相位同步電路和接收器的制作方法

專利名稱：相位同步電路和接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及生成在頻率和相位上均與基準(zhǔn)信號(hào)同步的輸出信號(hào)的相位同步電路，并且涉及結(jié)合該相位同步電路的接收器。
背景技術(shù)：
可以生成在頻率和相位上均與基準(zhǔn)信號(hào)同步的輸出信號(hào)的相位同步電
路凈皮稱為鎖相環(huán)(PLL)。示例性PLL包括電壓控制的振蕩器(VCO)、相位檢測(cè)器、模擬濾波器和放大器。VCO具有它自己的振蕩頻率，所述振蕩頻率被施加到VCO的控制電壓控制。相位檢測(cè)器檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和VCO的輸出信號(hào)之間的相位差。模擬濾波器抑制相位檢測(cè)器的輸出信號(hào)的不必要的波。放大器放大模擬濾波器的輸出信號(hào)，產(chǎn)生輸出信號(hào)。
PLL不限于才莫擬類型。它可以是數(shù)字類型。R.Staszewski于2005年12月，IEEE期刊Solid-state Circuits發(fā)表的"All-Digital PLL andTransmitter for Mobile Phones",第40巻、12號(hào)(此后被稱為"相關(guān)技術(shù)，，)，公開了數(shù)字PLL。這種數(shù)字PLL包括VCO、時(shí)間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(TDC)、數(shù)字濾波器和數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC ) 。 TDC檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和VCO的輸出信號(hào)之間的頻率差和相位差，并且基于該頻率差和相位差輸出數(shù)字檢測(cè)信號(hào)。數(shù)字濾波器抑制該數(shù)字檢測(cè)信號(hào)的不必要的波。DAC將數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制VCO的模擬電壓。在很多模擬PLL中，模擬濾波器有外部電容器。在很多數(shù)字PLL中，使用單片數(shù)字濾波器而不是模擬濾波器。數(shù)字PLL因此可以被配置為比模擬PLL具有更小的面積。
然而，TDC產(chǎn)生量化噪聲。這是不可避免的，因?yàn)門DC將頻率差和相位差轉(zhuǎn)換成數(shù)字檢測(cè)信號(hào)。由于它的解決方案是有限的，即使PLL是鎖定(同步)狀態(tài)，TDC仍產(chǎn)生等同于一個(gè)最低有效位(LSB )的量化噪聲。至PLL輸出量化噪聲為止有效的傳輸函數(shù)是低通類型的，并且截止頻率取決于環(huán)路帶。另一方面，至PLL輸出VCO引起的相位噪聲為止有效的傳輸函數(shù)是高通類型的，并且截止頻率取決于環(huán)路帶。因此，如果環(huán)路帶被設(shè)置為窄帶以便抑制量化噪聲，則VCO的相位噪聲將幾乎不受抑制。反之，如果環(huán)路帶被設(shè)置為寬帶以便抑制VCO的相位噪聲，則量化噪聲將幾乎不受抑制。
JP-A 2004-3212726 ( KOKAI)描述了雙環(huán)路PLL，所述雙環(huán)路PLL包括分別用于實(shí)現(xiàn)頻率同步和相位同步的數(shù)字環(huán)路和模擬環(huán)路。在JP-A2004-3212726 (KOKAI)中描述的PLL中，數(shù)字環(huán)路有相對(duì)窄的帶，消除量化噪聲，而模擬環(huán)路的帶相對(duì)較寬，消除VCO的相位噪聲。
任何PLL結(jié)合相位檢測(cè)器或相位頻率檢測(cè)器，其中的一個(gè)不能小于特定更低界限的相位差。相位檢測(cè)器不能檢測(cè)到相位差的相位差范圍被稱為"盲區(qū)"。盲區(qū)來自相位檢測(cè)器固有的邏輯延時(shí)，并且可以使整個(gè)PLL的相位噪聲特征惡化。
JP-A 2004-357076 ( KOKAI)描述了凈皮設(shè)計(jì)來避免發(fā)生盲區(qū)的相位檢測(cè)器的電路配置。在JP-A 2004-357076 ( KOKAI)中描述的電路配置中，兩個(gè)相位頻率比較儀和多個(gè)逆變器(延時(shí)單元)被組合，以便可以檢測(cè)到基準(zhǔn)信號(hào)和VCO的輸出信號(hào)之間的相位差，即使它們?cè)谙辔簧弦恢?即，相位差-O)。
JP-A 2004-3212726 ( KOKAI)中描述的雙環(huán)路PLL與傳統(tǒng)PLL的類
似之處在于模擬環(huán)路實(shí)施相位同步。因此，環(huán)路帶不能被加寬超過傳統(tǒng)PLL可能有的最大值(例如，基準(zhǔn)信號(hào)頻率的1/10 )。進(jìn)一步地，在該P(yáng)LL中，必須使用外部電容器組成模擬濾波器，以便獲得高電容。從而，如在傳統(tǒng)模擬類型PLL中一樣，幾乎不能減小電路面積。
而且，JP-A 2004-357076 ( KOKAI)中描述的相位檢測(cè)器需要比普通相位檢測(cè)器具有更多的延時(shí)單元。這些延時(shí)單元提供的延時(shí)低于合并相位檢測(cè)器的PLL的操作穩(wěn)定性，即，相位裕度(phase margin )。使問題更糟的是，因?yàn)楸欢鄠€(gè)逆變器延時(shí)，基準(zhǔn)信號(hào)可能疊加有噪聲。進(jìn)一步地，
8考慮到加工變化、電源電壓的波動(dòng)和電路部件的參數(shù)對(duì)溫度的依從關(guān)系，
