地改變所述調諧阻抗(120，Ct)。
2. 根據權利要求l所述的電路，其中，為了進行所述分析，所述計算單元(150)被構造用于將一屬于當前調諧阻抗 (120， Ct)的值(C22+Ct， Ct)與所述電壓幅值(Uct)相乘。
3. 根據權利要求2所述的電路，其中，所述計算單元(150)被構造用于確定所述乘法運算的乘積(Uet* (C22+Ct))的最 大值。
4. 根據以上權利要求中任一項所述的電路，其中，所述計算單元(150)具有一數值表，所述數值表具有屬于調諧阻抗值的、用于所 述分析的值。
5. 根據權利要求4所述的電路，其中，所述值是用于與所述電壓幅值(Uct)相乘的乘法因子。
6. 根據以上權利要求中任一項所述的電路，其中，所述測量裝置(130)的靈敏度是可被調節的，并且所述計算單元(150)與所述測 量裝置(130)相連接，以便對所述測量裝置(130)的靈敏度進行調節。
7. 根據以上權利要求中任一項所述的電路，其中，所述測量裝置(130)是可被關斷的，并且所述計算單元(150)被構造用于在一發 射運行中關斷所述測量裝置(130)，并且所述計算單元(150)與所述測量裝置(130)相連 接。
8 根據以上權利要求中任一項所述的電路，其中，所述調諧裝置與所述輸出放大器(110)和/或一發射電路(140)相連接，并且所 述調諧裝置被設置用于控制所述輸出放大器(110)和/或所述發射電路(140)，以便改變所 述輸出放大器(110)的輸出端(101)上的發射信號的輸出幅值和/或輸出頻率。
9. 具有一根據以上權利要求中任一項所述的電路(100)的無線電系統，所述無線電系統具有一環狀天線(20)，所述環狀天線(20)具有一第一天線連接端子(21)以及一第二天 線連接端子(22)，其中，所述調諧阻抗被構造為可變的調諧電容(120， Ct)，并且其中，所述 可變的調諧電容(120，Ct)與至少一個另外的電容(Q，C^CJ以及所述環狀天線的環的電 感(LANT) —起構成一振蕩回路。
10. 用于對一電路進行調諧的方法，所述電路具有一環狀天線(20)以及一調諧裝置， 所述環狀天線(20)具有一天線阻抗，所述調諧裝置具有一調諧阻抗(120，Ct)，其中，借助一輸出放大器(110)輸出一經放大的信號，所述輸出放大器(110)與一第一 天線連接端子(21)相連接，其中，重復以下步驟以便確定發射功率的最大值a) 確定一在所述調諧阻抗(120， Ct)上下降的電壓幅值(UJ，其中，所述調諧阻抗 (120， Ct)與一第二天線連接端子(22)相連接，b) 分析所確定的電壓幅值(Uct)以及所述調諧阻抗(120，Ct)，以及c) 改變所述調諧阻抗(120， Ct)。
11. 根據權利要求10所述的方法，其中，為了進行所述分析，將所述電壓幅值(Uct)與一屬于當前調諧阻抗(120，Ct)的乘 法因子(C22+Ct)相乘。
12. 根據權利要求ll所述的方法，其中，為了進行所述分析，求得(所述乘法運算的)乘積的最大值。
13. 根據權利要求10至12中任一項所述的方法，其中，在用于確定所述發射功率的最 大值的所述步驟之前減小所述輸出放大器(110)的輸出功率，尤其是使所述輸出放大器(110)的輸出功率 最小化，確定在所述調諧阻抗(120， Ct)上下降的所述電壓幅值(Uct)，以及 為所述最大值的隨后的確定而確定所述輸出放大器(110)的一最大允許的放大系數值。
全文摘要
一種用于環狀天線的電路及一種用于調諧總阻抗的方法，環狀天線具有第一天線連接端子及第二天線連接端子，總阻抗具有環狀天線的天線阻抗及調諧阻抗，電路包括用于放大發射信號的輸出放大器，其具有用于與環狀天線的第一天線連接端子連接的輸出端；被構造成自動進行調諧的調諧裝置，其具有與輸出放大器的輸出端分開的、用于與第二天線連接端子連接的連接端子；其中，調諧裝置具有與連接端子連接的可變調諧阻抗；其中，調諧裝置具有測量裝置，其與調諧阻抗連接以測量在調諧阻抗上下降的電壓幅值；其中，調諧裝置具有計算單元，其與測量裝置及可變調諧阻抗連接；其中，計算單元被構造用于在分析電壓幅值及調諧阻抗的情況下自動地改變調諧阻抗。
文檔編號H03J1/00GK101728642SQ20091020910
公開日2010年6月9日 申請日期2009年10月27日 優先權日2008年10月27日
發明者H·舒爾茨, M·施瓦茨米勒, U·埃爾本, W·布拉茨 申請人:愛特梅爾汽車股份有限公司