專利名稱：數控振蕩器的制作方法
技術領域：
本發明涉及集成電路，并且更具體地，涉及用于集成電路的振 蕩器電路。
背景技術：
數字集成電路經常包含模擬電路。例如，某些數字集成電路包 含模擬鎖相環電路。
諸如模擬鎖相環的模擬電路可以包含壓控振蕩器。典型的壓控 振蕩器由連接在環路中的多個倒相器構成。在每個倒相器的輸出處 可以提供變容二極管。變容二極管可以充當電容性負載的可控源。 可以為每個變容二極管施加模擬控制電源，以控制由該變容二極管
產生的電容。當調節變容二極管使其產生相對較大的電容時，環路 中的倒相器將相對較慢地切換，并且壓控振蕩器的輸出將具有相對 較低的頻率。當調節變容二極管使其產生相對較小的電容時，環路 中的變容二極管將相對較快地切換，并且壓控振蕩器的輸出將具有 相對較高的頻率。
隨著集成電路的尺寸隨集成電路處理技術的發展而縮小，將前 幾代的模擬電路設計移植到下 一代平臺上變得越發困難。這是因為 在使用更新的制造工藝時，模擬電路可能對晶體管速度的變化以及 直接受到集成電路上的晶體管以及其它部件改變影響的其它電路參 數的變化是敏感的。
模擬電路還可能比數字電路更易受到噪聲的影響。例如，諸如 壓控振蕩器的模擬電路可能易受其壓控輸入上噪聲的影響。數字電 路不太容易受到工藝更新所帶來的不期望的改變的影響。在某些情 況下，數字設計還可能比模擬設計更為精確。因此，期望能夠提供用于集成電路的數控振蕩器電路。
發明內容
根據本發明，提供一種由倒相器的環形成的振蕩器電路。倒相 器可以是單端倒相器，或者可以是差分倒相器。可以在倒相器的輸 出處提供數控可調節負載電容器。當期望降低振蕩器輸出的頻率時， 可以調節由所述電容器產生的電容值以具有高值，而當期望升高振 蕩器的輸出頻率時，可以調節由所述電容器產生的電容值以具有低 值。通過使用數控布置，可以實現寬頻率調諧以及精確調諧。
通過一個適當的配置，每個負載電容器可以由多個并行連接的 變容二極管構成。變容二極管可以由諸如反向偏壓二極管和金屬氧
化物半導體電容器結構的器件構成。單位(unitary)權重、二進制權 重或者分級的非二進制權重可以用于變容二極管強度。每個變容二 極管可以具有接收控制電壓的相應控制輸入。可以將施加于變容二 極管控制輸入的控制電壓限制為邏輯低電壓和邏輯高電壓。對變容 二極管數控的這種使用有助于避免在中間模擬電壓水平處來操作變 容二極管，在該中間模擬電壓水平處，變容二極管更易受到噪聲效 應的影響。
總體上，用來形成每個電容器中變容二極管的控制信號的數控 電壓形成了用于該電容器的數控字。為了增強對振蕩器輸出頻率進 行調節的精度，同時最小化數控可調節負載電容器所占用空間，可 以使用以下控制方案可以獨立地控制環形振蕩器中的每個負載電 容器。利用這類布置，可以調節一個或多個電容器，以產生不同于 其它電容器的電容值。通過確保與每個電容器相關聯的控制字所包 含的高邏輯信號的數目的差別不超過1，可以使電容失配最小化。
通過最小化環形振蕩器的倒相器中的共模增益，可以增強環形 振蕩器性能。可以將共模增益降低電路包含到倒相器中。適當的共 模增益降低電路的示例包括與交叉耦合倒相器串行連接的電流源和 電阻器，其構成了差分倒相器和飛輪倒相器型的負反饋電路。通過附圖以及下文對優選實施方式的詳細描述，本發明的其它 特征、性質以及各種優點將變得易見。
圖1是傳統的壓控振蕩器的框圖2是示出變容二極管的電容如何作為其所施加的模擬控制電 壓的函數而連續變化的圖示；
圖3是示出傳統的壓控振蕩器的頻率如何作為施加于其變容二 極管的控制電壓的函數而變化的圖示；
圖4是根據本發明實施方式的示范性數控可調節電容器的框圖5是示出根據本發明的實施方式的電容如何作為所施加的數 控字(數字碼)的函數而變化的圖示；
圖6是根據本發明實施方式的基于單端倒相器環路的示范性數 控振蕩器的框圖7是根據本發明實施方式的基于差分倒相器環路的示范性數 控振蕩器的框圖S是根據本發明實施方式的可以用于為數控振蕩器中的數控 可調節電容器施加控制信號的示范性解碼器電路的框圖9是根據本發明實施方式的可以使用數控振蕩器的示范性數 字鎖相環的框圖1 OA是根據本發明實施方式的使用單位加權方案的數字可調 節電容器中的電容器的框圖10B是根據本發明實施方式的使用二進制加權方案的數字可 調節電容器中的電容器的框圖1OC是根據本發明實施方式的使用非二進制分級加權方案的 數字可調節電容器中的電容器的框圖11是示出了根據本發明的實施方式在與不同倒相器輸出節點 相關聯的可調節電容器具有不同的電容時，如何調節數控振蕩器中 的可調節電容器以避免過多的電容失配的表格；圖12是示出了根據本發明的實施方式如何系統化地調節與數控 振蕩器中的數控可調節電容器相關聯的數控電容器陣列從而避免出
現過多電容失配的框圖13是根據本發明的實施方式可以在圖7所示類型的數控振蕩 器中使用的、具有降低共模增益的示范性差分倒相器級的電路圖。
具體實施例方式
本發明涉及包含振蕩器電路的集成電路。振蕩器電路可以用來 生成時鐘信號或者任何其它適當信號。根據本發明的振蕩器可以用 作鎖相環電路、延遲鎖定環路或者任何其它適當電路的部分。振蕩 器電路可以是數控式的。
數控振蕩器可以基于如下架構，在該架構中，多個倒相器連接 在環中。倒相器可以是單端倒相器或者可以是差分倒相器。數控可 調節電容器(有時稱為數控變容二極管)可以用作倒相器輸出處的 可調節負載。