必須對(duì)基準(zhǔn)信號(hào)的延時(shí)施加一些裕度。JP-A 2004-357076 ( KOKAI)中描述的相位檢測(cè)器因此關(guān)于整個(gè)芯片在功耗和電路面積方面是不利的。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種相位同步電路，所勤目位同步電路包括受控振蕩器，被配置為生成第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)，所述第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制的共同頻率和不同相位；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)之間的頻率差和笫一相位差，以生成與所述頻率差和所述第一相位差一致的第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；模擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以侵/沒置所述4莫擬相位檢測(cè)器、所述4莫擬濾波器和所述i文大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種相位同步電路，所述相位同步電路包括環(huán)形振蕩器，被配置為生成第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)，所述第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制的共同頻率和不同相位；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信
號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)之間的頻率差和第一相位差，以生成與所迷頻率差
和所述第一相位差一致的第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得第一被過濾的信號(hào)；數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，被配置為將所述第一被過濾的信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)以獲得所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所迷第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；4莫擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得第二被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述第二被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述模擬相位檢測(cè)器、所述模擬濾波器和所述i文大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種相位同步電路，所述相位同步電路包括受控振蕩器，被配置為生成具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制的頻率的第一振蕩信號(hào)；移相器，^^配置為在相位上移動(dòng)所述第一振蕩信號(hào)以獲得笫二振蕩信號(hào)；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)和基準(zhǔn)信號(hào)之間的頻率差和第一相位差，以生成與所迷頻率差和所述第一相位差一致的第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；模擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述模擬相位檢測(cè)器、所述模擬濾波器和所逸改大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種相位同步電路，所述相位同步電路包括受控振蕩器，被配置為生成具有由控制信號(hào)控制的共同頻率和不同相位的第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)；鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)處于鎖定狀態(tài)還是未鎖定狀態(tài)；分頻器，被配置為對(duì)處于未鎖定狀態(tài)的所述第一振蕩信號(hào)分頻以獲得被分頻的信號(hào)；相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述基準(zhǔn)信號(hào)和所述被分頻的信號(hào)之間的頻率差和第一相位差，以生成與所述頻率差和所述第一相位差一致的第一檢測(cè)信號(hào)；相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之
10間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；選擇器，被配置為選擇處于未鎖定狀態(tài)的所述笫一檢測(cè)信號(hào)和選擇處于鎖定狀態(tài)的所述第二檢測(cè)信號(hào)，以便獲得選擇的檢測(cè)信號(hào)；以及濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述選擇的檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得所述控制信號(hào)。


