使用兩點fsk調制的頻率合成器的自校準方法

專利名稱：使用兩點fsk調制的頻率合成器的自校準方法
技術領域：
本發明涉及用于傳輸數據的使用兩點FSK調制的頻率合成器的自校準方法。頻率 合成器——特別是低功率型——包含第一低頻鎖相環，其中有電壓控制振蕩器；高頻通道 (access)，其包含數字-模擬轉換器，連接到電壓控制振蕩器。第一鎖相環還包含基準振 蕩器；連接到基準振蕩器的相位比較器；第一低通環形濾波器；由調制器控制的多模式分 頻器計數器(multimode divider counter)，其用于基于來自合成器的高頻輸出信號向相 位比較器供給供給分頻信號。電壓控制振蕩器在第一輸入上由來自第一環形濾波器的第一 控制電壓信號控制，在第二輸入上由用于調制高頻數據的第二控制電壓信號控制。
本發明還涉及用于實現自校準方法的使用兩點FSK調制的頻率合成器。
背景技術：
兩點頻率調制通過在電壓控制振蕩器中增加低頻鎖相環中的低頻通道和具有數 字-模擬轉換器的高頻通道的貢獻(contribution)來限定。在高頻狀態轉換期間，高頻路 徑具有首要的重要性，而對于低頻狀態轉換，低頻路徑變得具有首要的重要性。然而，兩個 路徑均對調制信號頻率以覆蓋在高調制頻率擴展的確定的帶寬有貢獻。
EP專利No.O 961 412公開了一種用于傳輸數據的兩點頻率調制的頻率合成器。 這種頻率合成器使用通過控制低頻鎖相環中的可變分頻器用于數據調制的sigma delta型 調制器以及用于高頻調制的DAC數字模擬轉換器。這種DAC轉換器具有可變的增益，其受 到數字控制單元的調節，并受到用于數據頻率調制的數字控制信號的控制。這種數字控制 信號也被傳送到sigma delta調制器，以便將低頻調制與由DAC轉換器供給的相合并。
相對延遲變化在合成器中在經過DAC轉換器的調制信號上相對于低頻環中的調 制進行。然而，此文檔對于通過低頻鎖相環并經由DAC轉換器調制的數據的譜幅值水平t的 改變沒有公開任何內容。因此，可能產生不希望的干擾，依賴于數據傳輸的狀態轉換頻率。
US專利申請No. 2003/0043950也公開了一種使用兩點頻率調制的鎖相環頻率合 成器。這種頻率合成器也包含低頻鎖相環和sigma delta調制器、其輸出直接作用在電壓 控制振蕩器VC0上的DAC數字-模擬轉換器。數據受到調制， 一方面在電壓控制振蕩器VC0 的第一輸入上經由受到調制器控制的多模式分頻器，并且在VC0振蕩器的第二輸入上通過 DAC轉換器。由于兩點調制，這種頻率合成器防止了高頻調制信號由于鎖相環的窄帶寬引起 的衰減。 即使如果DAC轉換器增益能被調節，不存在對在低頻環和數字模擬轉換器中調制 的數據的譜幅值水平進行均衡的規定。對于前面的合成器，這可能導致對于狀態轉換過程 中的數據調制的某些失真問題。 在美國專利申請No. 2005/0046488中，介紹了一種用于使用兩點調制的頻率合成 器的補償方法。頻率合成器特別包含第一低通鎖相環PLL以及高頻路徑，其用于補償模擬 調制信號與數字調制信號之間的幅值，以便運行兩點數據調制。 此文檔的第一鎖相環包含相位頻率檢測器、第一電荷泵、第一低通環形濾波器和
5電壓控制振蕩器VCO。電壓控制振蕩器在輸入中包含加法器，其第一輸入被連接到第一低
通濾波器，接著是頻率發生單元。分數-N可編程分頻器(fractional-N programmable
divider)在電壓控制振蕩器和相位頻率檢測器之間閉合第一環，相位頻率檢測器接收來自
基準振蕩器的基準信號。此分頻器受到由調制器提供的數字調制信號的控制。 此文檔的高頻補償路徑也包含以構成第二鎖相環、第二電荷泵、經由開關連接到
電壓控制振蕩器的加法器的第二輸入的第二低通環形濾波器。第二電荷泵及第二低通濾波
器具有與第一電荷泵及第一低通濾波器同樣的結構。這種高頻路徑還包含作為比較器的比 較單元，其輸入被連接到從數字模擬轉換器接收模擬調制信號的模擬調制單元。 根據此文檔的補償方法，第一數字調制信號被調制器供給，以便將第一鎖相環調 諧到第一頻率，其對應于傳輸信道的所選載波頻率減去數字調制幅值。在第二級中，第二數 字調制信號被調制器供給，以便運行第二鎖定環，同時，在第一斷開環的第一濾波器上保持 對應于第一頻率的第一電壓。采用這種第二數字調制信號，第二頻率被合成，其對應于所選 載波頻率加上數字調制幅值。由于加法由電壓控制振蕩器的加法器進行，第二濾波器上的 第二電壓表示相對于模擬調制幅值的二倍的差分信號。因此，將這種差分信號與在解耦合 模擬調制單元的輸入中提供的電壓乘以2相比較。信號的比較幅值由比較器進行均衡，比 較器作用在模擬調制單元上，以便對模擬調制輸出信號的幅值進行適應。
美國專利申請NO. 2005/0046488的使用兩點調制的頻率合成器的一個缺點在于， 在第一環和第二環之間存在同樣的增益。這需要在為這樣的合成器制造的集成電路中為具 有同樣大小的各個低通環形濾波器提供重要的位置。另一個缺點在于電壓控制振蕩器在輸 入中包含加法器，其允許將高頻路徑的貢獻與合成器的低頻路徑相加。對于振蕩器的第一 與第二控制電壓彼此獨立，但直接相加，因此，加法結果決定振蕩器的輸出頻率。這不允許 改變電壓控制振蕩器的兩個輸入的不同的靈敏度。另一個缺點在于其不是被直接校準的數 字_模擬轉換器，而是模擬調制單元，其使得將轉換器到合成器集成電路中的布置復雜化， 具有更為重要的電氣消耗，因為兩個單元總是在運行。校準必須進一步對于各個新選擇的 載波頻率進行，這是一個缺點。

發明內容