基于數控變容二極管的數控振蕩器可展現出優于傳統模擬壓控 振蕩器的性能。例如，基于此類布置的數控振蕩器可以展現出增強 的抗7喿性。
圖1中示出了傳統的壓控振蕩器。如圖1所示，振蕩器100可 以包括多個連接在環路中的倒相器102。變容二極管(壓控電容器) 104連接在每個倒相器102的輸出處。每個變容二極管104具有由其 控制輸入106上的電壓幅度進行控制的電容。在圖l的布置中，從 輸入108處為每個變容二極管控制輸入106施加控制電壓Vctl。變 容二極管104可以基于金屬氧化物半導體(MOS)電容器結構(也 即，其中電容器的柵極形成第一端子、并且電容器的體形成第二端 子的結構)，或者來自反向偏壓二極管。
在圖1的環中存在奇數個單端倒相器104。這產生了發生振蕩的 非穩定電路。振蕩器IOO進行振蕩的頻率由變容二極管104所產生 的電容負載來控制。該電容值繼而由輸入108上的模擬控制電壓Vctl的幅度來控制。電路的輸出(例如，諸如節點110的節點處的電壓) 可以在鎖相環或者其它電路中使用。
變容二極管的電容可以具有正的或者負的電壓依賴。具有作為
升高控制電壓的函數而降低的電容的典型變容二極管(例如反向偏 壓二極管)可以具有圖2中所示類型的電容-電壓特性。隨著施加的
電壓Vctl升高，變容二極管的電容降低。當所應用的電壓Vctl的幅 度降低時，變容二極管的電容增加。當在諸如振蕩器100的振蕩器 中使用時，這種行為改變倒相器102的輸出節點上的負載。如圖3 所示，在高Vctl水平，負載最小化并且振蕩器100的振蕩頻率為高。 在低Vctl水平，負載最大化并且振蕩器IOO在較低的頻率振蕩。
在變容二極管操作范圍中間的電壓(例如，圖2的范圍112中 的電壓)處，每個變容二極管104的電容對于電壓變化尤其敏感， 如區域112中的圖2的電容-控制電壓圖的大斜率所示。當圖1的變 容二極管104以不排除該模式的方式進行操作時，輸入Vctl上的噪 聲可能導致壓控振蕩器IOO的有噪聲操作。
圖4中示出了根據本發明的數控可調節電容器。如圖4所示， 電容器114 (其有時稱為變容二極管)可以由多個可調節電容器(變 容二極管)120形成。電容器114可以在端子116和118之間產生可 調節電容。如圖4的示例所示，節點116可以連接至振蕩器環中的 倒相器輸出，而節點118可以接地。
構成電容器114的電容器120可以并行連接在電容器114的端 子116與118之間。控制端子112可以用來控制每個電容器120所 產生的電容的幅度。例如，圖4中最左邊的電容器120可以通過其 控制端子122接收控制電壓Va,左數第二個電容器120可以通過其 控制端子接收控制電壓Vb,等等。盡管圖4的示例示出了由4個較 小電容器120構成的電容器114,但是一般而言，諸如電容器114 的電容器可以由任意適當數目的電容器構成。例如，諸如電容器114 的電容器可以由數十、數百個或者數千個獨立的電容器120構成。 圖4的布置僅僅作為示例而給出。與傳統的模擬變容二極管布置不同，電容器120由數字信號而 不是模擬信號控制。在典型的數字信號環境中，允許數字信號取以
下兩個值之一邏輯低值或者邏輯高值。邏輯低值例如可以通過O 伏的接地電壓Vss來表示。邏輯高值例如固定的正電壓。正邏輯高
值例如可以是與集成電路上的供電核心邏輯相關聯的正電壓。該值
例如可以是1.2伏、1.1伏、1.0伏、0.9伏或者任何其它適當的電壓 (更高或者更低)。在此類數字信令環境中，用于電容器120的控 制信號，諸如圖4布置中的控制信號Va、 Vb、 Vc和Vd，可以取兩 個值之一高或者低。
電容器120可以由任何適當的可調節電容器結構形成，諸如反 向偏壓p-n二極管、金屬氧化物半導體(MOS)電容器結構等。典 型的電容器120可以具有如圖2所示類型的電容-電壓特性。電容器 120由僅具有高值或者低值的控制電壓(Va、 Vb等)來控制。當給 定控制線122上的控制電壓為高(例如，圖2的Vm)時，相應電容 器120的電容將為低(例如，處于QJ 。曲線124在點126附近的 斜率平緩(例如，對于MOS和p-n二極管電容器)，因此由噪聲引 起的、關于Vm的控制電壓波動趨向于不會對電容器值Ct產生大量 噪聲。當給定控制線122上的控制電壓為低(例如，處于圖2中的0 伏)時，電容器120的電容將為高(例如，處于CH)。與曲線124 上的點126相同，線124在點128處的斜率平緩，從而使關于額定O 伏水平的控制電壓的波動趨向于不會產生大量噪聲。傳統的變容二 極管由在圖2的區域112中可能偏壓的模擬控制電壓來控制，但是 在諸如圖4的電容器114的數控可調節電容器中避免了該操作區域， 從而改進了抗噪性。
在圖4的電容器114的操作期間，數控電壓Va、 Vb、 Vc和Vd 形成了數控碼(有時稱為數控字)。圖5示出了圖4的示范性可調 節電容器114的電容如何作為不同控制字的函數而發生變化。例如， 當Vd和Vc為低處于0伏、而Vb和Va為高處于Vm時，電容器 114將在端子116與118之間展現電容Cy。當Vd維持在0伏而Vb、Vc和Va保持在Vm時，電容器114的電容將具有值Cx。通過使用 其它控制碼，可以產生最小值Cmin與最大值Cmax之間的其它電容 值。如果對于給定的電路應用需要大量解析度，可以增加電容器114 中各個并行連接的電容器(變容二極管)120的數目，盡管這趨向于 增加電容器114所需的面積量以及電容器114所消耗的電量。
