模數轉換器的制作方法

專利名稱：模數轉換器的制作方法
技術領域：
本發明通常涉及^t擬信號到數字信號的轉換，更具體地說涉及對圖像傳感器發出的信號的轉換。
背景技術：
才莫數轉換器用在圖像傳感器之中，以便將表示由光電二極管所感測的光線強度的模擬信號轉換成要在數字電路中進行存儲和處理的數字信號。以數字形式存儲的信息的精度不僅取決于模擬電路的精度，而且取決于這個模擬信號被轉換成的二進制位數。然而，轉換器的二進制位數越大，所述轉換器占用的空間就越大、或者轉換時間就越長、或者二者皆有。
兩類噪聲很可能影響到轉換器的信噪比。對于低電平信號來說，與獲取電路有關、且與信號電平無關的所謂的讀噪聲起主要作用。這個噪聲的電平決定了最低有效位的模擬當量。與信號有關的噪聲也加入其中。被稱作是散粒噪聲的這一噪聲與傳感器收到的電子數的平方根成比例。
在圖像傳感器中，轉換器通常被分配到傳感器的每一像素列，以及對相同行的像素同時進行轉換。因此，當轉換二進制位的數目增大時，產生的結果增大要乘以列數，處理時間增大要乘以行數。
在模擬信號側， 一旦讀噪聲變為小于散粒噪聲，那么信噪比等于N/如，其中，N表示傳感器所接收到的電子數。
已經給出，通過改變斜坡轉換器的斜坡斜率將圖像傳感器中的散粒噪聲考慮在內。這相當于，與低電平信號相比，對高電平信號設定粗糙分辯率。實際上，在測量周期之內，斜坡斜率隨時間而增大。這種方法在M.F.Snoeij等人(Delft技術大學)于2005年6月發表的文章"A Low-PowerColumn-Parallel 12-bit ADC for CMOS Imagers"中進行了描述。對于給定體積而言，可變斜坡的方法沒有增大由轉換器提供的二進制位的數目，但它的優點在于及時降低了量化電平數。此外，轉換比較器的響應時間取決于斜坡斜率。因而，可變斜坡可能產生量化誤差。
需要能夠增大才莫數轉換器的分辯率而不必增加其復雜性或處理時間。
例如，越來越希望由圖像傳感器提供的數字信號從10位過渡到12位。

發明內容
對于，本發明目的是克服其中噪聲取決于信號幅值的應用中已知模數轉換器的全部或部分缺點。本發明的優點之一是增大了模數轉換器的位數、但不會過度地增加其復雜性或其處理時間。另一個優點是尤其適合于圖像傳感器的解決方案。
為實現全部或部分的這些優點及其他優點，本發明提供了 一種對n位模擬信號進行模數轉換的方法，其包括將模擬信號的幅值與閾值進行比較，所述閾值表示全幅(foil-scale)模擬信號的幅值除以2k,其中，k是小于n的整數；如果比較步驟的結果顯示輸入信號的幅值大于閾值，則執行對n-k位模擬信號的模數轉換以得到n位二進制字的n-k個最高有效位，否則，得到該二進制字的n-k個最低有效位。
根據另一實施例，n-k位的模數轉換采取等于Vref/2""部的值為全幅值，因此，在n-k上轉換的量化電平為Vre^2(n-k'R)，其中，如果模擬信號的幅值小于或等于閾值，那么R表示取值為0的二進制變量，否則表示取值為1的二進制變量；n位二進制字通過將n-k位的所述轉換的結果乘以2(kw'而形成。
根據另一實施例，如果輸入信號幅值大于閾值，則n位二進制字的k個最低有效位是隨機獲得的。
根據又一個實施例，本發明還提供了 一種針對n位模擬信號的模數轉換器，其包括比較元件，用于將模擬信號的幅值與閾值進行比較，所述閾值表示全幅(full-scale)模擬信號的幅值除以2k,其中，k是小于n的整數；以及，模數轉換元件，如果比較步驟的結果顯示輸入信號的幅值大
5于閾值，則其用于執行對n-k位模擬信號的模數轉換以得到n位二進制字的n-k個最高有效位，否則，得到該二進制字的n-k個最低有效位。
