專利名稱：電流舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計方法
技術領域：
本發明涉及10 14位高速高精度電流舵型數模轉換器的技術領域，具體為電流 舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計方法。
(二)
背景技術：
現有高速高精度電流舵型數模轉換器，其以標準深亞微米CMOS工藝為基礎，目前 精度覆蓋8 14位，速度高達lGHz，當其精度達到或超過IO位時，其高速高精度電流舵型 數模轉換器結構包括高位電流單元和低位電流單元，所述低位電流單元由M個二進位電流 源單元，其電流大小從I到2M—4，其中I代表一個最低有效位的電流，所述高位電流單元控 制高N位，其包括(2N-1)個相同的電流源單元，每個電流源單元電流大小均為2Ml，其中高 速高精度電流舵型數模轉換器的精度即為(M+N)位。 這(2N_1)個相同的電流源單元在實際芯片中物理版圖的擺放位置形成個2W個單 元的矩陣，其中多余的一個單元為冗余單元，這種擺法使電流源單元之間最緊湊，占用的面 積最小，故而匹配也最好。 在實際中，電流源單元匹配誤差主要有隨機誤差和系統誤差兩種，隨機誤差無法 克服。系統誤差主要表現為一階誤差(單調線性函數)和二階誤差(偶函數拋物線)。其 通過將(2N_1)個相同的電流源單元中的每個單元分成四部分組成，這四部分分別在四個象 限對稱放置，通過其在四個象限內各自產生的一階誤差相互抵消消除其一階誤差，而現有 降低二階誤差主要是通過使用特定的電流源單元開關順序來最大限度的降低二階誤差，但 是其效果不明顯，究其原因是因為每個象限的電流源單元矩陣的最兩邊的兩列所帶來的二 階誤差最大、最明顯，現有技術無法有效降低其二階誤差。 其特定的電流源開關順序以10位精度的高精度電流舵型數模轉換器的高位電流 源單元中的第二象限為例，(四個象限內的情況分別關于對稱軸對稱)見圖l，其高位電流 源單元為6位，其組成一個8X8的矩陣，其分為8行8列，其按照特定的順序依次打開，從 左往右數，物理列的第四列式被打開的第1列，物理列的第五列是被打開的第2列，具體打 開的列數順序見圖1中序號所示，從上往下數，物理行的第四行是被打開的第1行，物理行 的第五行是被打開的第2行，具體打開的行數順序見圖2中序號所示。在第1列對應行的 電流源單元按照開關順序全部打開后，第2列按照其開關順序對應打開，依次類推。
其10位精度的高精度電流舵型數模轉換器的電流源高位單元的開關順序和系統 誤差示意圖，見圖2，圖中軸坐標分別對應其所在的列和所產生的系統誤差，由圖中可以很 清楚地看到，現有的這種高位電流源單元開關順序有個很大的弊端就是每個象限電流源單 元矩陣的兩側最外邊的列(圖中第7、第8列)相對于最先打開的第1列帶來的系統的二階 誤差最大。 由于二階誤差不能有效得到降低，現有高速高精度電流舵型數模轉換器靜態性能 的重要指標-積分非線性誤差(INL)高，導致整個數模轉換器的精度誤差大。
發明內容
針對上述問題，本發明提供了電流舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計 方法，其能有效降低積分非線性誤差(INL)，從而提高高速高精度電流舵型數模轉換器的精 度。 其技術方案是這樣的其包括現有的特定開關順序下高位電流源單元結構，其特 征在于其通過調整每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬長比(W/L)，調 整其電流大小，使其與同一象限內其它列電流源單元所產生的電流大小不相等，用這種非 平衡的電流差來抵消系統帶來的二階誤差。 其進一步特征在于所述每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列M0S管的長 度不變，根據制造廠家進行CMOS工藝生產自身所帶來的二次誤差對所述每個象限電流源 單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬度進行調整。 