數控電容器114可以在任何適當的電路中使用。例如，基于單 端倒相器或者差分倒相器的環形振蕩器可以使用數控電容器114作 為可調節負載電容器。
圖6中示出了基于單端倒相器的示范性環形振蕩器142。在圖6 的示例中，存在三個單端倒相器。這僅僅是示范性的。諸如環形振 蕩器142的環形振蕩器可以具有任意適當數目的倒相器。在典型布 置中，基于單端倒相器的環形振蕩器將具有奇數個倒相器級，因為 這確保了環形振蕩器將不會進入不期望的穩定閂鎖(latch)狀態。
如圖6所示，環形振蕩器142可以具有第一倒相器130、第二倒 相器132以及第三倒相器134。倒相器130的輸出連接至節點116A, 并且形成數控電容器114A的兩個端子之一。接地端子118可以形成 數控電容器114A的兩個電容器端子中的另一端子。倒相器132和 134分別可以使它們的輸出連接至節點116B和116C。數控電容器 114B連接在節點116與諸如節點118的地節點之間。數控電容器 114c連接在端子116C與端子118之間。
數控電容器114A、 114B和114C中的每一個可以基于圖4所示 類型的多電容器布置。數控電容器114A可以由提供給控制輸入136 的數字碼(控制字)來控制。數控電容器114B和114C可以由分別 提供給控制輸入138和140的數控信號來控制。
施加于輸入136、 138和140的數控信號可以全部相同，或者所 有這些控制信號可以彼此不同。
例如，可能期望使用相同的控制信號來控制電容器114A、 114B 和114C,因為這將確保電容器之間不會存在失配。當電容器之間不 存在電容失配時，環形振蕩器中的倒相器的輸出將全部被精確地加載相同的量。這將平衡由負載電容器產生的信號延遲，并且將趨向 于最大化振蕩器在輸出114處產生的信號質量。
使用不同的控制信號來控制電容器114A、 114B和114C的優點 在于對于給定的可調節性級別，此類方案允許降低電容器的總數。 一般而言，環形振蕩器中的負載節點之間相對適度數量的電容失配 是可以容忍的，并且將產生可接受質量的輸出信號。因為電容器并 非全都設置為相同的電容值，所以可以進行增量調節(例如，通過 改變三個電容器114中僅一個的電容)，從而在不增加電容器數目 的情況下改進精度(最小化正交相位噪聲)。最小化電容器總數的 優點在于提供大電容器元件數目的方案傾向于具有大面積。此類 布局通常由間隔和布線需求來主導，并且可能因此而具有大寄生電 容。這些寄生電容傾向于降低環形振蕩器可以產生的最大頻率。
在圖6的示范性布置中，環形振蕩器142由一系列單端倒相器 構成。如果期望，可以使用差分倒相器來形成環形振蕩器。圖7中 示出了一個此類示范性環形振蕩器。如圖7所示，環形振蕩器146 可以由差分倒相器148構成。由差分倒相器構成的環形振蕩器可以 具有偶數個倒相器。在圖7的示例中，環形振蕩器146具有兩個差 分倒相器148。如果期望，基于差分倒相器的環形振蕩器可以具有不 止兩個差分倒相器。在環形振蕩器中使用偶數個倒相器的優點在于， 這產生具有50%占空比的輸出信號。具有50%占空比的信號可以用 作時鐘(作為示例)。差分倒相器方案還可以展現出降低的噪聲敏 感度。
每個差分倒相器148都具有兩個輸入150(也即，正輸入和負輸 入)和兩個輸出152 (也即，正輸出和負輸出)。這些輸出饋送節點 在圖7中被標示為OPO (正輸出0) 、 ONO (負輸出0) 、 0P1 (正 輸出1 )和0N1 (負輸出1 )。在倒相器之間的路徑集合之一中，線 路是交叉耦合的，使得OPO和ONO分別連接至圖7的第二倒相器的 正輸入和負輸入，而0P1和0N1分別連接至圖7的第一倒相器的負 輸入和正輸入。在此類布置中，倒相器沒有形成穩定的閂鎖型電路，由此確保了振蕩。可以使用任何節點上的信號作為輸出信號。例如， 諸如線路158和160的線路上的信號可以用作輸出。
環形振蕩器146中的每個差分倒相器輸出節點可以具有相應的 數控電容器114。每個電容器可以由其控制路徑156上的潛在獨立的 數控字來控制。環形振蕩器146的每個電容器114可以由多個并行 的數控電容器(諸如圖4的電容器120)構成。在給定的電容器114 中可以存在數十、數百或者更多的電容器120。圖7所示類型的布置 中的每個電容器114通常包含相同數目的較小的數控電容器120,但 是如果期望的話，可以使用在每個電容器114中具有不同數目的電 容器120的布置，以及某些負載電容器是模擬變容二極管而某些負 載電容器是數控可調節電容器114的布置。
施加于圖7的電容器114的控制輸入156以及圖6的電容器 114A、 114B和114C的控制輸入136的數控字可以乂人任何適當的源 提供。例如，某些或者全部這些信號可以由片上電路產生。某些或 者全部這些信號還可以從外部源接收。全部或者部分數控字可以包 括或者可以基于動態控制信號。如果期望，全部或者部分數控字可 以包括或者基于在可編程元件的輸出處提供的靜態控制信號。可編 程元件可以基于電編程的存儲器元件(諸如電可編程的只讀存儲 器)、電編程熔絲或者阻熔、激光編程的熔絲或者阻熔、可編程寄 存器或者任何其它適當的可編程部件。