根據另一個實施例，所述轉換器進一步包括存儲元件，用于存儲由比較元件提供的二進制數據R，如果模擬信號的幅值大于閾值，則R等于1;以及至少一個第一數字元件，其能夠通過將n-k位轉換的元件的輸出端所獲得的值乘以2"R以形成n位二進制字，n-k位轉換的模數元件的全幅被調整為Vref/2("R)。
根據另一實施例，所述轉換器進一步包括第二數字元件，在二進制數據R為1的情況下，能夠將由第一數字元件提供的n位二進數加上隨機數，第二數字元件的輸出端構成了轉換器的輸出端。
根據該轉換器的另一個方面，轉換元件為采用兩個不同斜坡的斜坡轉換器，其中它們的斜率的比值為2k,該轉換器進一步包括根據二進制數據R值將比較元件連接到兩個斜坡中之一的元件。
根據該轉換器的另一個方面，轉換元件遵循連續近似，比較和轉換元件由同一個比較器構成，以及轉換器進一步包括用于根據二進制數據R值來選擇全幅值的元件。
根據轉換器的另一個方面，轉換元件是流水線型的，在轉換元件的上游，轉換器更進一步包括具有根據二進制數據R的值來選擇的增益的級(stage)。
本發明還提供了一種圖像傳感器，其包括像素陣列，每個像素陣列包括至少一個用于存儲亮度數據的元件；至少一個模數轉換器；以及至少一個存儲元件。
本發明還提供了一種電子系統，其具有至少一個能夠提供要轉換為數字信號的模擬信號的電路；至少一個^f莫數轉換器；以及至少一個能夠利用該數字信號的電路。
根據本發明的又 一個實施例，提供了 一種對n位模擬信號的模數轉換，該轉換包括閾值確定電路，其用于產生閾值，所述閾值表示全幅模擬信號的幅值(Vref)除以2k，其中，k是小于n的整數；比較器，其將才莫擬信號的幅值與閾值進行比較；以及耦合于該比較器的轉換電路，其產生n-k
6位模擬信號的轉換信號，并且，當比較器輸出表示模擬信號輸入幅值大于
閾值的比較信號時，輸出n位二進制字的最高幾位，否則輸出二進制字的最低幾位。


本發明的上述特點以及優點將結合附圖在以下特定實施例的非限制性
描迷中進行詳細iJL明，其中
圖1是本發明中所應用類型的圖像傳感器的簡圖的一個例子；
圖2示出了模擬輸出電壓對圖像傳感器的像素中的光強、以及噪聲電
平(散粒噪聲和讀噪聲)和信噪比的特性；
圖3舉例說明根據本發明所構成的模數轉換器的實施例；
圖4舉例說明了根據本發明的應用由圖像傳感器的像素所提供的模擬
電壓對光強的特性；
圖5以框圖的形式示出了根據本發明而形成的模數轉換器結構的實施
例；
圖6A到6F舉例說明了圖5的結構的操作；圖7是根據本發明而形成的連續近似模數轉換器的實施例的框圖；圖8是如圖7所示的逐漸近似轉換器的實施例的更加詳細的框圖；圖9示出了根據本發明而形成的流水線型4莫數轉換器的實施例。
具體實施例方式
為清楚地目的，將僅對那些對于本發明的理解有用的步驟和元件進行演示和描述。特別是，沒有詳述獲取模擬信號的機構，尤其是圖像傳感器，本發明適合任何常見的獲取方式。此外，也沒有詳述對由轉換器提供的數字信號進行何種使用，本發明在此適合于任何當前的應用。在不同附圖中，用相同的參考數字標明了相同的元件。
本發明將相對于圖像傳感器的應用實例進行更加詳細的說明。然而，其通常更適用于其中可能出現類似問題的任何才莫數轉換，尤其是其中噪聲電平隨有用信號的幅值而改變的情況下的模數轉換。例如，本發明還適用
7于功率轉換系統，適用于控制無線傳輸鏈中或者增益控制中所發射的功率的系統，其中封裝數據可從具有在較寬范圍內變化的有用部分的信號中提取，以及其中干擾隨所測量到的幅值而改變。
圖1是本發明中所應用類型的圖像傳感器的框圖形式簡圖的一個例子。