圖l是示出根據(jù)笫一實(shí)施例的相位同步電路的框圖；圖2A是示出在圖1中示出的相位檢測(cè)器的例子的電路圖；圖2B是示出與圖2A中示出的不同的相位檢測(cè)器的另一例的電路圖；圖2C是示出與圖2A和2B中示出的那些不同的相位檢測(cè)器的電路圖；圖3是示出圖2A、 2B和2C的電路如何操作的時(shí)間圖；圖4A是示出圖1中示出的鎖定檢測(cè)器的例子的電路圖；圖4B是示出輸入到圖4A的電路的信號(hào)的時(shí)間圖；圖5A是示出圖1中示出的電路的線性模型的圖；圖5B是示出圖5A中示出的簡(jiǎn)化的線性模型的圖；圖6A是表示圖1中示出的數(shù)字環(huán)路的開環(huán)增益特征的圖表；圖6B是表示圖1中示出的數(shù)字環(huán)路的開環(huán)相位特征的圖表；圖7A是表示圖1中示出的模擬環(huán)路的開環(huán)增益特征的圖表；圖7B是表示圖1中示出的模擬環(huán)路的開環(huán)相位特征的圖表；圖8是示出圖1中示出的受控振蕩器中生成的相位噪聲的傳輸模型的圖9是表示用于在圖1中示出的受控振蕩器中生成的相位噪聲的傳輸功能的增益特征的圖表；
圖IO是示出圖1中示出的數(shù)字環(huán)路中生成的量化噪聲的傳輸模型的
圖ll是示出圖l中的模擬環(huán)路中生成的基準(zhǔn)信號(hào)寄生的傳輸模型的
圖12是表示在圖i中示出的數(shù)字環(huán)路中生成的量化噪聲的傳輸函數(shù)的增益特征的圖表；
圖13是表示在圖1中示出的模擬環(huán)路中生成的基準(zhǔn)信號(hào)寄生的傳輸功
能的增益特征的圖表；
圖14是示出根據(jù)第二實(shí)施例的相位同步電路的框圖15是示出根據(jù)第三實(shí)施例的相位同步電路的框圖16是示出根據(jù)第四實(shí)施例的相位同步電路的框圖17是示出根據(jù)第五實(shí)施例的相位同步電路的框圖18A是示出在圖17中示出的第一相位檢測(cè)器的例子的電路圖18B是示出圖18A的電路如何操作的時(shí)間圖19A是示出在圖17中示出的第二相位檢測(cè)器的例子的電路圖19B是示出圖19A的電路如何操作的時(shí)間圖20是示出圖18A和19A的電路如何操作來補(bǔ)償?shù)谝?、第二和第?br> 相位信號(hào)的延遲的時(shí)間圖21是示出根據(jù)第六實(shí)施例的相位同步電路的框圖22A是示出在圖21中示出的控制時(shí)鐘生成電路的例子的電路圖22B是示出圖22A的電路如何操作的時(shí)間圖23是示出在圖21中示出的選擇器的例子和在圖21中示出的電荷泵
的例子的電路圖24是示出根據(jù)第七實(shí)施例的相位同步電路的框圖；圖25是示出根據(jù)第八實(shí)施例的相位同步電路的框圖；圖26是示出根據(jù)第九實(shí)施例的相位同步電路的框圖；以及圖27是示出根據(jù)第十實(shí)施例的接收器的框圖。
具體實(shí)施例方式
將參考附圖描述本發(fā)明的實(shí)施例。(第一實(shí)施例)
如圖l所示，根據(jù)本發(fā)明的笫一實(shí)施例的相位同步電路具有基準(zhǔn)信號(hào)生成器100、受控振蕩器101、 TDC 111、數(shù)字濾波器112、相位檢測(cè)器121、模擬濾波器122、放大器123、鎖定檢測(cè)器124和開關(guān)125。
在圖l的相位同步電路中，受控振蕩器101、 TDC lll和數(shù)字濾波器112組成數(shù)字環(huán)路110。受控振蕩器101、相位檢測(cè)器121、模擬濾波器122和放大器123組成模擬環(huán)路120。數(shù)字環(huán)路110將受控振蕩器101的輸出信號(hào)的頻率和相位鎖定到由基準(zhǔn)信號(hào)生成器100生成的基準(zhǔn)信號(hào)的頻率和相位。然后，模擬環(huán)路120抑制在受控振蕩器101中生成的相位噪聲。
基準(zhǔn)信號(hào)生成器100例如是晶體振蕩器，并且生成基準(zhǔn)信號(hào)IO?；鶞?zhǔn)信號(hào)IO將被用作在圖1的相位同步電路中的鎖定目標(biāo)?；鶞?zhǔn)信號(hào)10被輸入到TDC 111、相位檢測(cè)器121和鎖定檢測(cè)器124。
數(shù)字濾波器112向受控振蕩器101的第一控制端輸入第一控制信號(hào)。放大器123向受控振蕩器101的第二控制端輸入第二控制信號(hào)。受控振蕩器101輸出具有與第一和第二控制信號(hào)的組合一致的振蕩頻率的振蕩信號(hào)。假定受控振蕩器101輸出在相位上彼此不同的兩個(gè)振蕩信號(hào)11 (相位信號(hào))。第一相位信號(hào)11被輸入到TDC 111，第二相位信號(hào)12被輸入到相位檢測(cè)器121。
受控振蕩器101例如是環(huán)形振蕩器。可選地，受控振蕩器101可以由LC振蕩器和移相器組成。在該情況中，LC振蕩器的輸出被分支成兩路，并且移相器被連接到被分支的輸出的一個(gè)。仍舊可選地，受控振蕩器101可以是包括LC振蕩器的正交振蕩器。
TDC lll檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)IO和第一相位信號(hào)ll之間的頻率差和相位差，并且生成與所述頻率差和相位差一致的第 一檢測(cè)信號(hào)。該第 一檢測(cè)信號(hào),皮輸出到數(shù)字濾波器112。更具體地，如在相關(guān)技術(shù)中所示的，TDC 111可以凈皮配置為利用逆變器延遲，由此將相位差轉(zhuǎn)換成數(shù)字值。
數(shù)字濾波器112抑制從TDC 111輸出的第一檢測(cè)信號(hào)的不必要的波，然后將笫一控制信號(hào)輸入到受控振蕩器101。由第一控制信號(hào)控制，受控振蕩器101生成如將減小基準(zhǔn)信號(hào)10和第一相位信號(hào)11之間的頻率差和相位差這樣的第一和第二相位信號(hào)11和12。數(shù)字濾波器112的頻率特征影響數(shù)字環(huán)路110的環(huán)路帶寬和鎖定時(shí)間以及受控振蕩器101的相位噪聲
13特征?？梢钥紤]環(huán)路帶寬、鎖定時(shí)間和相位噪聲來設(shè)計(jì)數(shù)字濾波器ll2。