用于數控字的靜態和動態控制信號可以直接施加于數控電容器 的控制輸入，或者某些或者全部這些信號可以首先由諸如解碼器電 路的片上電路進行處理。圖8中示出了一個示范性解碼器。如圖8 所示，解碼器162可以從輸入164接收未解碼的(二進制)信號。 未解碼信號可以包括靜態控制信號、動態控制信號、來自外部源的
靜態和動態控制信號、來自內部源(例如，已經利用適當的設置數 據進行了加載的動態控制電路或者可編程元件)的靜態和動態控制 信號，等等。在輸出166可以產生相應的數控字VI、 V2…VN。數 控字中的個體信號例如可以具有從0伏的數字低值Vss變化到例如1.1伏(作為示例)的數字高值Vdd的值。這些電壓中的每一個都可 以施加于諸如圖4的數控電容器114的變容二極管(可調節電容器)
的控制輸入。
由多個數控電容器構成的環形振蕩器可以在集成電路上的任何 適當電路中使用。作為示例，此類環形振蕩器可以用作數字鎖相環 中的數控振蕩器。
圖9所示，鎖相環電路46可以具有相位頻率檢測器48。數字鎖相環 電路46的相位頻率檢測器48可以在輸入50處接收參考時鐘信號 REFCLK或者其它輸入信號。相位頻率4全測器48還在輸入52處接 收來自反饋路徑54的反饋信號。相位頻率檢測器48對線路50和52 上的信號進行比較，并在路徑56上生成相應的錯誤控制信號，以用 于數字環路濾波器58。錯誤信號指示濾波器電路58在輸出路徑60 上生成數控字DCW。信號DCW可以以任何適當的編碼格式來提供， 諸如二進制碼或者溫度計碼(thermometer code )。路徑62中可以具 有任意適當數目的導線。例如，路徑62中可以具有數十或者數百個 線路。路徑62上的數控信號DCW可以由數控振蕩器64的輸入接收。 如果期望，可以在此路徑中插入可選的解碼器電路，諸如圖8的解 碼器162。在電路64內，可以將數控字或者數控字信號的部分并行 地或者分別地路由至相應的電容器114。
數字鎖相環電路46的輸出74上的輸出信號OUT可以用作集成 電路上的時鐘信號或者其它信號。可以包括諸如圖9的電路46的電 路的集成電路包括存儲器芯片、數字信號處理電路、微處理器、 專用集成電路、可編程邏輯器件集成電路、模數轉換器電路、或者 任何其它適當的集成電路。
數控振蕩器64可以基于參考圖6所描述的類型的單端倒相器架 構，或者基于參考圖9所描述的類型的差分倒相器架構。可以將路 徑62上的數控信號DCW提供至環形振蕩器中的數控電容器的控制 輸入。因此，數控振蕩器64的輸出的頻率是由通過輸入路徑62接收的數控信號DCW的值來確定的。
路徑70可以用來將信號OUT從數控振蕩器64饋送回除法器72。 除法器72可以將信號OUT除以適當的整數N (例如，除以1、除以 2、除以大于2，等等)。如果期望，可以使用來自可編程元件20 的動態控制信號或者靜態控制信號來調節N的值。除法器72的除法 輸出可以通過反饋路徑54中的線路76提供給輸入52。
除法器72將信號OUT除以的量確定了 REFCLK (或者輸入50 處的其它輸入信號)的頻率與輸出路徑74上輸出信號OUT的頻率 之間的比率。例如，輸入IN可以接收處于給定頻率處的參考時鐘信
時鐘信號。在通常情況中，REFCLK的頻率可以是100 MHz,而OUT 的頻率可以是400 MHz (作為示例)。
構成數控振蕩器64中的數控電容器114的可調節電容器(變容 二極管)120可以全部具有相同的強度或者具有不同的強度。可以通 過縮放電容器的尺寸、縮放電容器的絕緣體厚度(例如，在MOS電 容器方案中)、縮放電極尺寸、縮放這些結構的組合、或者使用任 何其它電容器縮放方案來縮放強度。
作為示例，可以對電容器114中的電容器120的強度(例如， 尺寸)進行加權，使得每個電容器120具有相等的強度(例如，相 等的尺寸)。圖10A中示出了此類布置。也可以使用二進制加權方 案(或者修改的二進制加權方案)，如圖10B所示。在二進制加權 方案中，可以提供相對于其它電容器120而言具有兩倍強度的電容 器120。可以通過在不同強度的各種可用電容器120之中進行選擇來 獲得給定電容器114的期望電容。使用二進制加權方案可以有助于 降低在實現數控電容器114中使用的電容器的數目。
如圖10A所示，當電容器120全部都具有相同的強度(例如， 相同的尺寸)時，有時將數控可調節電容器說成是使用單一權重或 者單位加權方案。在二進制加權的方案中，可能難以準確地制造電 容器從而較大的電容器準確地具有相對于較小電容器的期望電容。這是因為，按照精確控制的比例來制造不同尺寸和形狀的各種集成 電路常常是富有挑戰性的。因此，使用單位加權方案來制造數控振 蕩器中的電容器120或者其它結構可能是有益的。如圖IOA的示例 所示，單位加權方案中的每個可調諧電容器可以具有相同的基本尺 寸和結構。 一般地，使用此類方案比較容易確保電容器的相對尺寸 和形狀得到精確控制(也即，電容器的尺寸和形狀全部相同)。因 為這些制造上的考慮， 一般來說，使用單位加權方案比二進制加權 方案更容易獲得高精度。不論怎樣，如果期望，可以使用二進制加 權以及其它非單位加權方案。
通過一種適當的布置，電容器的強度(例如，尺寸)可以分級， 從而獲得期望的頻率-控制碼特性。電容加載的環形振蕩器所展現的