采用本發明的方法后，其通過調整每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列 MOS管的寬長比(W/L)、調整器電流大小，進而使其與同一象限內其它列電流源單元所產生 的電流大小不相等，由于現有的高位電流源單元開關順序有個很大的弊端就是每個象限電 流源單元矩陣的兩側最外邊的列相對于最先打開的第1列帶來的系統的二階誤差最大，其 調整每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列電流大小后，其產生的非平衡電流差能有 效抵消系統帶來的二階誤差，進而能有效降低積分非線性誤差(INL)，提高高速高精度電流 舵型數模轉換器的精度。
圖1是高精度電流舵型數模轉換器的高位電流源單元第二象限矩陣圖； 圖2是電流源高位單元的開關順序和系統誤差示意圖； 圖3是一種誤差率下10位電流單元平衡和非平衡兩種方法下的INL對比示意圖 圖4是一種誤差率下10位電流單元平衡和非平衡兩種方法下的INL對比示意圖 圖5是一種誤差率下11位電流單元平衡和非平衡兩種方法下的INL對比示意圖 圖6是一種誤差率下12位電流單元平衡和非平衡兩種方法下的INL對比示意圖,
具體實施例方式
本發明包括現有的特定開關順序下高位電流源單元結構，其通過調整每個象限電 流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬長比(W/L)，調整其電流大小，使其與同一象限 內其它列電流源單元所產生的電流大小不相等，用這種非平衡的電流差來抵消系統帶來的 二階誤差。所述每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的長度不變，根據制造 廠家進行CMOS工藝生產自身所帶來的二次誤差對所述每個象限電流源單元矩陣的兩側最 外邊的列MOS管的寬度進行調整。
下面結合實施例進一步描述本發明 實施例一 10位精度的高速高精度電流舵型數模轉換器，其低位電流單元由4個 二進位電流源單元組成，其高位電流單元控制6高位，其包括63個電流源單元，這63個電 流源單元在實際芯片中物理版圖的擺放位置中每個單元分成四部分組成，這四部分分別在 四個象限對稱放置，其在每個象限形成個8 X 8的矩陣，其分為8行8列，其中多余的一個單元為冗余單元，由于其分別在四個象限對稱放置，其每個象限內的單元均按照特定的順序 依次打開，以第二象限為例，見圖l，從左往右數，物理列的第四列式被打開的第1列，物理 列的第五列是被打開的第2列，具體打開的列數順序見圖1中序號所示，從上往下數，物理 行的第四行是被打開的第1行，物理行的第五行是被打開的第2行，具體打開的行數順序見 圖1中序號所示。在第1列對應行的電流源單元按照開關順序全部打開后，第2列按照其 開關順序對應打開，依次類推。其中CMOS工藝生產自身所帶來的二階誤差為0. 024%，其 63個電流源單元的M0S管的長度均為L，其中第1、2、3、4、5、6列M0S管的寬度均為W，第7 列M0S管的寬度為0. 99W，第8列M0S管的寬度為1. OIW。 通過對第7列和第8列M0S管寬度的調整后，其INL示意圖見圖3中的a線，其工 藝相同，且每列的M0S的寬度均為W的INL示意圖見圖3中的b線，圖3中，a線的INL (LSB) 的范圍為_3. 3 1. l，b線的INL(LSB)的范圍為-3. 3 4. 5，圖3中的橫坐標代表依次序 打開的各個電流單元序號，縱坐標代表積分非線性誤差(INL)。 實施例二 10位精度的高速高精度電流舵型數模轉換器，其低位電流單元由4個 二進位電流源單元組成，其高位電流單元控制6高位，其包括63個電流源單元，這63個電 流源單元在實際芯片中物理版圖的擺放位置中每個單元分成四部分組成，這四部分分別在 四個象限對稱放置，其第二象限結構圖見圖1。其中CMOS工藝生產自身所帶來的二階誤差 為0. 032%，其63個電流源單元的MOS管的長度均為l，其中第1、2、3、4、5、6列MOS管的寬 度均為w，第7列MOS管的寬度為0. 985w，第8列MOS管的寬度為1. 015w。