因此，本發明的目的在于提供一種用于頻率合成器的自校準方法，其能容易地對 與第一低頻鎖相環組合的數字_模擬轉換器所調制的數據的譜幅值水平進行均衡，同時， 克服現有技術的上述缺點。這必須防止在將被傳送的數據的高頻狀態轉換期間發生的失真 或通過低頻環的狀態轉換延遲，同時，通過減小一般電氣消耗，使得制造合成器的高頻通道 的某些電子部件的尺寸最小化。 本發明因此涉及用于上述頻率合成器的自校準方法，其中，自校準方法包含以下 步驟 A)在第一階段中，以合成器輸出上的確定的載波頻率，將第一低通鎖相環鎖定在 傳輸信道上，將第一命令字供到高頻通道的轉換器，其對應于確定的載波頻率，在第一基本 電壓水平上，產生電壓控制振蕩器的第二控制電壓信號， b)在第二階段中，斷開第一鎖相環，同時，對于電壓控制振蕩器的第一輸入，經由 第一環形濾波器，保持與確定的載波頻率對應的第一控制電壓信號，在等于載波頻率加最大調制頻率偏移的第一輸出頻率上，鎖定第二鎖相環，其包含連接在第一環的相位比較器 與電壓控制振蕩器的第二輸入之間的高頻通道中的第二低通環形濾波器，向數字模擬轉換 器供給表示第一輸出頻率的第二命令字。 C)在第三階段中，斷開第二鎖相環，同時，對于電壓控制振蕩器的第二輸入，經由 第二環形濾波器，保持與第一輸出頻率對應的第二控制電壓信號，將轉換器輸出電壓與存 儲在第二環形濾波器中的電壓進行比較，以便自動校準轉換器增益，使得轉換器輸出電壓 等于在第二電壓水平上存儲在第二濾波器中的電壓，第二電壓水平與第一基本電壓水平的 偏移限定了最大均衡化調制頻率偏移，以及 D)在調制階段，閉合第一鎖相環并將轉換器輸出連接到電壓控制振蕩器的第二輸 入，通過電壓控制振蕩器，使用在時間上供到校準的數字模擬轉換器和第一鎖相環的調制 器的一系列命令字，用于兩點數據調制。
自校準方法的特定步驟在從屬權利要求2到7中限定。 根據本發明的自校準方法的一個優點在于，通過比較運行中的第二鎖相環的高頻
通道中的第二環形濾波器的電壓與所述轉換器的輸出電壓，數字模擬轉換器可通過調節其
增益自動校準。這種轉換器增益在第一鎖相環的第一鎖相已經在確定的載波頻率傳輸信道
上進行且第一命令字已經被供到轉換器輸入以便與所述載波頻率對應后調節。 在第二環進行的第一高輸出調制頻率上的第二鎖相后，第二環在第三階段中斷
開。這保持近似恒定的校準電壓，而在第二環形濾波器中沒有任何波動。因此，高頻通道中
的電壓比較有利地在此第三階段中進行，基于對應于第一高輸出調制頻率在第二階段中一
般供到轉換器的第二命令字。對于第一鎖相環和高頻通道之間的同樣的調制頻率偏差，轉
換器輸出上的電壓偏差或偏移因此借助第二濾波器上恒定的校準電壓來校準。 有利的是，第四階段——其中，第二鎖相環閉合并鎖定在第二低輸出調制頻
率——后面是自校準方法的第五階段，其中，第二環被斷開，以便存儲第二濾波器的低校準
電壓。這允許數字模擬轉換器基于第二環形濾波器存儲的電壓的比較而得到校準。為了做
到這一點，第三命令字被供到轉換器，以便將所述轉換器的輸出電壓比較到第二環形濾波
器的電壓，從而重新調節轉換器增益。對于數據傳輸的頻率調制可有利地通過在載波頻率
周圍第一輸出頻率和第二輸出頻率之間的切換來進行。 有利的是，第二鎖相環包含第二濾波器，其具有關于第一鎖相環的第一濾波器的 小尺寸。這種小尺寸的第二濾波器允許向電壓控制振蕩器的第二輸入提供第二控制電壓， 第二輸入具有在大小上與振蕩器第一輸入的第一靈敏度相比低幾個數量級的第二靈敏度， 例如低100倍的數量級。故而數字模擬轉換器的整個校準運行以最小數量的電子部件進 行，這相對于與第一鎖相環有關的部件占據相對較為有限的位置。 有利的是，第一和/或第二鎖相環可具有差分結構，特別是電荷泵和環形濾波器。 由于差分結構，在第一和/或第二電荷泵的逐漸斷開過程中，可在第一和/或第二環形濾波 器存儲的電壓中避免某些誤差。 本發明的目的還在于提供一種使用兩點頻率調制的頻率合成器，其包含用于對由
與第一鎖相環組合的數字模擬轉換器調制的數據的譜幅值水平進行均衡的裝置。 本發明因此涉及一種用于實現自校準方法的頻率合成器，其包含-第一低頻鎖相環，其中存在基準振蕩器；連接到基準振蕩器的相位比較器；經
7由第一電荷泵連接到相位比較器的第一低通環形濾波器；電壓控制振蕩器，其經由第一低
頻環中的具有第一靈敏度的第一變抗器(varactor)的第一輸入連接，用于經由第一低通
濾波器接收第一控制電壓信號；多模式計數器-分頻器(multimode counter-divider)，其
受到調制器的控制，基于由電壓控制振蕩器產生的高頻信號對高頻輸出信號進行分頻，從
而供給分頻信號，用于在相位比較器中與基準振蕩器的基準信號進行比較，以及-高頻通道，其中，放置數字模擬轉換器，用于將第二控制電壓信號供到電壓控制
振蕩器的具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入，用于高頻數據調制，第二靈敏度在大
小上比第一靈敏度小幾個數量級，第二變抗器獨立于第一變抗器， 其中，頻率合成器包含高頻通道中的第二環形濾波器，其可經由第二電荷泵連接 在第一環的相位比較器和電壓控制振蕩器的第二輸入之間，以便形成用于數字模擬轉換器 校準操作的第二低頻鎖相環，并且，高頻通道包含電壓比較器，用于在第二鎖相環鎖定在確 定的輸出頻率上后比較直接來自數字模擬轉換器的輸出電壓與存儲在第二環形濾波器中 的電壓，以便自動調節數字模擬轉換器增益。 頻率合成器的有利的實施例在從屬權利要求9到15中定義。 在下面的說明書中，基于附圖所示的至少一個非限制性實施例，將更為明了使用 兩點頻率調制的頻率合成器的自校準方法以及用于實現所述方法的頻率合成器的目的、優 點和特征。


圖1以簡化的方式示出了根據本發明用于兩點頻率調制的頻率合成器的一個實 施例； 圖2a-2f示出了自校準方法的多個步驟，清晰地示出了對于根據本發明的方法的 各個步驟，圖1的使用兩點頻率調制的頻率合成器的運行中的多個元件；
圖3a與3b示出了通過兩點頻率合成器的第一低頻鎖相環以及通過高頻通道調制 的數據的傳遞或譜函數的圖；以及 圖4a到4c示出了當數字模擬轉換增益不是如圖4a與4b所示校準時具有信號失 真或延遲的隨時間的頻率調制。
具體實施例方式
在下面的說明書中，將會以簡化的方式介紹對本領域技術人員公知的使用兩點
(FSK)頻率調制的頻率合成器的所有部件。具體地示出了對實現用于對由頻率合成器調制
的數據的譜幅值水平進行均衡的自校準方法有貢獻的所有的頻率合成器元件。 圖1示出了使用兩點頻率調制的頻率合成器1的優選實施例。此頻率合成器可特
別用于在射頻信號中傳輸頻率調制的數據。頻率合成器可構成在接近2. 45GHz的頻帶內工
作的GFSK發送器的重要部分。此頻率合成器可用例如0. 18 ii m CMOS技術制造。 頻率合成器1主要包含第一低頻或低通鎖相環，以及連接到第一鎖相環的電壓控