這種傳感器包括像素陣列ll,每個像素包括至少一個用于存儲的數據的元件，所述數據與由光電二極管(未示出)檢測到的亮度有關。陣列被用于同一個方向上(例如列)，也就是說，對于同一行12中的全部列，存儲在像素或者任何中間存儲元件中的亮度數據可^皮提供給將其相應結果存儲在存儲元件13 (MEM)中的模數轉換器的行，以便隨后使用。
圖2示出了根據由光電二極管檢測到的光強LI以及噪聲電平(散粒噪聲和讀噪聲)和信噪比的像素的電壓Vin的變化。圖2的表示是對數標度的，用電子數表示光強。
在圖像傳感器中，根據光強的信號S的電平遵循以對數標度中的恒定斜率的近似線性趨勢。此外，由像素所收集的電子數增加得越多，散粒噪聲增加得越大。 一旦讀噪聲被傳遞，噪聲NOISE就表示散粒噪聲，所述散粒噪聲與Vn成正比，其中，N表示像素光電二極管所收集的電子數。噪聲NOISE的主要提供方是散粒噪聲。因此，信噪比SNR也具有如改變。如圖2所示，對于低電平信號(傳感器的低亮度)，讀噪聲占主要地位。為能夠恰當地使用該結果，必須根據讀噪聲來選擇模數轉換器的分辨率。實際上，選擇與低電平信號的讀噪聲大致相對應的分辯率。
然而，對于高電平信號，噪聲電平變化使得由轉換器提供的若千位不再有效。
前面提及的文章"A Low-Power Column-Parallel 12-bit ADC for CMOSImagers"中利用散粒噪聲現象來為模數轉換器提供隨時間而改變的斜坡。所迷文獻提出，在單斜率轉換器結構中，斜坡具有隨著斜坡電壓值而增大的階躍，所述斜坡電壓值與根據相應信號而預期的噪聲有關。這使得相對于單斜坡轉換器而言縮短了轉換時間。
8圖3是模擬信號Vin (例如，來自圖像傳感器的像素)到n位數字字Wout的才莫數轉換器的實施例的功能框圖。
圖4是舉例說明圖3的轉換器的操作的圖。圖4的圖形應該與圖2的圖形對比。
所執行的轉換開始于確定幅值范圍，其中可發現要數字化的信號Vin。在圖3中由相對于電壓電平VreP2-k (利用乘法器22和用于提供值2-k的模塊23 )的、針對一位電壓Vin的轉換器21 ( 1位ADC )例示了上述確定步驟。這相當于將信號Vin的幅值與閾值Vre^2—k相比較。轉換器21提供表示輸入信號范圍的位R。數值n-k (n和k是整數)表示二進制位的數目，在其之上轉換有用范圍的信號。在圖4的實施例中，假定9位的數值n-k以獲得n=12位的轉換器。
一旦確定了范圍，則位R用于確定輸入信號Vin (乘法器26和用于計算值k(R-l)的模塊27)的第二轉換器25 (n-k位ADC )的基準電壓VreP2^-"。轉換器25提供在n-k位的字W，其表示信號的有用部分的轉換。最后，字W乘以2"R (乘法器28和模塊29 )或者接受任何等效的操作以便提供n位的字Wout。乘積28相當于選擇n-k位的字W是否處于n位結果Wout的最低有效位(LSB)還是處于最高有效位(MSB)。因此，作為變量，如杲比較步驟的結果顯示輸入信號的幅值大于閾值，那么提供其它處理而不是相乘以得到n位二進制字的n-k個最高有效位，否則得到二進制字的n-k個最低有效位。選擇最小基準電平Vref/2n以大致相當于要數字化的信號Vin的低電平信號噪聲電平，電平Vref相當于全幅信號。可認為低分辨率的轉換器(在此實施例中， 一位)用于確定包含有用信號的幅值范圍，而高分辨率的轉換器用來轉換這個有用信號。無論范圍如何，n位全局轉換器的量化電平(最小的可檢測模擬電壓電平-一位增量的模擬值)仍然相等，等于Vref/211。轉換n-k位有用信號的量化電平取決于該信號處于的范圍。
轉換器的分辯率不變(n位全局轉換器-n-k位"有效"轉換器)。轉換全幅取決于在前的比較，為Vref2^，與可變斜坡比較器相比，其不同之處在于不會利用全部范圍(n位) 轉換器來執行轉換。因此，其不僅提供了時間增益，而且簡化了轉換器結 構和其占據的表面面積。