通過對第7列和第8列MOS管寬度的調整后，其INL示意圖見圖4中的c線，其工 藝相同，且每列的MOS的寬度均為w的INL示意圖見圖4中的d線，圖4中，c線的INL (LSB) 的范圍為-4. 5 1. 6，d線的INL (LSB)的范圍為_4. 5 6，圖4中的橫坐標代表依次序打 開的各個電流單元序號，縱坐標代表積分非線性誤差(INL)。 實施例三11位精度的高速高精度電流舵型數模轉換器，其低位電流單元由5個 二進位電流源單元組成，其高位電流單元控制6高位，其包括63個電流源單元，這63個電 流源單元在實際芯片中物理版圖的擺放位置中每個單元分成四部分組成，這四部分分別在 四個象限對稱放置，其第二象限結構圖見圖1。其中CMOS工藝生產自身所帶來的二階誤差 為O. 036X，其63個電流源單元的M0S管的長度均為1'，其中第1、2、3、4、5、6列MOS管的 寬度均為w'，第7列M0S管的寬度為0.98w'，第8列M0S管的寬度為1.02w'。
通過對第7列和第8列MOS管寬度的調整后，其INL示意圖見圖5中的e線，其工藝 相同，且每列的MOS的寬度均為w'的INL示意圖見圖5中的f線，圖5中，e線的INL (LSB) 的范圍為-4. 9 1. 8，f線的INL (LSB)的范圍為_5 6. 7，圖5中的橫坐標代表依次序打 開的各個電流單元序號，縱坐標代表積分非線性誤差(INL)。 實施例四12位精度的高速高精度電流舵型數模轉換器，其低位電流單元由6個 二進位電流源單元組成，其高位電流單元控制6高位，其包括63個電流源單元，這63個電 流源單元在實際芯片中物理版圖的擺放位置中每個單元分成四部分組成，這四部分分別在 四個象限對稱放置，其第二象限結構圖見圖1。其中CMOS工藝生產自身所帶來的二階誤差 為0. 04%，其63個電流源單元的MOS管的長度均為L'，其中第1、2、3、4、5、6列MOS管的 寬度均為W'，第7列M0S管的寬度為0. 975W'，第8列MOS管的寬度為1. 025W'。
通過對第7列和第8列MOS管寬度的調整后，其INL示意圖見圖6中的g線，其工藝相同，且每列的MOS的寬度均為W'的INL示意圖見圖6中的h線，圖6中，g線的INL (LSB) 的范圍為-5. 3 2. l，h線的INL (LSB)的范圍為-5. 6 7. 4，圖6中的橫坐標代表依次序 打開的各個電流單元序號，縱坐標代表積分非線性誤差(INL)。
權利要求
電流舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計方法，其包括現有的特定開關順序下高位電流源單元結構，其特征在于其通過調整每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬長比(W/L)，調整其電流大小，使其與同一象限內其它列電流源單元所產生的電流大小不相等，用這種非平衡的電流差來抵消系統帶來的二階誤差。
2. 根據權利要求1所述的電流舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計方法，其特征在于所述每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的長度不變，根據制造廠家進行CMOS工藝生產自身所帶來的二次誤差對所述每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬度進行調整。
全文摘要
本發明為電流舵型數模轉換器的高位電流源單元非平衡設計方法。其能有效降低積分非線性誤差(INL)，從而提高高速高精度電流舵型數模轉換器的精度。其包括現有的特定開關順序下高位電流源單元結構，其特征在于其通過調整每個象限電流源單元矩陣的兩側最外邊的列MOS管的寬長比(W/L)，調整其電流大小，使其與同一象限內其它列電流源單元所產生的電流大小不相等，用這種非平衡的電流差來抵消系統帶來的二階誤差。
文檔編號H03M1/66GK101694843SQ20091020820
公開日2010年4月14日 申請日期2009年10月21日 優先權日2009年10月21日
發明者馬輝 申請人:無錫安芯半導體有限公司;