制振蕩器VC0 IO的高頻通道。高頻通道包含數字模擬轉換器20以及用于如下所闡釋地
自動校準轉換器增益的裝置。頻率精度經由第一低頻鎖相環獲得，切換迅速度通過高頻通
道獲得。對于數據調制過程中的高頻狀態轉換，因此主要使用高頻通道，而對于低頻狀態轉
8換，使用更為精確的第一鎖相環。 第一低頻鎖相環首先包含基準振蕩器2，其可優選為石英振蕩器，用于向相位比較器3供給具有位于16與26MHz之間的頻率的基準信號。第一低通環形濾波器5被構成連接裝置的一部分的第一電荷泵4連接到相位比較器。兩條線將相位比較器3連接到第一電荷泵，以便將公知的高低數字信號供到第一電荷泵4。這種典型的電荷泵的極化電流可在3ii A左右。 VC0電壓控制振蕩器10可包含兩個并聯的專用變抗器，其彼此獨立。第一振蕩器變抗器具有第一高靈敏度輸入，第二振蕩器變抗器具有第二低靈敏度輸入。振蕩器輸出頻率f(V)為由第一變抗器產生的頻率fl(Vl)和第二變抗器產生的頻率f2(V2)的相加結果。電容性求和通過這兩個變抗器進行，不是傳統的輸入電壓求和。 電壓控制振蕩器因此被第一變抗器的第一高靈敏度輸入連接，例如第一鎖相環中的400MHz/V的大小的數量級。電壓控制振蕩器的第一輸入可經由第一環形濾波器5接收第一控制電壓信號KVC0。此環形濾波器可以為二階低通濾波器，如低通濾波單元5的三個電容器(例如20pF，200pF，10pF)和兩個電阻器(例如100k0hm， 16k0hm)的布置所示。第一環形濾波器的截止頻率可被選擇為100kHz，依賴于基準振蕩器2的頻率。
電壓控制振蕩器10能夠產生高頻信號，其頻率可接近5GHz。然而，來自發送器GFSK的調制數據的傳輸在接近2. 45GHz的傳輸信道載波頻率上進行。因此，電壓控制振蕩器10在第一鎖相環中繼以2分頻器(divider-by-two)8，以便供給包含用于傳輸的調制數據的高頻輸出信號Sout。 高頻輸出信號Sout被由調制器控制的多模式分頻器計數器9分頻，調制器例如為公知的sigma delta調制器11。 Sigma delta調制器可基于基本的三階1-1-1MASH結構建立。多模式分頻器計數器9向第一鎖相環的相位比較器3供給通過分數-N因子分頻的信號，用于與基準振蕩器2的基準信號的比較。 為了實現自校準方法，第一鎖相環也包含與第一環形濾波器5并聯的單位電壓跟隨器6，其輸入連接在第一電荷泵4的輸出和第一環形濾波器5之間。第一多工器7在第一輸入上接收來自單位電壓跟隨器6的電壓信號，并在第二輸入上接收來自第一環形濾波器5的電壓信號。第一多工器的輸出直接連接到電壓控制振蕩器10的第一輸入，以便供給第一控制電壓信號KVC0。第一控制電壓信號KVC0直接來自第一環形濾波器5，或直接來自電壓跟隨器，依賴于未示出的供到第一多工器的控制信號的狀態。 如將在下面闡釋的那樣，單位電壓跟隨器用在自校準方法中，特別是當第一電荷泵被關斷時。在這種情況下，電壓控制振蕩器10的變抗器失去某些電流，其被電壓跟隨器補償，故第一環形濾波器5的電壓保持恒定，供給第一控制電壓信號KVCO。然而，一旦校準操作已經結束，單位電壓跟隨器6必須斷開以便進行數據調制。 電壓跟隨器出于穩定性原因必須斷開，因為跟隨器的帶寬必須至少為第一環形濾波器的截止頻率——其為100kHz的數量級——的10倍。另外，單位電壓跟隨器6產生的噪音被轉換為相位噪音，其可能對于連接到第一控制電壓信號KVC0的電壓控制振蕩器10的寬增益成問題。 第一鎖相環可包含第一電荷泵4和電壓控制振蕩器10之間的差分結構(未示出)。此結構可用第一差分電荷泵、第一差分環形濾波器5和單位增益差分電壓跟隨器6構成。第一多工器7因此可將差分電壓跟隨器輸出或第一環形濾波器輸出連接到電壓控制振蕩器的第一差分輸入。在此差分結構中，第一差分環形濾波器的電容值有利地為第一不對稱環形濾波器的電容值的一半，這在集成中減小了其表面積。 由于來自第一差分電荷泵4的差分結構，第一低頻鎖相環因此從可能發生的任何干擾隔離。此干擾因此可被抵消，這可能是重要的，因為電壓控制振蕩器10的第一輸入上的高靈敏度(400MHz/V)。因此，所選傳輸信道的載波頻率經由第一鎖相環精確產生。
對于兩點頻率調制的頻率合成器1的高頻通道因此包含數字模擬轉換器。這種數字模擬轉換器20可以用開關電流源和有源(active)多電阻負載OTA實現。電流源例如可在自校準方法的第一階段中在接收類似0的命令字com的情況下被抵消。如果此字被限定為0，這使得轉換器能夠不受轉換器增益中的變化的影響。這可能是有利于所述轉換器的校準操作，其將在下面參照圖2a到2f介紹。 數字模擬轉換器的輸出電壓信號在低通濾波器25中濾波，其為能在轉換器時鐘頻率的n倍附近移除調制數據譜中的鏡像(image)頻率的反混淆現象(anti-aliasing)濾波器。這種時鐘頻率例如可以與基準信號頻率相同。低通濾波器25可由簡單的一階RC結構形成，因為第一濾波操作已經在數字模擬轉換器20中執行。 低通濾波器25濾波的信號可被作為第二控制電壓信號KCVOjiiod被提供給電壓控制振蕩器10的第二變抗器的第二輸入，第二變抗器獨立于第一變抗器。電壓控制振蕩器的第二輸出——其獨立于第一輸入——上的電壓靈敏度可以為4MHz/V的數量級，其為上面提到的第一輸入的靈敏度的100分之一。這允許數字模擬轉換器20以更大的幅值工作，同時，由于轉換器時鐘注入，具有較小的分路(spur)。 為了產生具有頻率偏差特性的平坦電壓，電壓控制振蕩器10的調制變抗器必須在其最大工作增益附近極化。對于4MHz/V裕度(margin)內的靈敏度，以電壓控制振蕩器10的頻率特性，4. 9GHz的+500kHz的最大偏差導致電壓的足夠的線性近似。在這種情況下，對于第二控制電壓信號KVC0jiiod，產生+500kHz的頻率偏差必需的最大正電壓偏差在125mV裕度內。 應當注意，使用電壓控制振蕩器的第二變抗器——其與第一鎖相環的第一變抗器相比具有小得多的靈敏度——最大化了將被實現的必需的電壓或頻率偏移。這因此也使比較器21的偏移影響——其可以為mV的數量級——最小化，并使數字模擬轉換器20的噪音最小化。