圖5是所謂的斜坡模數轉換器的實施例的簡化表示。此實施例基于存 儲點(例如，D-型觸發器31)的使用，所述存儲點使其數據輸入端接收由 相對于電平L的輸入電壓Vin的比較器32(COMP)提供的結果。對于n-k 位的數字化來說，電平L由線性斜坡發生器(未示出)給出，所述線性斜 坡發生器根據信號Vin所在的范圍(模塊33， RANGE)提供相對較強斜 率HRAMP的斜坡或者相對較小斜率LRAMP的斜坡。在所示出的實施例 中，比較器32既可用于n-k位信號轉換也可用于有用信號的幅值范圍的選 擇。比較器32可由開關K復位，所述開關K由信號RST控制，且將用于 接收比較電平L的其輸入端連接到其直接輸出端Q。觸發器31的直接輸 出端Q控制用于選擇斜坡LRAMP的第 一開關Kl ，而反相輸出端NQ控 制用于選擇斜坡HRAMP的開關K2。對于每個轉換，觸發器31的時鐘輸 入端接收控制信號CTRL,所述控制信號CTRL包括一個脈沖。此脈沖在 比較器32執行比較之后給出。
斜坡LRAMP和HRAMP的產生可使用任何現有的產生系統。例如， 產生器設置斜坡斜率，所述產生器根據與有數模轉換器有關的計數器提供 兩個斜;皮，所述數^t轉換器的基準電壓根據范圍從兩個值中進行選擇。
實際上，為了進行n-k位轉換，斜坡轉換器提供n-k+l位(以便考慮 到可能的電平偏移量)。對這n-k+l位進行處理以得到n-k位是4艮常見的。
當然，當對于提供斜坡時的周期而言將信號Vin輸出以進行轉換時， 圖5的結構是利用用于校準周期的元件來實現的。
圖6A、 6B、 6C、 6D、 6E和6F是例示圖5的轉換器的操作的時序圖。 圖6A舉例說明了要數字化的模擬信號Vin的電平的例子。圖6B舉例說明 了根據兩個轉換器范圍之間的閾值TH的兩個斜坡HRAMP和LRAMP。 出于簡化的目的，將這些斜坡顯示為線性的，然而它們大多數常常以時步 進行階躍，所述時步取決于與用于產生斜坡的數模轉換器有關的計數頻 率。圖6C舉例說明了用于產生斜坡的數模轉換器的時鐘或計數信號Ck。
10圖6D舉例說明了由比較器32提供的輸出信號。圖6E顯示了存儲元件33 之中所包含的狀態。圖6F舉例說明了轉換所產生的、由觸發器31提供且 存儲在存儲元件34 (n-k位)中的字W。如圖3中所示那樣，最終結果通 過將字W乘以2"R而獲得，其中R表示寄存器33的狀態。第一次比較相 對于閾值TH而進行以確定輸入信號Vin所處的范圍。閾值TH對應于斜 坡LRAMP的幅值，所述幅值被選定為對應于Vref/2k。
一旦比較器32的輸出端獲知了結果R，就借助于開關Kl或K2來進 行斜坡選擇，以及在對應的范圍中將輸入信號Vin數字化。
圖5的實施例的優點在于能夠釆用相同的比較器既檢測信號范圍又進 行實際轉換。
圖7是所謂的連續近似模數轉換器的實施例的框圖。信號Vin首先被 釆樣(模塊41， S/H)。然后，將其與由n-k位的數模轉換器提供的信號 V43進行比較(比較器42 )，所述數模轉換器接收存儲元件44中所存儲 的狀態以作為輸入，所述狀態是從前一次近似的比較中得出的。至此，其 對應于常用的連續近似轉換器。
根據所示實施例，存儲元件441是n-k位的，并且存儲元件441與用 于存儲附加位R的元件442相關聯，所述附加位R表示包含輸入信號的范 圍。標志位R用來決定位于基準電平Vref與電平Vref/2k之間的轉換器43 的基準，所述基準電平Vref與要轉換的最大信號(全幅)相對應，而電平 Vref/2k與兩個范圍之間的閾值TH相對應。這就使得轉換器43能夠根據在 n-k位(期望分辯率范圍)上所檢測到的信號范圍來產生信號V43。由位R 的狀態所控制的開關45選擇轉換器43的基準信號(全幅值)。