鎖定檢測(cè)器124可以檢測(cè)第一相位信號(hào)11的頻率和相位同步于(或被鎖定到)數(shù)字環(huán)路110中的基準(zhǔn)信號(hào)10的頻率和相位。在該情況中，鎖定檢測(cè)器124接通開關(guān)125。電源電壓(驅(qū)動(dòng)電壓)由此被施加到模擬環(huán)路120的部件。模擬環(huán)路120因此開始操作。
在模擬環(huán)路120中，相位檢測(cè)器121檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)10和第二相位信號(hào)12之間的相位差，生成第二檢測(cè)信號(hào)。第二檢測(cè)信號(hào)^皮供應(yīng)到模擬濾波器122。根據(jù)第二檢測(cè)信號(hào)，受控振蕩器101生成第一相位信號(hào)11和第二相位信號(hào)12，以便減小基準(zhǔn)信號(hào)10和第一相位信號(hào)11之間的相位差。將參考圖2A、 2B和2C描勤目位檢測(cè)器121可以具有的三個(gè)不同配置。
如圖2A所示，相位檢測(cè)器121可以被配置為使用兩個(gè)普通相位頻率檢測(cè)器(PFD)的僅一個(gè)的輸出。更具體地，圖2A的相位檢測(cè)器121包括兩個(gè)D觸發(fā)器131和132和一個(gè)與門133。
D觸發(fā)器131和132是正沿觸發(fā)的觸發(fā)器。D觸發(fā)器131和132的每一個(gè)在時(shí)鐘脈沖的上升沿閉鎖輸入到D端的值，并且在下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的上升沿從Q端輸出該值，所述時(shí)鐘脈沖被輸入到時(shí)鐘端。注意，當(dāng)復(fù)位端接收到高信號(hào)時(shí)，任何D觸發(fā)器將它的被閉鎖的值復(fù)位為低。D觸發(fā)器131和132可以選擇性地是負(fù)沿觸發(fā)的觸發(fā)器。
D觸發(fā)器131在時(shí)鐘端接收基準(zhǔn)信號(hào)10、在D端接收電源電壓、在復(fù)位端接收與門133的輸出信號(hào)。D觸發(fā)器131從Q端輸出信號(hào)。該信號(hào)被輸入到與門133的一個(gè)輸入端。另一方面，D觸發(fā)器132在時(shí)鐘端接收第二相位信號(hào)12、在D端接收電源電壓、在復(fù)位端接收與門133的輸出信號(hào)。D觸發(fā)器132從Q端輸出信號(hào)。該信號(hào)被作為第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a輸出到與門133的另一輸入端。
如圖2B中示出的，相位檢測(cè)器121可以有兩個(gè)D觸發(fā)器131和132以及兩個(gè)與門133和134。在圖2B的相位檢測(cè)器中，從D觸發(fā)器132的Q端輸出的信號(hào)和第一相位信號(hào)11被輸入到與門134，與門134生成第二檢測(cè)信號(hào)OUT-b。如在圖2C中示出的，相位檢測(cè)器121可以有兩個(gè)D觸發(fā)器131和132、與門133和異或門135。在圖2C的相位檢測(cè)器中，從D觸發(fā)器132的Q端輸出的信號(hào)和第一相位信號(hào)ll凈皮輸入到異或門135,異或門135生成第二檢測(cè)信號(hào)OUT-c。
將參考圖3的時(shí)間圖解釋如在圖2A、圖2B或圖2C中這樣配置的相位檢測(cè)器121如何操作。假定第一相位信號(hào)11的頻率和相位以1/4的分頻率被鎖定到數(shù)字環(huán)路110中的基準(zhǔn)信號(hào)10的頻率和相位。還假定第二相位信號(hào)12關(guān)于第一相位信號(hào)11在相位上延遲90。。 (90。角對(duì)應(yīng)于第一和第二相位信號(hào)11和12具有的周期的四分之一 (1/4 ))。
圖2A的相位檢測(cè)器121輸出第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a,第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)信號(hào)10的上升沿和第二相位信號(hào)12的上升沿之間的時(shí)間差。也就是，D觸發(fā)器131的輸出在基準(zhǔn)信號(hào)10的上升沿升高，D觸發(fā)器132的輸出在第二相位信號(hào)12的上升沿升高，以及與門132的輸出也升高。D觸發(fā)器131和132由此被復(fù)位，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a下降。此后，D觸發(fā)器132的輸出再次升高。由于D觸發(fā)器131的輸出保持復(fù)位，笫二檢測(cè)信號(hào)OUT-a升高。然后，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a再次在基準(zhǔn)信號(hào)10的上升沿下降。
假定第一和第二相位信號(hào)11和12在相位上超前，如在圖3中以虛線所指示。然后，基準(zhǔn)信號(hào)10的上升沿和第二相位信號(hào)12的上升沿之間的時(shí)間變短。第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a因此保持更長(zhǎng)的時(shí)間為高，增大了平均電壓。因而，圖2A的相位檢測(cè)器121可以檢測(cè)相位超前為電壓增大，相位延遲為電壓減小。