這種偏差可甚至用數字模擬轉換器的雙校準來移除，以第三階段中的最大調制頻率偏移(Af)，以及第五校準階段中的最小調制頻率偏移(-Af)。 為了能夠自動校準數字模擬轉換器20的增益，高頻通道還包含校準裝置，其在轉換器自校準操作過程中被開通。校準裝置通過連接到相位比較器3的第二電荷泵14、第二低通環形濾波器15、用于將第二環形濾波器15的電壓與轉換器20的輸出電壓進行比較的電壓比較器21 、比較器輸出上的用于對轉換器增益進行適應的控制邏輯22構成。第二電荷泵14的典型極化電流可以在40iiA的范圍內。 第二環形濾波器15可以由與電阻器(例如400k0hm)和第二電容器(例如20pF)的第一電容器(例如lpF)構成。第二環形濾波器具有與第一環形濾波器的尺寸相比較低的尺寸，假定此第二濾波器為第二鎖相環的一部分，以便在電壓控制振蕩器的第二輸入上提供具有比第一輸入靈敏度低的靈敏度的控制電壓。此第二濾波器的截止頻率可以為77kHz
10的數量級。對于此電壓比較器，其偏差應當低，例如低于lmV，以便具有加到對應的頻率偏差的小誤差。另外，應當具有足夠高到不會拖慢數字模擬轉換器邏輯的校準階段的轉換速率(slew rate)。應當使用偏差補償開關電容器拓撲。 第二鎖相環也可包含第二電荷泵14與電壓控制振蕩器10之間的差分結構(未示出)。這種結構可用第二差分電荷泵以及第二差分環形濾波器15構成。當第二環被鎖定時，第二多工器17因此可將第二環形濾波器的輸出連接到電壓控制振蕩器的第二差分輸入。由于差分結構，因為PM0S晶體管的截止可能比NM0S晶體管的截止慢或快，在傳統的第二電荷泵的逐漸斷開過程中，這防止了第二環形濾波器中的電壓誤差。在這種差分結構中，第二差分環形濾波器的電容值有利地為第二不對稱環形濾波器的電容值的一半，其在集成過程中減小了其表面積。 采用第二電荷泵和第二環形濾波器的這種差分結構，為了保持不對稱結構的數字模擬轉換器20、控制邏輯22和比較器21，在第二環形濾波器和比較器21的輸入之間布置轉換裝置可能是有利的。這種轉換裝置(未示出)將第二濾波器的差分電壓轉換為絕對電壓，以便與數字模擬轉換器輸出電壓相比較。這種轉換裝置可以以傳統的方式經由放大器、被連接到放大器輸入和輸出的相同值的四個電阻器制造。也可在第二差分環形濾波器和連接到放大器輸入的電阻器之間提供兩個電壓跟隨器。 控制邏輯22可供給在5位上定義的增益。這可允許250kHz與750kHz最大偏差之間的所有可能的增益，其可導致8kHz的最大偏差誤差，同時，確保第二控制電壓信號KVCO_mod是線性的。這種決策算法可基于Newton方法。 對于轉換器自校準，第二環形濾波器15經由第二多工器17被連接到電壓控制振蕩器10的第二輸入。在這樣的情況下，沒有電壓信號在連接到第二多工器17的另一輸入的低通濾波器25作為第二控制電壓信號KVCOjiiod被傳送到電壓控制振蕩器10的第二輸入。在自校準操作過程中，第二低通鎖相環在第二電荷泵14開通、通過兩條線連接到相位比較器3、第二環形濾波器15連接到電壓控制振蕩器的第二輸入的情況下實現。這種第二鎖相環被制造，以便具有與第一鎖相環不同的動態。 第二電荷泵14因此為連接裝置的一部分，正如第一電荷泵4一樣。電荷泵的任意一個可在另一個被關斷時被開通，以便閉合或斷開一個鎖相環或另一個，如下面參照圖2a到2f所闡釋。 鎖定檢測器13也可提供，連接到兩個電荷泵4、14的兩個輸入線，以便檢測兩個開通鎖相環中的一個何時被鎖定到編程頻率。然而，出于幾個理由，使用這種類型的鎖定檢測器不是非常經常有用，特別是在所述自校準方法中。鎖定檢測器可能不能使用，因為其具有反應時間，在自校準方法中，在從一個階段切換到另一個時，反應時間可能是不希望的。其僅僅在大的頻率偏移被注意到的傳輸信道的大的變化過程中有用。 一旦第一鎖相環已經鎖定，相位偏移非常小，其也可能難以檢測。另外，這種類型的鎖相環的鎖定時間通常已知，特別是對于從一個傳輸信道到另一個閉合信道的轉移。因此，將(決定性(determinist))切換時間從一個校準階段固定到另一個可能是優選的。 通過將第二鎖相環鎖定到與加到或從希望的最大調制頻率偏差或偏移減去的所選載波頻率對應的頻率，可以在后來的階段中校準數字模擬轉換器。為了做到這一點，在第二鎖相環已經被鎖定到一個調制輸出頻率或另一個后，第二環逐漸被斷開，以便保持第二
11環形濾波器15的近似恒定的存儲電壓。第二濾波器的這一電壓于是由電壓比較器21與轉 換器的輸出電壓進行比較。轉換器輸出電壓依賴于供給轉換器輸入的命令字com,其表示例 如一個或其他的希望的調制輸出頻率。轉換器增益因此能由控制邏輯22進行適應，控制邏 輯22跟在比較器后面，以便使得轉換器輸出電壓等于在第二環形濾波器存儲的電壓。此增 益相對于基本轉換器輸出電壓作為命令字的函數地受到適應，命令字表示例如在合成器輸 出上的希望的載波頻率。 對于自校準方法，在將被合成的頻率的編程過程中，sigma-delta調制器11作為 數字模擬轉換器20接收命令字。為了做到這一點，第三多工器37在輸入上接收命令字com， 或發送器GFSK的接收模式中的頻率偏移32。此頻率偏移使得可以作為由發送器接收的射 頻信號的頻率的函數地對將被合成的頻率進行適應。 因此，在由模式Tx 33控制的調制模式中，這一第三多工器37將命令字com傳送 到加法器12。加法器進行關于來自頻率寄存器34的希望發送信道的頻率的字以及命令字 com的加法。 對于數字模擬轉換器20或sigma-delta調制器11的各個二進制命令字com優選 為4位字。各個二進制命令字通過多工器27供給，其被定義為調制多工器。 一般地，用于 轉換器校準操作的二進制命令字的4位被限定為在-8與+7之間，但為了關于0對稱，它 們僅僅從_7到+7選擇。在這種情況下，二進制字0——其表示對于發送信道選擇的載波 頻率——為1000。為了表示將被加到載波頻率的最大調制頻率偏差，二進制字Max為二進 制字1111。最后，為了表示將從載波頻率減去的最大調制頻率，二進制字Min為二進制字 0001。這種配置被限定為N-符號(N-signed)。 