一旦通過比較信號Vin與閾值TH ( Vref/2k)而獲得了范圍，就在其相 應范圍內將信號Vin數字化。然后，根據位R的狀態將寄存器44中所包 含的字W乘以(乘法器28)2k、或者乘以1 (多路復用器29),以例如 將n位的結杲Wout提供給寄存器68。
n位的表面分辯率的模數轉換器是根據n-k位轉換器而得到的。為了 實現它
ii將要處理的信號Vin與電平Vref/2k相比較，以確定變量R的狀態為0 (如杲信號Vin的幅值小于或等于電平Vref/2k)或為1 (如果信號Vin的 幅值大于電平Vref/2k);
通過將值Vref/2k'(n-k*R)(轉換量化電平為Vref/2k，R)))取作全幅值， 通過在n-k位上進行連續近似而對要處理的信號Vin進行轉換；以及
通過數字處理來形成該n位字。
圖8顯示了圖7中的類型的連續近似;漢數轉換器的更詳細的實施例。 圖8的例子對應于采用開關電容器結構的6位轉換器。
這種轉換器基于采用三個電容器元件，其相應的電容為C、 2C和4C, 以及釆用開關K511、 K512和K513的陣列51,所述開關用于根據前一次 近似來選擇每次近似所采用的電容器。開關電容器用來實現采樣功能(41 ， 圖7)和一部分模數轉換器(43，圖7)。
電容器的第一公共電極連接到比較器52的第一輸入端，比較器52的 第二輸入端接地、以及其輸出端向圖7中所例示類型的存儲元件44中提 供l位(abit)。例如，希望寄存器包含六位的字W和表示輸入信號的范 圍的位R。比較器52可能借助于開關K被重置，所述開關K將比較器52 的第一輸入端連接到比較器52的輸出端，以及所述輸出端由信號RST來 控制(這個開關用于抵銷比較器電壓誤差，并且如果比較器足夠地準確或 者如果釆用另一種方式來抵銷這個誤差則這個開關可接地)。開關K511 至K513的第一公共輸入端接收由選擇器K5提供的電平L,所述電平L處 于轉換器的全幅電平Vref與在分阻橋(resistive dividing bridge )的中點處 采樣的中間電平TH (等于Vre^2k)之間，所述分阻橋包括串聯在施加電 平Vref的端子與地之間的兩個電阻器R1和R2。開關K511至K513的第 二公共相應輸入端接地。開關K511至K513的第三公共輸入端連接到用于 施加要數字化的信號Vin的端子。根據與連續近似速率相對應的采樣頻率 來校準組件。
圖8的轉換器的操作如下。模擬信號Vin被施加到開關K511至K513 的相應輸入端。
12在采樣過程中，用于重置比較器52的開關K導通，以便將信號Vin 存儲在相應的電容器C、 2C和4C中。然后，開關K被斷開，開關K5取 基準TH，同時開關K511和K513被切換到這個基準。不同電容器之間的 電荷平衡使得可以將信號電平與電平Vref/2k進行比較。這個結果被存儲在 用于定義信號Vin的相應范圍的位R中。然后，開關K5被切換到其兩個 位置之一直到轉換結束，以通過選擇電平Vref或電平TH來定義信號的比 較范圍。然后，如在電荷重新分配轉換器(開關電容器連續近似轉換器) 中那樣，當前釆用電容器C、 2C和4C以及開關K511至K513。
在比較結束時，采用相應的結果R和W來形成字Wout (未顯示)。 將電平TH施加到電容器C、 2C和4C上以在其中比較電平Vin的步 驟和選擇比較范圍的步驟將替代用于確定常用開關電容器轉換器的最高 有效位的步驟。