數(shù)字環(huán)路110將第二相位信號(hào)12鎖定到基準(zhǔn)信號(hào)10，給予這些信號(hào)10和12恒定的相位差(例如，90。)。因此，第二,檢測(cè)信號(hào)OUT-a的占空比絕不會(huì)變動(dòng)很大。即使笫二相位信號(hào)12未被鎖定，時(shí)鐘檢測(cè)器124將切斷開關(guān)125，促使模擬環(huán)路120停止搮作一段時(shí)間，并促使數(shù)字環(huán)路110重新鎖定，時(shí)鐘檢測(cè)器124將隨后予以描述。因此，相位檢測(cè)器121僅需要在來自受控振蕩器101的輸出信號(hào)中檢測(cè)由噪聲產(chǎn)生的小的相位變化。如與第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a具有50%的占空比的情況相比，基準(zhǔn)信號(hào)寄生-陂減小到1/(2*分頻率)。通過將第一和第二相位信號(hào)11和12之間的相位差減小到少于卯。，基準(zhǔn)信號(hào)寄生可以被進(jìn)一步減小。然而，在某種程度上應(yīng)當(dāng)保留該相位差以便防止在相位檢測(cè)器121中出現(xiàn)盲區(qū)。因此，考慮到盲區(qū)和基準(zhǔn)信號(hào)寄生的折衷，不減小相位差而是將相位差設(shè)置為適當(dāng)值是令人想要的。
圖2B中示出的相位檢測(cè)器121輸出第二檢測(cè)信號(hào)OUT-b，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-b是D觸發(fā)器132的輸出(即，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a )和第一相位信號(hào)11的邏輯乘積。圖2B的相位檢測(cè)器121因此可以檢測(cè)相位超前為電壓增大、相位延遲為電壓減小，如圖2A中示出的相位檢測(cè)器121 —樣。
如從圖3中看到的，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-b的占空比大約是50%。平均電壓因此被抑制到大約電源電壓的 一半。這促進(jìn)將在隨后實(shí)施的模擬信號(hào)的處理。第二檢測(cè)輸出信號(hào)OUT-b比之前提到的第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a具有更大的寄生分量。雖然如此，這沒有產(chǎn)生問題，因?yàn)樵黾拥募纳至渴怯墒芸卣袷幤?01生成的振蕩頻率分量。
圖2C中示出的相位檢測(cè)器121輸出第二檢測(cè)信號(hào)OUT-c。第二檢測(cè)信號(hào)OUT-c是D觸發(fā)器132的輸出(即，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a )和第一相位信號(hào)11的異或。圖2C的相位檢測(cè)器121因此可以檢測(cè)相位超前為電壓減小、相位延遲為電壓增加，不同于圖2A和2B中示出的相位檢測(cè)器121。
如在圖3中示出的，第二檢測(cè)信號(hào)OUT-c的占空比大約是50%。平均電壓因此被抑制到大約電源電壓的一半。這促進(jìn)將在隨后實(shí)施的模擬信號(hào)的處理。第二檢測(cè)輸出信號(hào)OUT-c比之前提到的第二檢測(cè)信號(hào)OUT-a具有更大的寄生分量。雖然如此，這沒有產(chǎn)生問題，因?yàn)樵黾拥募纳至渴怯墒芸卣袷幤?01生成的振蕩頻率分量。
模擬濾波器122抑制從相位檢測(cè)器121輸出的第二檢測(cè)信號(hào)的不必要的波。放大器123放大模擬濾波器122的輸出信號(hào)，生成第二控制信號(hào)。
16因而生成的控制信號(hào)被輸入到受控振蕩器101。即使不使用放大器123，也可以提供根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路。不過，應(yīng)當(dāng)使用放大器123。這是因?yàn)椋M濾波器122的輸出信號(hào),M大比不放大時(shí)，模擬環(huán)路120的環(huán)路帶寬可以更寬。
鎖定檢測(cè)器124可以檢測(cè)第一相位信號(hào)11的相位鎖定和相位解鎖。在檢測(cè)到第一相位信號(hào)ll的相位鎖定時(shí)，鎖定檢測(cè)器124接通開關(guān)125，由此;f莫擬環(huán)路120開始操作。在檢測(cè)到第一相位信號(hào)11的相位解鎖時(shí)，鎖定檢測(cè)器124切斷開關(guān)125，由此模擬環(huán)路120停止操作。
更具體地，鎖定檢測(cè)器124可以是如在圖4A中示出的這樣的電路。在JP-A H08-79066 ( KOKAI)中公開了圖4A的電路。圖4A的電路包括兩個(gè)D觸發(fā)器141和142、非門143、與非門144和計(jì)數(shù)器145。
D觸發(fā)器141在時(shí)鐘端接收基準(zhǔn)信號(hào)10，在D端接收第二相位信號(hào)12，從Q端輸出輸出信號(hào)。D觸發(fā)器141的輸出信號(hào)被輸入到與非門144的一個(gè)輸入端。另一方面，D觸發(fā)器142在時(shí)鐘端接收基準(zhǔn)信號(hào)10，在D端接收第三相位信號(hào)13,從Q端輸出輸出信號(hào)。第三相位信號(hào)13關(guān)于第一相位信號(hào)11在相位上超前預(yù)定量。D觸發(fā)器142的輸出信號(hào)被輸入到非門143。非門143反轉(zhuǎn)D觸發(fā)器142的輸出信號(hào)，并將其輸入與非門144的另一輸入端。與非門144對(duì)D觸發(fā)器141的輸出信號(hào)和被非門143反轉(zhuǎn)的D觸發(fā)器142的輸出信號(hào)實(shí)施與非操作。與非門144的輸出被輸入到計(jì)數(shù)器145。使用基準(zhǔn)信號(hào)IO作為操作時(shí)鐘，計(jì)數(shù)器145計(jì)數(shù)來自與非門144的高低脈沖。被計(jì)數(shù)的高脈沖的數(shù)量和被計(jì)數(shù)的低脈沖的數(shù)量分別被稱為"第 一計(jì)數(shù)值"和"第二計(jì)數(shù)值"。