當調制多工器27由2位信號控制以便將二進制字0供到數字模擬轉換器20時， 基本轉換器輸出電壓不受對轉換器增益的變化的影響。然而，當命令調制多工器27供給二 進制字Max或二進制字Min以用于轉換器校準操作，校準轉換器增益具有對數字模擬轉換 器的輸出電壓水平的直接影響。通過在電壓比較器21中的電壓比較，這允許轉換器輸出電 壓偏差在表示載波頻率的輸出電壓與表示調制輸出頻率之一的輸出電壓之間受到調節。通 過這種方式，如下面參照圖2a到2f所闡釋，可以對第一鎖相環中以及高頻通道中的頻率偏 差進行均衡，以便避免數據調制過程中狀態轉換的失真。 當數字模擬轉換器增益受到自動校準時，可以將合成器引入數據調制模式。為了 做到這一點，調制多工器27受到控制，從而連接到以由來自基準振蕩器2的基準信號提供 的時鐘信號作為時鐘的高斯型數字濾波器30。高斯型濾波器對數據信號Tx 31進行整形， 以便提供一系列的二進制命令字，其能隨著時間以例如直到2MHz的頻率作為將被發送的 數據的函數改變狀態。因此，數字模擬轉換器必須快到足夠跟隨至少1M位/秒的調制位流 的最大速率，且其一直可到2M位/秒的最大值。 應當注意，由電壓控制振蕩器10產生的高頻信號頻率的值為2分頻器8的輸出上 的高頻輸出信號Sout的頻率的兩倍，其包含頻率調制數據。因此，必須提供對最大調制頻 率偏差或偏移A f以及載波頻率f0的加倍，以便在高頻輸出信號Sout上獲得希望的頻率。 在輸出信號Sout中，所選擇發送信道的載波頻率可具有接近于2. 45GHz的值，頻率調制的 數據以至少lMHz的頻率在此載波頻率附近。 在校準操作之前，當高頻通道的調制頻率偏差不同于第一鎖相環的調制頻率偏差
12時，這導致頻率合成器的輸出信號的某些偏差或開關延遲。為了獲得合成器調制帶寬的整
個頻率范圍上的調制過程中的幾乎恒定的頻率偏差，數字模擬轉換器必須被校準。 為了表示未校準的頻率合成器的高頻通道和第一鎖相環之間的頻率偏差偏移，參
照調制數據譜的圖3a和3b。圖3a和3b示出了第一鎖相環的第一傳遞函數Hl以及高頻通
道的第二傳遞函數H2。例如，這些傳遞函數可用對于除以輸入信號的頻率偏差的dB表達。
兩個傳遞函數的幅值必須被均衡化，以便校準高頻通道和第一鎖相環。 如陰影線部分可見，第一傳遞函數&覆蓋低頻調制帶寬(BWpJ，其中，第一環形
濾波器具有例如100kHz的數量級的截止頻率。但是，第二傳遞函數^覆蓋可能超過由
fm(lMHz)定義的最大調制頻率的帶寬，頻率合成器必須被校準為具有直到至少lMHz的調制
帶寬(BWm。d)。 第一傳遞函數&的最大幅值被示為小于第二傳遞函數H2的最大幅值。幅值偏移 AH必須被校正，以便獲得整個恒定調制帶寬BWm。d上的最大幅值。電壓控制振蕩器疊加兩 個傳遞函數，并進行兩個函數的加法，如圖3b所示。 圖4a到4c也示出了相對于所選載波頻率的隨時間的頻率變化圖，對應于來自校 準或未校準的頻率合成器的輸出信號S。UT中的數據調制。通過電壓控制振蕩器，數據調制 由第一鎖相環和高頻通道合并。 通過將載波頻率f0與最大調制頻率偏差或偏移A f相加，其給出f0+ A f ， " 1"調 制狀態在輸出信號S。UT中定義。此"l"狀態可通過命令字給出，其對應于到數字模擬轉換 器以及到sigma-delta調制器的字Max。 通過從載波頻率f0中減去最大調制頻率偏差或偏移Af，其給出fO-Af，"0"調 制狀態在輸出信號S。UT中定義。此"O"狀態可通過命令字給出，其對應于到數字模擬轉換 器和到sigma-delta調制器的字Min。 如果第二傳遞函數的最大幅值大于第一傳遞函數的最大幅值，如圖3a與3b所示， 高頻轉換相對于低頻轉換得到強調，如圖4a所示。因此，在數字模擬轉換器中存在太大的 增益。最大調制狀態改變頻率被限定為1/Tc。 相反，如果第一鎖相環的最大幅值大于高頻通道的最大幅值，狀態轉換如圖4b所 示相對較慢。因此，在數據模擬轉換器中不存在足夠的增益。 —旦數字模擬轉換器的增益已經如下面參照圖2a到2f所闡釋被校準，如圖4c所 示，在整個調制帶寬上的輸出信號中看不到失真或切換延遲。 當然，代替圖4a到4c的是，還可以顯示出眼睛形狀的(eye-sh即ed)圖，以便顯示 第一環和具有數字模擬轉換器的高頻通道之間的未調制的狀態。如果調制被執行，將會顯 示眼睛的口徑(即erture)的最大化，而根據圖4a或4b的未調制將顯示沿圖的一個軸線或 其他的平坦眼睛形狀。 參照圖2a到2f，頻率合成器1的自校準方法的所有階段或步驟被示出，以便均衡 由與第一低頻鎖相環結合的數字模擬轉換器20調制的數據的譜幅值水平。應當注意，在這 些圖的每一個中，靜止或關斷的合成器的多個部分以虛線示出。因此，易于理解用于自動校 準數字模擬轉換器的多個階段，一直到實際數據調制階段。由于頻率合成器l的所有的元 素已經參照圖1介紹，不再更為具體地闡釋它們。 圖2a示出了用于頻率合成器1的自校準方法的第一階段或步驟。在這種第一階
13段中，第一鎖相環已經被鎖定到被選擇的發送信道的載波頻率f。。 調制多工器27受到控制，以便提供表示載波頻率f。的二進制命令字0。此二進制 字0被供給數字模擬轉換器20，以及經由多工器37和加法器12被供給sigma-delta調制 器11。 Sigma-delta調制器還接收來自頻率寄存器34的頻率字，以便能夠限定將由第一鎖 相環合成的載波頻率fo。 在此第一階段中，第一電荷泵4被開通，而第二電荷泵14被斷開。另外，第一多工 器7被控制，使得其將單位電壓跟隨器6的輸出連接到電壓控制振蕩器的主變抗器的第一 輸入。通過這種方式，存儲在第一環形濾波器5中的電壓通過電壓跟隨器6被發送，以便供 給第一控制電壓信號KVC0。 第二多工器17被控制，使得其將低通反混淆現象濾波器25的輸出連接到電壓控 制振蕩器10的第二調制輸入。數字模擬轉換器20因此通過低通濾波器和第二多工器17 供給等級依賴于命令字com的第二控制電壓信號，其在這種情況下為二進制字0。采用此二 進制字0，所述轉換器的第一基本輸出電壓的等級不隨所述轉換器的增益的變化而變化。