由此，圖10A中所示類型的純單一加權方案可能導致頻率階i 夭，該 頻率階躍隨著電容器114的總電容達到最大值而變小。為了在環形 振蕩器的頻率-電容特性中避免這種情況，可以使用圖IOC中所示類 型的非二進制加權的分級電容器加權方案，將電容器的強度(例如， 尺寸)連續地或者半連續地從相對較小的值縮放至相對較大的值。 如圖10C所示，在此類布置中，電容器120的強度(例如，尺寸) 從相對較小的尺寸變化到相對較大的尺寸。在電容器調諧范圍的底 部，可以使用較弱(較小)的電容器。當在環形振蕩器的調諧范圍 的末端附近需要頻率階躍時，可以切換為使用較大的電容器，從而 對飽和度進行補償。因此，使用圖10C中所示類型的分級非二進制 方案可以確保獲得相等的頻率階躍(或者其它期望大小的頻率階 躍)，即使在可調節電容器的調諧范圍末端(例如，當電容器114 的電容接近最大值時)也是如此。
通過獨立地調節每個倒相器的輸出節點處的電容，可以最小化 實現環形振蕩器的期望精度所需的電容器的總數。因為此類方案不 需要在鎖定步驟中調節所述電容器，因此可以獲得部分電容步驟， 其中在該部分電容步驟，每次只調節電容器114的子集。該方法可以在結合圖6所描述的類型的單端倒相器設計中以及結合圖7所描 述的類型的差分倒相器設計中使用。
作為示例，考慮圖7的布置，其中在四個倒相器輸出節點OPO、
ONO、 0P1、 0N1的每一個處存在電容器114。圖ll顯示的表中示 出了，在多個不同的潛在環形振蕩器調諧配置的每一個中，每個電 容器114中有多少電容器120在通過其控制輸入122接收邏輯高信 號。在圖11的表中，每一列中的條目表示有多少電容器120正在接 收邏輯高信號。例如，圖11的第一列的條目表示在與節點OPO相關 聯的電容器114中正在接收高邏輯信號(例如，圖2的電壓Vm)的 電容器120的數目。與節點OPO相關聯的電容器114中的其余電容 器120接收邏輯零(例如，O伏的信號)。圖11的第二列、第三列 和第四列的條目表示分別與倒相器輸出ONO、 0P1和0N1相關聯的 電容器114中正在接收高邏輯信號的電容器120的數目。
圖11的表中的每一行表示用于環形振蕩器146的不同潛在設 置。例如，第一行的設置對應于以下情況環形振蕩器146中的每 個電容器114已被設置為產生最大級別的電容(為了此例的目的， 假設每個電容器120具有圖2所示類型的電容-電壓特性)。這可以 通過將應用于電容器114中的電容器120的控制電壓Vctl調節為邏 輯低值來實現。在此類配置中，每個電容器120將產生其最大電容 (例如，CH),并且每個電容114將產生其最大電容。在這種情況 下，環形振蕩器146的輸出頻率將處于其最小值。
第二行的設置表示節點0N1、 ONO和OP1處的電容器114保 持第一行的配置沒有改變。然而，已經對與倒相器輸出OPO相關聯 的電容器114進行了調節，從而使其電容器120中的一個正在通過 其輸入122接收邏輯高控制信號而不是邏輯低。由于僅將電容器114 中的一個置于較低電容狀態，因此與等同地調諧所有電容器114的 情況相比，環形振蕩器46的輸出頻率f的降低較少。由此，圖11 所示類型的方案得到對環形振蕩器46更為精確的調諧，而無需在每 個電容器114中提供多個附加電容器120。圖11的表的其它行示出了如何系統地調節電容器114的電容器
設置，以調諧環形振蕩器46。在第三行中，已經對兩個節點處的電 容器進行調節為產生其最大可能電容值，同時已經將兩個節點調節 為產生較低的電容(因為向其電容器120之一提供了高控制信號)。 在第四行，三個電容器114具有正在接收高控制信號的單個電容器 120。在第五行，所有電容器114都包含具有高控制信號的單個電容 器120,并將其余的電容器120設為其低控制信號設置。在第六行中， 與節點0N1、 ONO和OP1相關聯的電容器114使其電容器120中的 一個處于高控制信號模式，而其其它電容器120處于低控制信號模 式。如第六行最后一列中的條目"2"所示，與節點OPO相關聯的電 容器114使其電容器120中的兩個處于高控制信號模式(在其控制 輸入處接收邏輯高信號)，而其它電容器120處于其低控制信號模 式(在其控制輸入處接收邏輯低信號)。圖11的表中隨后的行示出 了如何按照系統的方式漸進地將較多數目的電容器120設置為其高 控制信號模式，以調節環形振蕩器4 6產生的輸出頻率f 。
由于圖11的示例示出了可以彼此獨立地調節每個電容器114的 調諧方案，所以一般而言，仍然期望以如下方式來調節電容器114: 即最小化連接至給定差分倒相器的正輸出和負輸出的 一對電容器中 電容器114之間的電容差，或者振蕩器中電容器114的任何相應配 對之間的電容差(也即，使得在環形振蕩器中的任何兩個相應電容 器114中，在其控制輸入處接收邏輯高控制信號的電容器120的邀 目的變化不超過1 )。這確保倒相器輸出節點上的電容負載得以良好 平衡。
如果期望，那么用于電容器114的電容器120可以在集成電路 上以陣列提供。圖12中示出了此類布置。在圖12的框圖中，每一 列中的電容器與給定的一個電容器114相關聯。每個電容器114繼 而可以由不止一列電容器120來構造。在圖12中，與節點0N1相 關聯的電容器114包含來自列Cl和C2的電容器。這些電容器可以 如結合圖4描述的那樣并行連接。與其它節點(例如，節點OPO、0P1和ONO)相關聯的電容器114可以按照相同的方式來構造。
虛線168表示在調節環形振蕩器46以產生逐步較高頻率的輸出 信號的同時將電容器120置于其高控制信號模式時可以使用的可能 模式(作為示例)。最初，當期望在其最低頻率處操作環形振蕩器 46時，每個電容器都在其控制輸入122 (圖4)處接收邏輯"0"。 在這種情況下，沿著圖12中路徑168的所有電容器120都由相應的