第一相位信號(hào)的相位可以被鎖定到基準(zhǔn)信號(hào)的相位。在該情況中，D觸發(fā)器141和142的輸出分別是低和高。與非門144的輸出因此被保持為高。作為結(jié)果，每次基準(zhǔn)信號(hào)10升高時(shí)，計(jì)數(shù)器145的第一計(jì)數(shù)值增加。當(dāng)笫一計(jì)數(shù)值超出閾值時(shí)，計(jì)數(shù)器145檢測(cè)到相位時(shí)鐘，接通開關(guān)125,由此模擬環(huán)路120開始操作。當(dāng)?shù)诙?jì)數(shù)值超出閾值時(shí)，計(jì)數(shù)器145檢測(cè)到相位解鎖，切斷開關(guān)125，由此4莫擬環(huán)路120停止^^作。鎖定檢測(cè)器124接通或切斷開關(guān)125。當(dāng)開關(guān)125保持接通時(shí)，從電源向模擬環(huán)路120的部件施加驅(qū)動(dòng)電壓。模擬環(huán)路120因此操作。當(dāng)開關(guān)125保持切斷時(shí)，模擬環(huán)路120的部件被從電源斷開。因而，模擬環(huán)路120不操作。
下面將解釋在圖i的相位同步電路中各種噪聲和基準(zhǔn)信號(hào)寄生的傳輸。
圖1的相位同步電路可以#^示為如在圖5A中示出的這種線性模型。在圖5A中，KTDccode/rad指TDC 111的轉(zhuǎn)換增益，KPD[V/rad指相位檢測(cè)器121的轉(zhuǎn)換增益，F(xiàn)D (s)指數(shù)字濾波器112的傳輸函數(shù)，F(xiàn)A (s)指才莫擬濾波器122的傳輸函數(shù)。A指放大器123的增益，KD vcoHz/code和KA vco[Hz/V]分別指在受控振蕩器101的第一和第二控制端的頻率轉(zhuǎn)換增益。假定相位-頻率轉(zhuǎn)換增益KTDC *KD vco[Hz/rad]和相位-頻率轉(zhuǎn)換增益KpD+KAvco[Hz/rad]等于Kvco[Hz/rad。則，圖1的相位同步電路可以被表示為如圖5B中示出的這種線性模型。
在圖5B中，基準(zhǔn)信號(hào)的頻率(即，基準(zhǔn)頻率)是10MHz,相位-頻率轉(zhuǎn)換增益K vco[Hz/rad是400kHz/rad。進(jìn)一步地，數(shù)字濾波器112是在具有四個(gè)lMHz極點(diǎn)的4階低通濾波器，模擬濾波器122是在基準(zhǔn)頻率(=20MHz)具有凹口 (notch)的2階雙T型帶阻濾波器(BRF)。為了抑制基準(zhǔn)信號(hào)寄生，凹口被給予模擬濾波器122的特征。因而，該凹口不是絕對(duì)必要的，因?yàn)榛鶞?zhǔn)信號(hào)寄生可以在圖1中示出的相位同步電路的模擬環(huán)路120中被有效抑制。雖然如此，給予才莫擬濾波器122的濾波特征以凹口應(yīng)更佳，因?yàn)槟M環(huán)路120的環(huán)路帶寬的加寬和基準(zhǔn)信號(hào)寄生的影響處于折衷關(guān)系。
在圖5B中，當(dāng)開環(huán)時(shí)數(shù)字環(huán)路110具有的傳輸函數(shù)Ho1—1 ( s )被如下表示
<formula>formula see original document page 18</formula>其中，codig是數(shù)字濾波器的極點(diǎn)頻率(=lMHz)。在圖5B中，當(dāng)開環(huán)時(shí)模擬環(huán)路120具有的傳輸函數(shù)Hol_2 ( s )被如下表示
、？+4級(jí)咖" ,2乂
(2》
其中，wana是模擬濾波器的凹口頻率(=基準(zhǔn)信號(hào)頻率=201\11^)。圖6A和圖6B分別示出傳輸函數(shù)Hol_l的增益特征和相位特征，圖7A和圖7B分別示出傳輸函數(shù)Hol一2的增益特征和相位特征。如圖6A所示，模擬環(huán)路120的環(huán)路帶寬是大約5MHz (即，基準(zhǔn)頻率的1/4 ),是數(shù)字環(huán)路110的環(huán)路帶寬的10倍或更寬。如從圖6A和6B以及圖7A和7B中所看到的，數(shù)字環(huán)路110和模擬環(huán)路120均具有大約50°的相位裕度。圖8中示出了在受控振蕩器101中生成的相位噪聲①n的傳輸^t型。在圖8中，(D'out是笫一相位信號(hào)11。以下等式來自圖8:
& 一' 《.j-糊=L (3)
從等式(3)中，在受控振蕩器101中生成的相位噪聲的傳輸函數(shù)被如下表示
如在等式(4)和圖9中示出的，在受控振蕩器101中生成的相位噪聲O)n的傳輸函數(shù)Hcl一vco等同于1階高通濾波器(HPF )。該HPF的截止頻率取決于模擬濾波器122的傳輸函數(shù)FA (s)和放大器123的增益A,
19而不是數(shù)字濾波器112的傳輸函數(shù)FD ( s )。因此，通過加寬模擬環(huán)路120的環(huán)路帶寬，而不是通過僅由數(shù)字環(huán)路110組成PLL，受控振蕩器101中生成的相位噪聲O)n可以在寬帶上,皮抑制。
圖10中示出了在數(shù)字環(huán)路110中生成的量化噪聲Vtdc的傳輸^=莫型。在圖10中，傳輸函數(shù)Hcl—l(s)被如下表示
& ^)寺=、 (5》
圖11中示出了在模擬環(huán)路120中生成的基準(zhǔn)信號(hào)寄生Vsp的傳輸模型。在圖11中，傳輸函數(shù)Hcl—2(s)被如下表示
2 ($) - L =——(6)
^j2 $ + I,'尸d * ^
從等式(5)和圖IO產(chǎn)生量化噪聲Vtdc的如下的傳輸函數(shù)Htdc(s):
關(guān)-()
根據(jù)等式(6)和圖11,基準(zhǔn)信號(hào)寄生Vsp的傳輸函數(shù)Hsp(s)被如下表示
if dL n:(權(quán)—"》 f8、