作為提醒，假定第一鎖相環的低截止頻率，例如以1或2M位/秒的數據頻率調制 不能由第一低頻環進行。這也由于基準振蕩器的基準頻率在16與26MHz之間，且可能有必 要具有150MHz的數量級的頻率，以便具有足夠快的環。但是，以150MHz的基準頻率，不可 能降低頻率合成器的電力消耗，然而，可能需要消耗降低。 如果截止頻率在此低頻鎖相環中被設置為足夠低，這主要因為必須被移除的 sigma-delta調制器產生的噪音。然而，用100kHz的數量級的截止頻率，頻率合成器近似為 比16MHz的基準頻率慢九倍。 如果希望在輸出信號Sout上以1MHz的頻率調制頻率數據，在第一電荷泵之后，帶 寬必須增大到lMHz。用具有這樣的低頻的石英振蕩器，不能期望低頻環的這種迅速性。對于 高頻轉換，高頻通道因此也用于電壓控制振蕩器。對于頻率調制的頻率差受到第一鎖相環 的控制，其中，小的電壓偏差導致大的頻率差。數字模擬轉換器必須因此給出精確的增益， 以便對在第一環中以及由高頻通道調制的數據的譜幅值水平進行均衡，其將在下面特別參 照圖2b到2e介紹。 由于經由數字模擬轉換器的高頻通道，所述轉換器將能夠將高狀態轉換注入與更 為精確的第一低頻環結合的頻率調制。如果存在從一個狀態到另一個狀態的調制數據的快 速轉換，通過數字模擬轉換器，如果其如所希望地被校準的話，不存在在輸出信號中觀測到 的失真或延遲。 鎖定檢測器13的鎖定檢測可確定第一鎖相環被鎖定到所選載波頻率的瞬間。一 旦檢測到，其可被轉移到圖2b所示的自校準方法的第二階段。然而，如先前介紹的那樣，這 種類型的鎖相環的鎖定時間一般是已知的，且其可被設置或編程以便自動從自校準方法的 第一階段轉移到第二階段。 圖2b示出了頻率合成器l的自校準方法的第二階段或步驟。在此第二階段中，第 一電荷泵4必須斷開，以便斷開第一鎖相環，而第二電荷泵14必須被開通，以便構成具有第 二環形濾波器15的第二鎖相環。在此第二階段中，比較器21和控制邏輯22可被斷開。
在該方法的第二階段中，必須小心不是突然將第一電荷泵4斷開，因為輕微恒定 的電壓誤差可能仍保持存儲在第一環形濾波器5中，其可能導致數字模擬轉換器的后來的校準誤差。因此，優選為逐漸關斷第一電荷泵，以便避免這樣的誤差。需要大概60個周期來關斷電荷泵。因此，第一鎖相環的帶寬被漸進且連續地減小到OHz，處在類似靜態的過程中。 在此第二階段中，表示所選擇的載波頻率的存儲在第一環形濾波器5中的電壓經由單位電壓跟隨器6和第一多工器7作為第一控制電壓信號KVCO被傳送到電壓控制振蕩器的第一輸入。這一存儲的電壓表示第一控制電壓信號KVCO。如先前所示的，電壓跟隨器可補償電壓控制振蕩器中的電流損失，以便保持第一環形濾波器5的恒定電壓。
第二多工器17受到控制，以便將第二環形濾波器15連接到電壓控制振蕩器的第二輸入，從而使第二鎖相環閉合。第二鎖相環必須在第一合成器輸出頻率f。+Af在第二階段中被鎖定，其必須對應于載波頻率f。與最大調制頻率偏差或偏移Af的相加。第二環路鎖定操作的持續時間可以為40iis的數量級。為了做到這一點，調制多工器27必須被控制，以便將二進制字Max供給在第二階段中被保持為空閑的數字模擬轉換器20，特別是sigmadelta調制器11。 存儲在第二環形濾波器15中的電壓作為第三控制電壓信號被供到電壓控制振蕩器10的第二輸入，其處于第二電壓水平。第二濾波器15中存儲的此電壓將會使得數字模擬轉換器20在第三階段中被自動校準。 圖2c示出了頻率合成器l的自校準方法的第三階段或步驟。在此第三階段中，第一電荷泵4保持斷開，第二電荷泵14斷開，同時，保持存儲在第二環形濾波器15中的校準電壓。第二環形濾波器中的此校準電壓在整個轉換器校準步驟中保持基本恒定，即使低的泄漏電流可與電壓控制振蕩器10的第二輸入結合觀察到。校準階段可以在4ii s左右，其是第二環的鎖定持續時間的十分之一。 在第三階段中，比較器21、控制邏輯22、數字模擬轉換器運行。因此，運行電壓比較器21將轉換器20的輸出電壓——其具有接收的二進制字Max——與存儲在第二環形濾波器15中的電壓進行比較。電壓比較器21在控制邏輯22上運行。控制邏輯供給二進制字增益，其對轉換器增益進行校準，一直到轉換器20的輸出電壓等于在第二電壓等級上存儲在第二環形濾波器15中的電壓。 在數字模擬轉換器校準操作過程中，由于改變所述轉換器的增益的二進制字增益的變化，在轉換器輸出中觀察到幾個電壓跳變。在對于轉換器20獲得未計數的(discounted)增益之前，可能存在經由比較器21和控制邏輯22進行的例如5個測量。二分匹配(dichotomy matching)算法可用于此。 在數字模擬轉換器20的輸出上，第一 電壓水平與第二電壓水平之間的電壓偏差或偏移表示相對于第一鎖相環將要校準的最大調制頻率偏差或偏移A f。
圖2d示出了對于頻率合成器1的自校準方法的第四階段或步驟。此第四階段不是對于校準頻率合成器嚴格必需的。然而，第四階段允許頻率合成器更好地線性化。在這種第四階段中，比較器21和控制邏輯22也可斷開。 在第四階段中，第一電荷泵4保持斷開，保持第一鎖相環開路，而第二電荷泵14被重新開通，以便與第二環形濾波器15構成第二鎖相環。此第二鎖相環此時必須被鎖定在第二合成器輸出頻率f。_ A f ，其必須對應于從載波頻率f。中減去最大調制頻率偏差或偏移Af。為了做到這一點，調制多工器27必須被控制，以便將二進制字Min供到在此第四階段中保持為空閑的數字模擬轉換器20，特別是到sigma delta調制器11。因此，存儲在第二環形濾波器15中的新電壓此時在第三電壓水平。 圖2e顯示出頻率合成器l的自校準方法的第五階段。在此第五階段中，第一電荷泵4保持斷開，第二電荷泵14重新斷開，同時，將存儲在第二環形濾波器15中的新校準電壓保持在第三電壓水平。在整個轉換器校準步驟中，第二環形濾波器中的校準電壓保持為近似恒定，即使低的泄漏電流可與電壓控制振蕩器10的第二輸入結合觀察到。