"0"來控制。為了提高環形振蕩器46所產生的輸出信號的頻率， 可以使用虛線168所表示的模式將邏輯"1"選擇性地施加于圖12 的陣列中的電容器120。利用這種方法，所有電容器120將最初在其 控制輸入處接收"0"。通過將"0"施加于除與圖12的陣列中最上 且最左位置相關聯的電容器120(也即，與節點OPO處的電容器114 相關聯的電容器120之一)之外的所有電容器，對于環形振蕩器46 而言可以實現略高的頻率。以這種方式進行處理，除了陣列第一4亍
中最左邊和左數第二個電容器120 (其接收"1")之外，繼而可以 為陣列120的所有電容器在其控制輸入處提供"0"。如果期望將環 形振蕩器46調諧為更高的頻率，可以按照線168表示的模式使用更 多的"1"作為電容器控制輸入。
在圖12的示例中，提供給電容器120的控制輸入的高信號每次 遞增1。如果期望，可以進行頻率調節，其可以包括對于環形振蕩器 46的頻率中的每個階躍，切換兩個、三個或者多于三個電容器120。 諸如這些的方案可以增加倒相器輸出節點之間的平衡，并提高解析 度。
可以使用任何適當的電路架構來實現環形振蕩器倒相器。圖13 示出了適當的差分倒相器的示例。如圖13所示，倒相器148可以具 有由p溝道金屬氧化物半導體(PMOS)晶體管MPP和n溝道金屬 氧化物半導體(NMOS)晶體管MNP構成的第一倒相器INV1，并 且可以具有由PMOS晶體管MPN和NMOS晶體管MNN構成的第 二倒相器INV2。倒相器INV1可以接收輸入信號NIN,并可以產生 輸出POUT。倒相器INV2可以接收輸入信號PIN,并可以產生輸出信號NOUT。
差分放大器具有有限共模增益。如果該增益的幅度大于環形振 蕩器的差分倒相器中的單位，則其可能導致環形振蕩器中的環路依
照共同增益模式進行振蕩，或者閂鎖在不期望的DC操作點。為了 解決這一問題，倒相器148可以具有有助于相對于其差分增益來降 低其共模增益的特征。
如圖13所示，倒相器148由在正電源端子170接收的正電源電 壓Vdd和在接地端子172 4妾收的地電源端子來供電。諸如電流源174 的電流源可以與倒相器INV1和INV2串行放置，以幫助降低共模增 益(也即，當輸入NIN和PIN二者同時拉高或者同時拉低時，出現 在輸出POUT和NOUT上的信號的增益)。如果期望，可以將電流 源174置于接地端子172與倒相器INV1和INV2之間，而不是如圖 13示例中那樣置于正電源端子170與倒相器INV1和INV2之間。可 以為給定環形振蕩器中的每個倒相器148提供獨立的電流源，諸如 電流源174。
電流源174通過限制去往PMOS晶體管MPP和MPN的電流來 降低共模增益。在差分模式中，晶體管MPP和MPN共享電流源電 流Is,因此差分增益沒有降低。然而，如果對輸入NIN和PIN給出 共模信號，則POUT和NOUT信號中實際上沒有改變(也即，共模 增益基本上為零)。這是因為輸入NIN和PIN的共同移動導致了電 壓降，其下降完全跨越電流源174,而沒有跨越輸出POUT和NOUT。
電阻器Rs也可以幫助降低倒相器148中的共模增益。考慮NIN 和PIN二者都下降的示例。在這種典型情況中，電阻器RS對抗輸出 POUT和NOUT上電壓的相應下降。這是因為，^爭越電阻器Rs的電 壓降響應于NIN和PIN的增加而升高，由此創建了負反饋源。當跨 越電阻器Rs的電壓升高時，MNP和MNN二者的柵極到源極電壓 Vgs下降。信號POUT和NOUT可能略微下降，但是該下降的幅度 將小于沒有共模增益降低電阻器Rs的情況。注意，如果倒相器148 的輸入是純差分的(也即，如果NIN上升同時PIN下降)，則倒相器148的一側將產生來自Rs的提高的電壓降貢獻，而倒相器148的 另一側將產生來自Rs的降低的電壓降貢獻。因此，電阻器Rs的存 在沒有降低差分信號的增益。如果期望，可以將電阻器Rs與INV1 和INV2串行連接地放置在圖13的電流源174的位置(也即，電流 源174和電阻器Rs的位置可以互換)。
如果期望，可以為倒相器148提供共模增益降低交叉耦合晶體 管，諸如NMOS晶體管MNFN和MNFP (或者全倒相器)。此類布 置有時稱為飛輪倒相器布置(例如，在以下配置中，其中在該位置 提供兩個全倒相器，以降低共模增益)。晶體管MNFN和MNFP有 助于增加相對于共模增益的差分增益。考慮以下示例，其中POUT 響應于NIN的下降而升高。在這種情況下，晶體管MNFN的柵-極電 壓升高。這使得晶體管MNFN的漏極電壓下降。當晶體管MNFN的 漏極電壓下降時，輸出NOUT下降。因此，晶體管MNFN的存在有 助于才是高輸出NOUT響應于NIN的^是高而下降的量(也即，MNFN 提高了差分增益)。晶體管MNFP以相同的方式對輸出POUT進行 操作。
倒相器148可以包括如圖13所示的諸如電流源174的電流源、 諸如電阻器Rs的共模增益降低電阻器、以及諸如晶體管MNFN和 MNFP的共模增益降低交叉耦合晶體管(或者全交叉耦合飛輪倒相 器)，或者如果期望，可以包括這些共模增益降低電路中的一個或 兩個。