圖12示出傳輸函數(shù)Htdc (s)的增益特征，圖13示出傳輸函數(shù)Hsp (s)的增益特征。如在等式(5)和(7)和圖12中所示的，量化噪聲Vtdc的傳輸函數(shù)Htdc等同于1階LPF。 LPF的截止頻率取決于數(shù)字環(huán)路110的傳輸函數(shù)Fn (s)。通過使數(shù)字環(huán)路110的環(huán)路帶寬變窄，量化噪聲Vtdc可以因此在寬帶上被抑制。如圖13所示，模擬濾波器122在帶方面限制基準(zhǔn)信號(hào)寄生Vsp。因此，分別具有窄環(huán)路帶寬和寬環(huán)路帶寬的數(shù)字環(huán)路110和模擬環(huán)路120的組合可以在寬帶上抑制量化噪聲Vtdc和在受控振蕩器101中生成的相位噪聲0>n。
由于模擬環(huán)路120在帶方面限制基準(zhǔn)信號(hào)寄生，折衷寄生和帶的限制，模擬環(huán)路120的環(huán)路帶寬應(yīng)當(dāng)被設(shè)置為適當(dāng)值。為此目的，如果相位噪聲例如必須在寬帶上#皮抑制時(shí)，使用凹口濾波器作為模擬濾波器112是令人期望的。
如以上描述的，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路包括用于鎖定頻率和相位的窄帶數(shù)字環(huán)路和用于消除在受控振蕩器中生成的相位噪聲的寬帶模擬環(huán)路。相位同步電路因此可以在寬帶上抑制量化噪聲和在受控振蕩器中生成的相位噪聲兩者。進(jìn)一步地，才莫擬濾波器可以被設(shè)計(jì)為具有小的面積，因?yàn)樵谀M環(huán)路中包括的模擬濾波器的截止頻率可以被設(shè)置為高于迄今可能的值(例如，達(dá)到基準(zhǔn)頻率的1/4或更高的頻率)。模擬環(huán)路占據(jù)的面積最終可以被減小。而且，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路不需要有分頻器，因?yàn)閿?shù)字環(huán)路鎖定頻率和相位。相位同步電路因此比傳統(tǒng)電路占據(jù)更小的面積，消耗更少的功率。(第二實(shí)施例)
如從圖14中所看到的，根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的相位同步電路與圖1的電路不同之處在于VCO 201和數(shù)字環(huán)路210分別取代受控振蕩器101和數(shù)字環(huán)路IIO。在圖14中，與圖1中示出的那些相同的部件以相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第二實(shí)施例特征的部件。
在對(duì)應(yīng)于在圖1中示出的數(shù)字環(huán)路IIO的數(shù)字環(huán)路210中，數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC ) 213被連接到數(shù)字濾波器112的輸出。DAC 213從數(shù)字濾波器112接收數(shù)字輸出信號(hào)，并且將其轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。該模擬信號(hào)被作為第一信號(hào)輸入到VCO 201。
VCO201由包括多個(gè)反相放大器的環(huán)形振蕩器組成，所述多個(gè)反相放大器被循環(huán)級(jí)聯(lián)。VCO 201在第一控制端從DAC 213接收第一控制信號(hào)，在第二控制端&故大器123接收第二控制信號(hào)。VCO 201生成具有與第一和第二控制信號(hào)的電壓一致的共同振蕩頻率的多相信號(hào)。多相信號(hào)具有和
反相放大器一樣多的相位?；谝韵录俣枋鲶识?shí)施例VCO201包括四個(gè)反相放大器、第一相位信號(hào)ll被輸入到TDC lll以及與第一相位信號(hào)有90°相位差的第二相位信號(hào)12被輸入到相位檢測(cè)器121。第一和第二相位信號(hào)11和12之間的相位差不需要是90。，可以適當(dāng)?shù)乇淮_定為折衷相位檢測(cè)器121的盲區(qū)和基準(zhǔn)信號(hào)寄生。DAC 213和VCO 201可以纟皮數(shù)字控制的振蕩器(DCO)取代。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施例的相位同步電路具有環(huán)形振蕩器，而不是如第一實(shí)施例中的受控振蕩器。因此，該相位同步電路可以生成多相信號(hào)，而不使用移相器，并且可以向數(shù)字環(huán)路和模擬環(huán)路供應(yīng)多相信號(hào)。(第三實(shí)施例)
如從圖15所看到的，根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的相位同步電路與圖1的電路的不同之處在于受控振蕩器301、差分-單相轉(zhuǎn)換器(differential tosingle-phase converter) 302和移相器303取代受控振蕩器101。在圖15中，與圖1中示出的那些相同的部件由相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第三實(shí)施例特征的部件。
受控振蕩器301是包括可變電容器并且生成比以上描述的VCO 201更少的噪聲的LC振蕩器。在受控振蕩器301中，從數(shù)字濾波器112輸入到第一控制端的第一控制信號(hào)在電容方面離散地控制可變電容器。^y^文大器123輸入到第二控制端的第二控制信號(hào)也控制可變電容器的電容。因而，受控振蕩器301向差分-單相轉(zhuǎn)換器302輸出差分振蕩信號(hào)，所述差分振蕩信號(hào)具有與笫一和第二控制信號(hào)的組合一致的共同振蕩頻率。與受控振蕩器101和VCO 201不同的是，受控振蕩器301不能生成多相信號(hào)。