在此第五階段中，比較器21、控制邏輯22和數字模擬轉換器運行。因此，電壓比較器21將存儲在第二環形濾波器15中的電壓與其已經接收到二進制字Min的數字模擬轉換器20的輸出電壓進行比較。電壓比較器21的輸出在控制邏輯22上運行，以便對轉換器20的增益進行適應，使得轉換器輸出電壓和存儲在第二環形濾波器15中的電壓相同。這種新的轉換器增益匹配能移除頻率合成器中的某些非線性缺陷。 最后，圖2f顯示出所述頻率合成器一旦已經校準時對于頻率合成器1的自校準方法末尾的調制階段。 在此調制階段中，第二電荷泵14斷開，第一電荷泵4重新開通。然而，在此調制階段中，單位電壓跟隨器6必須斷開。因此，第一多工器7受到控制，以便直接將第一環形濾波器5連接到電壓控制振蕩器10的第一輸入。 在高頻通道之后，第二多工器17受到控制，以便將反折疊效應(anti-folding)低通濾波器25直接連接到電壓控制振蕩器10的第二輸入。第二控制電壓信號KVC0jiiod可由數字模擬轉換器20提供。 調制多工器27此時受到控制，以便基于將在高頻輸出信號S。UT中受到調制的數據Tx 31在輸出上供給來自高斯型數字濾波器30的一系列命令字。此一系列的命令字經由多工器37和加法器12被提供給sigma delta調制器11和轉換器20 二者。由于轉換器20的增益被校準，高頻通道與第一鎖相環的組合使得高頻信號在沒有任何失真或數字調制切換延遲的情況下被獲得。 由已經給出的介紹，在不脫離權利要求限定的本發明的范圍的情況下，本領域技術人員可以想到合成器自校準方法和用于實現所述方法的合成器的幾種變型。在連接裝置中，電荷泵可用開關代替，但電荷泵結構與開關結構相比相對較為簡單和迅速。電壓控制振蕩器的兩個輸入上的靈敏度可被改變。可能存在將被校準和連接到電壓控制振蕩器的第二輸入的兩個或兩個以上的數字模擬轉換器。基準振蕩器頻率可被改變或適應。最后，電壓控制振蕩器可在輸出上產生相位相反的兩個高頻信號。
權利要求
用于可進行數據傳輸的兩點頻率調制的頻率合成器(1)的自校準方法，頻率合成器包含-第一低頻鎖相環，其中具有基準振蕩器(2)；連接到基準振蕩器的相位比較器(3)；第一低通環形濾波器(5)；電壓控制振蕩器(10)，其經由第一低頻環中具有第一靈敏度的第一變抗器的第一輸入連接，用于經由第一低通濾波器接收第一控制電壓信號(KVCO)；多模式計數器-分頻器(9)，其由調制器(11)控制，以便基于由電壓控制振蕩器產生的高頻信號對高頻輸出信號(SOUT)進行分頻，從而供給分頻信號，用于在相位比較器中與基準振蕩器的基準信號進行比較，以及-高頻通道，其中具有數字模擬轉換器(20)，其用于向電壓控制振蕩器(10)的具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入供給第二控制電壓信號(KVCO mod)，用于高頻數據調制，第二靈敏度在大小上比第一靈敏度小幾個數量級，第二變抗器獨立于第一變抗器，自校準方法的特征在于包含以下步驟a)在第一階段中，以合成器輸出上的確定的載波頻率(f0)，將第一低通鎖相環鎖定在傳輸信道上，并且，將第一命令字(0，com)供到高頻通道中的轉換器，其對應于確定的載波頻率，在第一基本電壓水平上，產生電壓控制振蕩器的第二控制電壓信號，b)在第二階段中，斷開第一鎖相環，同時，經由第一環形濾波器，對于電壓控制振蕩器的第一輸入，保持與確定的載波頻率對應的第一控制電壓信號，在等于載波頻率加最大調制頻率偏移的第一輸出頻率(f0+Δf)上，鎖定第二鎖相環，其包含連接在第一環的相位比較器(3)與電壓控制振蕩器的第二輸入之間的高頻通道中的第二低通環形濾波器(15)，向數字模擬轉換器供給表示第一輸出頻率(f0+Δf)的第二命令字(Max，com)，c)在第三階段中，斷開第二鎖相環，同時，經由第二環形濾波器，對于電壓控制振蕩器的第二輸入，保持與第一輸出頻率(f0+Δf)對應的第二控制電壓信號，將轉換器輸出電壓與存儲在第二環形濾波器中的電壓進行比較，以便自動校準轉換器增益，使得轉換器輸出電壓等于在第二電壓水平上存儲在第二濾波器中的電壓，第二電壓水平與第一基本電壓水平的偏移限定了最大均衡化調制頻率偏移，以及d)在調制階段，閉合第一鎖相環并將轉換器輸出連接到電壓控制振蕩器的第二輸入，通過電壓控制振蕩器，使用在時間上供到校準的數字模擬轉換器和第一鎖相環的調制器的一系列命令字(30，31)，用于兩點數據調制。
2. 根據權利要求1的自校準方法，其特征在于，在步驟c)與步驟d)之間，其包含以下 步驟-在第四階段中，閉合并將第二鎖相環鎖定在第二輸出頻率(f。-Af)上，其為從載波頻 率中減去最大調制頻率偏差的結果，將第三命令字(Min， com)供給數字模擬轉換器(20)， 表示第二輸出頻率，以及-在第五階段中，斷開第二鎖相環，同時，經由第二環形濾波器，對于電壓控制振蕩器的 第二輸入，保持與第二輸出頻率(f。-Af)對應的第二控制電壓信號，將轉換器輸出電壓與 存儲在第二環形濾波器中的電壓進行比較，以便自動校準轉換器增益，使得轉換器輸出電 壓等于在第三電壓水平上在第二濾波器中存儲的電壓，第三電壓水平與第一基本電壓水平 的偏移限定了最大均衡化調制頻率偏移。
3. 根據權利要求1的自校準方法，其中，第一鎖相環包含相位比較器(3)與第一環形濾波器(5)之間的第一電荷泵(4)，第二鎖相環包含相位比較器(3)與第二環形濾波器(15) 之間的第二電荷泵(14)，其特征在于，第一鎖相環經由第一電荷泵被斷開或閉合，第二鎖相 環經由第二電荷泵被斷開或閉合，在斷開階段，第一電荷泵和/或第二電荷泵被逐漸斷開， 特別是在60周期之后，其中，第一和/或第二鎖相環的帶寬逐漸且連續減小到0Hz，以便以 良好限定的水平保持第一濾波器和/或第二濾波器中的恒定電壓。
4. 根據權利要求l的自校準方法，其特征在于，第一到第五階段中，第一控制電壓信號 由在輸入上連接到第一環形濾波器的單位電壓跟隨器(6)供給，以便補償電壓控制振蕩器 的第一變抗器中的泄漏電流。
5. 根據權利要求4的自校準方法，其中，第一多工器(7)被布置在電壓控制振蕩器 (10)的第一輸入與單位電壓跟隨器(6)及第一環形濾波器(5)的輸出之間，其特征在于，在 第一到第五階段中，第一多工器(7)受到控制，以便將電壓跟隨器連接到電壓控制振蕩器 的第一輸入，而在調制階段，第一多工器受到控制，以便將第一低通濾波器連接到電壓控制 振蕩器的第一輸入。