根據一種實施方式，提供一種振蕩器，包括具有輸出的倒相器 的環和多個數控可調節負載電容器，其中每個數控可調節負載電容 器連接至相應的輸出之一。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包 括單端倒相器的環。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包 括差分倒相器的環。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器的環包括僅由兩個差分倒相器形成的環。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負 載電容器中的每一個包括多個并行連接的變容二極管，所述變容二 極管具有接收數控信號的數控輸入。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負 載電容器中的每一個包括多個并行連接的單位加權變容二極管。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負 載電容器中的每一個包括多個并行連接的二進制加權變容二極管。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負 載電容器中的每一個包括多個并行連接的分級尺寸的非二進制加權 變容二極管。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的 每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器 串行連接的電流源。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的 每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器 串行連接的電阻器。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的
每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器，以及第一和第二差分輸出， 所述倒相器環中的每個倒相器還包括具有連接至所述第一輸出的 柵極的第 一 晶體管，以及具有連接至所述第二輸出的柵極的第二晶體管。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述倒相器環中的 每個倒相器包括兩個交叉耦合倒相器以及第 一 和第二差分輸出， 與所述交叉耦合倒相器串行連接的電流源，與所述交叉耦合倒相器 串行連接的電阻器，以及具有連接至所述第 一輸出的柵極的第 一晶 體管，以及具有連接至所述第二輸出的柵極的第二晶體管。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器，其中所述數控可調節負 載電容器中的每一個包括多個并行連接的變容二極管，所述變容二極管具有接收數控信號的數控輸入。
根據一種實施方式，提供一種調節由連接至可調節負載電容器 的倒相器環形成的振蕩器中的輸出信號頻率的方法，所述方法包括: 將第 一數控信號施加于所述可調節負載電容器中的第一電容器，所 述第一數控信號指示所述第一電容器產生第一電容值；以及將第二 數控信號施加于所述可調節負載電容器中的第二電容器，所述第二 數控信號指示所述第二電容器產生不同于所述第一電容值的第二電 容值。
根據另一實施方式，提供一種方法，其中所述可調節負載電容 器中的每一個包括多個并行連接的、具有數控輸入的變容二極管，
入接收控制該可調節負載電容器的數控信號，所述方法還包括在 將所述第一數控信號和所述第二數控信號分別施加于所述第一和第 二可調節負載電容器時，確保所述第一數控信號和所述第二數控信 號包含差別不超過1的相應數目的邏輯高值，以最小化所述第一和 第二電容值之間的電容失配。
根據另一實施方式，提供一種方法，其中所述倒相器包括第一 和第二差分倒相器，每個都具有連接有可調節負載電容器中的相應 電容器的正輸出和負輸出，其中確保所述第 一數控信號和所述第二 數控信號包含差別不超過1的相應數目的邏輯高信號，以最小化所 述第一和第二電容值之間的電容失配，包括確保施加于連接至所 述第 一 差分倒相器的所述正輸出的可調節負載電容器的數控信號以 及施加于連接至所述第一差分倒相器的負輸出的可調節負載電容器 的數控信號的差別不超過1。
根據一種實施方式，提供一種集成電路上的振蕩器電路，其包 括至少包括第一和第二差分倒相器的差分倒相器環，以及連接至 所述差分倒相器之一的輸出的至少 一個數控可調節電容器。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器電路，其中所述數控可調 節電容器包括多個并行連接的變容二極管，每個變容二極管具有相應的數控輸入，該數控輸入接收以下信號之一邏輯高電壓和邏輯 低電壓，其中所述電容器中的所述并行連接的變容二極管的數控輸 入接收數控信號。
根據另一實施方式，提供一種振蕩器電路，還包括解碼器，其 接收未解碼的輸入，并產生相應的解碼數字輸出信號，該信號被施 加于所述數控可調節電容器中的所述并行連接的變容二極管，以作 為用于該電容器的數控信號。
上文僅僅是對本發明原理的示范性說明，在不脫離本發明范圍 和精神的情況下，本領域技術人員可以進行各種修改。