取電平TH等于電平Vref (k=3)的1/8的例子，與常用開關電容器轉 換器相比，圖8的開關電容器轉換器允許以較小地增大表面積為代價而將 分辯率提高3位。在常用開關電容器轉換器中，增加l個分辯率位就需要 大約將表面乘以8 (用于電壓再分的電阻器和電容器的數目要乘以2,這 就導致近四倍的更大的表面積，準確說來，每一次再分都必須是大約兩倍， 由于組件匹配的原因就產生了近兩倍的表面積)。將分辯率提高3位需要 大于500的表面積系數(83)。
圖9顯示了遵守所謂的流水線結構的模數轉換器的實施例。這種結構 采用相同位數的幾級61-1、 61-2、 61-p,以及采用每次都為下一級全幅值 地替換信號的原理。
這個第一實施例對常用流水線轉換器的作用是增加用于確定要轉換的 信號的范圍的第一級62。模擬電平Vin被發送到采樣電路41上，采樣電 路41使其輸出端與電平Vref/2k相比較(比較器63 )，所述電平Vre^2k 相當于兩個范圍之間的閾值。比較器63的輸出端決定了放大器64的增益 以進入下一級61-1。此外，對這個輸出進行存儲(才莫塊442)以存儲位R。 連續的各級61-1到61-p全部類似，每一級都包括用于釆樣和保持由前一 級(其放大器的輸出端)所提供的信號的單元651 (S/H)。采樣保持單元651的輸出被發送到加法器/減法器652上，所述加法器/減法器652使其另 一個輸入端接收對采樣保持單元651的輸出端進行才莫數轉換655 (ADC) 的結果再進行數模轉換653 (DAC)的結杲。轉換器655的輸出也被發送 到n-k位的字W的存儲器的寄存器441。加法器/減法器652的輸出被發送 到^:大器654 (AMP)的輸入端，所述放大器654的輸出纟皮發送到下一級 的輸入端。有i定轉換器具有1位(one bit)的每一級，則轉換器包括與字 W包括的位一樣多的級，即n-k級，根據每一級的位數，每一級向寄存器 44提供一位或幾位。通過以常用方式采用每級幾位來采用其它流水線轉換 器方案。在轉換結束時，由乘法器28采用寄存器442中所包舍的位。圖9 舉例說明了一種變化，其中如果位R是1則將乘法器28的結果加上(或 減去)介于0到2k之間的隨機選擇數。這避免了對于高幅值信號來說k個 最低有效位為0。這個功能由加法器66來例示，所述加法器66接收乘法 器28的輸出和隨機值RNG
(或RNG [-2k， 2k])與值0之間的選擇 器67的輸出。選擇器由位R來控制，加法器66輸出端提供寄存器68中 所存儲的字Wout。這個變化可被施加于所描述的全部實施例中。
圖3、 5、 7、 8和9中所示元件的不同同步信號沒有凈皮詳細描述。根據 所示的功能指示，這個同步屬于所屬領域技術人員的能力之內。
所述實施例的優點在于它們能夠使用相對于最終獲得的位數而言較少 位數的模數轉換器。
這產生了轉換的表面積和時間利益。
已經描述了各個實施例，但是對于所屬領域技術人員來說也可發生不 同的變化和修改。特別是，盡管已經描述了模數轉換器的三個例子，但是 本發明更具體地說可應用任何轉換器結構，假定這個結構適合于執行前一 次比較以確定有用信號的范圍。
此外，根據該應用、特別是根據要轉換的信號中的噪聲變化，用于確 定轉換器范圍的二進制位的數目k的選擇也屬于所屬領域技術人員的能力 之內。
此外，盡管在上述描述中參考與結果的比較，所述結果為較高的范圍 提供處于狀態1的標志位R，比較的結果可以相反、被提供以修改后續處
14理，以便當要轉換的模擬信號大于閾值TH時，例如通過將n-k位的轉換
乘以2k來形成最終的二進制字。
最后，根據以上給出的功能指示，實際實施也屬于所屬領域技術人員 能力之內。
權利要求
1.一種對n位模擬信號(Vin)進行模數轉換的方法，包括以下步驟將模擬信號的幅值與表示全幅模擬信號的幅值(Vref)除以2k的閾值相比較，其中k是小于n的整數；如果比較步驟的結果表示輸入信號的幅值大于閾值，則對n-k位模擬信號執行模數轉換以獲得n位二進制字的n-k個最高有效位，否則獲得這個二進制字的n-k個最低有效位。