6. 根據權利要求l的自校準方法，其中，第二多工器(17)被布置在電壓控制振蕩器的 第二輸入與連接到數字模擬轉換器(20)的低通反混淆現象濾波器(25)及第二環形濾波器 (15)的輸出之間，其特征在于，在第一階段和調制階段中，第二多工器(17)受到控制以將 電壓控制振蕩器的第二輸入連接到反混淆現象濾波器(25)，以便直接供給來自數字模擬轉 換器(20)輸出的第二控制電壓信號，且在第二到第五階段中，第二多工器受到控制，以便 將電壓控制振蕩器的第二輸入連接到第二環形濾波器，從而接收第三控制電壓信號。
7. 根據權利要求1的自校準方法，其特征在于，在合成器運行模式中，在各個編程運行 時間段結束時，或一旦合成器被開通時，進行數字模擬轉換器校準步驟，在輸出上連接到比 較器(21)的控制邏輯(22)通過例如5位字等的二進制字來對轉換器增益進行適應。
8. 用于實現根據權利要求1的自校準方法的頻率合成器(l)，頻率合成器能夠進行數 據傳輸的兩點頻率調制，所述頻率合成器包含-第一低頻鎖相環，其中具有基準振蕩器(2);連接到基準振蕩器的相位比較器(3); 經由第一電荷泵(5)連接到相位比較器的第一低通環形濾波器(5);電壓控制振蕩器(10)，其經由第一低頻環中具有第一靈敏度的第一變抗器的第一輸入連接，用于經由第一低通濾波器接收第一控制電壓信號(KVC0);多模式計數器-分頻器(9)，其由調制器(11)控制，以 便基于由電壓控制振蕩器產生的高頻信號對高頻輸出信號(S。UT)進行分頻，從而供給分頻 信號，用于在相位比較器中與基準振蕩器的基準信號進行比較，以及-高頻通道，其中具有數字模擬轉換器(20)，其用于向電壓控制振蕩器(10)中具有第二靈敏度的第二變抗器的第二輸入供給第二控制電壓信號(KVC0 mod)，用于高頻數據調 制，第二靈敏度在大小上比第一靈敏度小幾個數量級，第二變抗器獨立于第一變抗器，頻率合成器的特征在于包含高頻通道中的第二環形濾波器(15)，其可經由第二電荷泵 (14)連接在第一環的相位比較器(3)與電壓控制振蕩器(10)的第二輸入之間，以便形成第 二低頻鎖相環，用于數字模擬轉換器校準運行，并且，高頻通道包含電壓比較器(21)，在第 二鎖相環鎖定在確定的輸出頻率上之后，電壓比較器(21)用于將直接來自數字模擬轉換 器(20)的輸出電壓與存儲在第二環形濾波器中的電壓進行比較，以便自動調節數字模擬 轉換器增益。
9. 根據權利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含高頻通道中的控制邏輯(22)，用 于接收來自電壓比較器(21)的輸出信號，以便供給用于調節數字模擬轉換器(20)增益的 二進制字，其中，二進制字可以為5位的字。
10. 根據權利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含第一鎖相環中的單位電壓跟隨 器(6)，其一個輸入被連接到第一環形濾波器的一個輸入，電壓跟隨器的一個輸出可被連接 到電壓控制振蕩器的第一輸入，所述單位電壓跟隨器被提供為補償電壓控制振蕩器變抗器 中的任何電流泄漏。
11. 根據權利要求10的頻率合成器(l)，其特征在于包含布置在電壓控制振蕩器(10) 的第一輸入與單位電壓跟隨器(6)以及第一環形濾波器(5)的輸出之間的第一多工器(7)， 第一多工器被控制，以便將電壓跟隨器或第一環形濾波器連接到電壓控制振蕩器的第一輸 入。
12. 根據權利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于包含布置在電壓控制振蕩器(10) 的第二輸入與連接到數字模擬轉換器(20)的低通反混淆現象濾波器(25)以及第二環形濾 波器(15)的一個輸出之間的第二多工器(17)，第二輸入的第二靈敏度是第一輸入的第一 靈敏度的100分之一的數量級，特別是大約4MHz/V，第二多工器受到控制，以便將反混淆現 象濾波器或第二環形濾波器連接到電壓控制振蕩器的第二輸入。
13. 根據權利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于，第一鎖相環包含由第一差分電荷 泵、第一差分環形濾波器和差分電壓跟隨器構成的差分結構，用于將差分電壓跟隨器的輸 出或第一環形濾波器的輸出連接到電壓控制振蕩器的第一差分輸入。
14. 根據權利要求8的頻率合成器(l)，其特征在于，第二鎖相環包含由第二差分電荷 泵和第二差分環形濾波器構成的差分結構，其中，當第二鎖相環閉合時，第二環形濾波器的 輸出用于到電壓控制振蕩器的第二差分輸入的連接。
15. 根據權利要求8的頻率合成器，其特征在于包含將至少一個調制頻率命令字供給 數字模擬轉換器(20)以及sigma delta轉換器的調制多工器(27)，用于控制第一或第二鎖 相環的多模式計數器-分頻器，并且，數字模擬轉換器(20)由開關電流源和有源多電阻負 載0TA形成。
全文摘要
本發明涉及使用兩點FSK調制的頻率合成器的自校準方法。用于實現自校準方法的頻率合成器(1)包含第一鎖相環和高頻通道，高頻通道包含由該方法校準的數字模擬轉換器(20)，其連接到電壓控制振蕩器的第二輸入。第一鎖相環包含基準振蕩器(2)、相位比較器(3)、第一電荷泵(4)、第一環形濾波器(5)、由第一環中的第一輸入連接的電壓控制振蕩器(10)、由調制器(11)控制并連接到相位比較器的多模式分頻器計數器(9)。對于校準操作，頻率合成器包含連接到相位比較器(3)的第二電荷泵(14)以及高頻通道中的第二環形濾波器(15)。當第二電荷泵被開通時，其與連接到電壓控制振蕩器的第二濾波器形成第二鎖相環。為了對轉換器增益進行校準，在斷開先前被鎖定在確定的輸出頻率上的第二鎖相環的第二電荷泵之后，電壓比較器(21)將數字模擬轉換器(20)的輸出電壓與存儲在第二環形濾波器中的電壓進行比較。
文檔編號H03C3/09GK101777873SQ200910175688
公開日2010年7月14日 申請日期2009年9月29日 優先權日2008年10月3日
發明者A·卡薩格蘭德 申請人:斯沃奇集團研究和開發有限公司