權利要求
1.一種振蕩器，包括具有輸出的倒相器的環；以及多個數控可調節負載電容器，每個數控可調節負載電容器連接至所述輸出中的相應一個。
2. 如權利要求l的振蕩器，其中所述倒相器的環包括單端倒相 器的環。
3. 如權利要求l的振蕩器，其中所述倒相器的環包括差分倒相器的環。
4. 如權利要求3的振蕩器，其中所述倒相器的環包括僅由兩個 差分倒相器形成的環。
5. 如權利要求4的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的變容二極管，所述變容二極管具有接收數控 信號的數控輸入。
6. 如權利要求l的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的變容二極管，所述變容二極管具有接收數控 信號的數控輸入。
7. 如權利要求l的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的、單位加權的變容二極管。
8. 如權利要求l的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的、二進制加權的變容二極管。
9. 如權利要求l的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的、分級尺寸的非二進制加權變容二極管。
10. 如權利要求1的振蕩器，其中所述倒相器的環中的每個倒相 器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器串行連接 的電流源。
11. 如權利要求1的振蕩器，其中所述倒相器的環中的每個倒相 器包括兩個交叉耦合倒相器，以及與所述交叉耦合倒相器串行連接的電阻器。
12. 如權利要求1的振蕩器，其中所述倒相器的環中的每個倒相 器包括兩個交叉耦合倒相器以及第 一 和第二差分輸出，所述倒相器的環中的每個倒相器還包括第一晶體管，其具有連接至所述第一 輸出的柵極；以及第二晶體管，其具有連接至所述第二輸出的柵極。
13. 如權利要求1的振蕩器，其中所述倒相器的環中的每個倒相 器包括兩個交叉耦合倒相器，以及第一和第二差分輸出； 與所述交叉耦合倒相器串行連接的電流源； 與所述交叉耦合倒相器串行連接的電阻器；以及 第一晶體管，其具有連接至所述第一輸出的柵極；以及第二晶體 管，其具有連接至所述第二輸出的柵極。
14. 如權利要求13的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電 容器包括多個并行連接的變容二極管，所述變容二極管具有接收數 控信號的數控輸入。
15. —種方法，用于調節由連接至可調節負載電容器的倒相器的 環形成的振蕩器中的輸出信號頻率，包括將第一數控信號施加于所述可調節負載電容器中的第一電容器， 所述第一數控信號指示所述第一電容器產生第一電容值；以及將第二數控信號施加于所述可調節負載電容器中的第二電容器， 所述第二數控信號指示所述第二電容器產生不同于所述第一電容值 的第二電容值。
16. 如權利要求15的方法，其中每個所述可調節負載電容器包 括多個并行連接的、具有數控輸入的變容二極管，其中每個所述可 調節負載電容器中的所述變容二極管的所述數控輸入接收控制該可 調節負載電容器的數控信號，所述方法還包括在將所述第一數控信號和所述第二數控信號分別施加于所述第 一和第二可調節負載電容器時，確保所述第一數控信號和所述第二 數控信號包含差別不超過1的相應數目的邏輯高信號，以最小化所述第一和第二電容值之間的電容失配。
17. 如權利要求16的方法，其中所述倒相器包括第一和第二差分倒相器，每一個差分倒相器都具有與所述可調節負載電容器中的 相應可調節負載電容器相連接的正輸出和負輸出，其中，確保所述 第一數控信號和所述第二數控信號包含差別不超過1的相應數目的邏輯高信號以最小化所述第一和第二電容值之間的電容失配包括 確保施加于連接至所述第一差分倒相器的所述正輸出的所述可調節 負載電容器的數控信號與施加于連接至所述第一差分倒相器的所述 負輸出的所述可調節負載電容器的數控信號的差別不超過1 。
18. 如權利要求4的振蕩器，其中每個所述數控可調節負載電容 器包括多個并行連接的變容二極管，所述振蕩器電路還包括解碼器， 其接收未解碼的輸入，并產生相應的已解碼數字輸出信號，該信號 被施加于每個數控可調節電容器中的所述并行連接的變容二極管，以作為針對該電容器的數控信號。
全文摘要
提供一種基于倒相器環的振蕩器電路。該倒相器環可以是單端倒相器或者差分倒相器。可以在倒相器輸出處提供數控可調節負載電容器，以調諧振蕩器電路。每個數控可調節負載電容器可以由多個并行連接的變容二極管構成。每個變容二極管可以具有接收數控信號的控制輸入。給定振蕩器中的數控可調節負載電容器可以聯合調節，以產生用于每個電容器的相同電容值，或者可以獨立調節，從而使其產生不同的電容值。倒相器可以包括共模增益降低特征，諸如串行連接的電流源、串行連接的電阻器、以及交叉耦合的負反饋晶體管。
文檔編號H03K3/02GK101615900SQ20091015096
公開日2009年12月30日 申請日期2009年6月29日 優先權日2008年6月27日
發明者M·芒薩維, W·W·貝雷扎 申請人:阿爾特拉公司