2. 如權利要求1所述的方法，其中n-k位模數轉換釆取等于Vref72("(1—R)) 的值作為全幅值，因而n-k位轉換的量化電平為Vref/2(n-k*R),其中如果模 擬信號幅值小于或等于閾值則R表示取值為0的二進制變量，否則R表示 取值為1的二進制變量；以及通過將所迷n-k位轉換的結果乘以2(1{，而形成n位二進制字。
3. 如權利要求1所述的方法，其中，如杲輸入信號的幅值大于閾值， 則隨機獲得n位字的k個最低有效位。
4. 一種n位模擬信號的模數轉換器，包括用于將模擬信號的幅值與閾值(TH)相比較的元件(21; 32; 42, 43; 51, 52; 62)，所述閾值(TH)表示全幅模擬信號的幅值(Vref)除以2k，其 中k是小于n的整數；以及對n-k位模擬信號進行4莫數轉換的元件(25; 31, 32; 42, 43; 51, 52; 61-1, 61-2, 61-p)，如果比較步驟的結果表示輸入信號的幅值大于閾值則獲得n 位二進制字的n-k個最高有效位，否則獲得這個n位二進制字的n-k個最 低有效位。
5. 如權利要求4所述的轉換器，更進一步包括 用于存儲由比較元件所提供的二進制數據R的元件(33; 442)，如果^t擬信號的幅值大于閾值則二進制數據R等于1;以及至少一個第一數字元件(28， 29)，能夠通過將在進行n-k位轉換的 元件的輸出端獲得的值乘以2"k而形成n位二進制字，n-k位轉換的沖莫數元件的全幅被調至值Vref/2(k""R)。
6. 如權利要求5所述的轉換器，更進一步包括第二數字元件(66， 67 )， 在二進制數據R為1的情況下，其能夠將隨機數與由第一數字元件提供的 n位二進制數相加，第二數字元件的輸出端構成轉換器輸出端。
7. 如權利要求5所述的轉換器，其中轉換元件是采用其斜率之間的比 值為2k的兩個不同斜坡(LRAMP， HRAMP)的斜坡轉換器，該轉換器更 進一步包括用于根據二進制數據R的值將所述比較元件連接到兩個斜坡之 一的元件(Kl， K2)。
8. 如權利要求5所述的轉換器，其中轉換元件遵循連續近似，所述比 較和轉換元件由相同的比較器(43; 51, 52)形成，以及轉換器更進一步包 括用于根據二進制數據R的值選擇全幅值的元件(45; K5)。
9. 如權利要求5所述的轉換器，其中轉換元件是流水線型的，在轉換 元件的上游，轉換器更進一步包括具有根據二進制數據R的值來選擇的增 益的級(62)。
10. —種圖像傳感器，包括像素陣列(11)，每一個像素包括至少一個用于存儲亮度數據的元件； 至少一個根據權利要求4的才莫數轉換器(12);以及 至少一個存儲元件(13)。
11. 一種電子系統，包括至少一個電路(11 ),其能夠提供要轉換為數字信號的模擬信號； 至少一個根據權利要求4的模數轉換器(12);以及至少一個電路(13)，其能夠使用該數字信號。
全文摘要
一種對n位模擬信號進行模數轉換的方法，包括以下步驟將模擬信號的幅值與表示全幅模擬信號的幅值除以2^k的閾值相比較，其中k是小于n的整數；如果比較步驟的結果表示輸入信號的幅值大于閾值，則對n-k位模擬信號執行模數轉換以獲得n位二進制字的n-k個最高有效位，否則獲得這個二進制字的n-k個最低有效位。一種模數轉換器及將其應用到圖像傳感器中。
文檔編號H03M1/12GK101656539SQ20091016568
公開日2010年2月24日 申請日期2009年8月18日 優先權日2008年8月18日
發明者勞倫·西蒙尼, 萊昂內爾·沃格特 申請人:意法半導體有限公司