差分-單相轉(zhuǎn)換器302從受控振蕩器301接收差分振蕩信號(hào)，并且將這些信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相振蕩信號(hào)。所述單相振蕩信號(hào)被作為第一相位信號(hào)11輸入到TDC 111和移相器303。
移相器303移動(dòng)第一相位信號(hào)11的相位指定值(例如，90°),生成第二相位信號(hào)12。第二相位信號(hào)12被輸入到相位檢測(cè)器121和鎖定檢測(cè)
22器124。如以上指出的，移相器303應(yīng)當(dāng)對(duì)第一相位信號(hào)11進(jìn)行相位移動(dòng)的值可以被這樣適當(dāng)確定以折衷相位檢測(cè)器121的盲區(qū)和基準(zhǔn)信號(hào)寄生。
如以上指定的，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路具有LC振蕩器，而不是如第 一 實(shí)施例中的受控振蕩器。相位噪聲因此可以被減、得比根據(jù)第一實(shí)施例的相位同步電路中可能的多得多。(第四實(shí)施例)
如在圖16中所示，才艮據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的相位同步電路與圖1的電路的不同之處在于受控振蕩器401取代受控振蕩器101。在圖16中，與圖1中示出的那些相同的部件由相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第四實(shí)施例特征的部件。
受控振蕩器401包括正交振蕩器以及第一和第二運(yùn)算放大器。正交振蕩器包M連接的第一和第二LC振蕩器，形成環(huán)。第一和第二LC振蕩器每個(gè)包括可變電容器。第一和第二運(yùn)算放大器分別在第一和第二 LC振蕩器的輸出上實(shí)施差分單相轉(zhuǎn)換。受控振蕩器401生成噪聲，但是少于以上描述的VCO201生成的噪聲。在受控振蕩器401中，從數(shù)字濾波器112輸入到第一控制端的第一控制信號(hào)在電容方面離散地控制可變電容器。從放大器123輸入到笫二控制端的第二控制信號(hào)也控制可變電容器的電容。因而，在受控振蕩器401中，第一LC振蕩器生成第一差分振蕩信號(hào)，并且第二 LC振蕩器生成與第一差分振蕩信號(hào)有90°相位差的第二差分振蕩信號(hào)，所述笫一差分振蕩信號(hào)具有與第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的電壓一致的共同振蕩頻率。第一運(yùn)算放大器將第一差分信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相信號(hào)，所述單相信號(hào)被作為第一相位信號(hào)ll輸出到TDC 111。第二運(yùn)算放大器將第二差分信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相信號(hào)，所述單相信號(hào),皮作為第二相位信號(hào)12輸出到相位檢測(cè)器121。
如以上指定的，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路具有正交振蕩器，所述正交振蕩器包括LC振蕩器而不是如第一實(shí)施例中的受控振蕩器。相位噪聲因此可以被減小得比根據(jù)第一實(shí)施例的相位同步電路中可能的多得多。另外，不同于根據(jù)第三實(shí)施例的相位同步電路，該相位同步電路不需要合并移相器。
(第五實(shí)施例)
如在圖17中所示，根據(jù)第五實(shí)施例的相位同步電路具有基準(zhǔn)信號(hào)生成器100、 VCO 501、相位頻率檢測(cè)器551、第一相位檢測(cè)器552、第二相位檢測(cè)器553、選擇器554、電荷泵555、環(huán)路濾波器556、分頻器557、開關(guān)558和鎖定檢測(cè)器559?；鶞?zhǔn)信號(hào)生成器100在配置上與在根據(jù)第一至第四實(shí)施例的相位同步電路中合并的基準(zhǔn)信號(hào)生成器相同，以下將不予描述。
VCO 501輸出振蕩信號(hào)，所述振蕩信號(hào)具有與從環(huán)路濾波器556輸入到VCO 501的控制端的控制信號(hào)的電壓一致的頻率，隨后將描述環(huán)路濾波器556。 VCO 501可以輸出在相位上彼此不同的至少三個(gè)振蕩信號(hào)(相位信號(hào))。以下描述基于這樣的假定VCO501輸出第一相位信號(hào)21、第二相位信號(hào)22和第三相位信號(hào)23。第二相位信號(hào)22關(guān)于第一相位信號(hào)21的相位<Dout輛Jl遲指定值。第三相位信號(hào)23關(guān)于相位cpout被超前指定值。第一相位信號(hào)21被輸入到第二相位檢測(cè)器553和分頻器557。第二相位信號(hào)22被輸入到鎖定檢測(cè)器559和第一相位檢測(cè)器552。第三相位信號(hào)23被輸入到鎖定檢測(cè)器559和第二相位檢測(cè)器553。
相位頻率檢測(cè)器551是用于在普通PLL中使用的類型的相位頻率檢測(cè)器，并且凈皮配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)10和從分頻器557輸出的分頻信號(hào)之間的頻率差和相位差。(隨后將描述分頻器557。)才艮據(jù)檢測(cè)的頻率差和相位差，相位頻率檢測(cè)器551向選擇器554輸入笫一上升信號(hào)31和第一下降信號(hào)32。
選擇器554選擇第一上升信號(hào)31或第一下降信號(hào)32以及第二上升信號(hào)33 (隨后描述)或第二下降信號(hào)(隨后描述)，并且將選擇的兩個(gè)信號(hào)輸入到電荷泵555。更具體地，如果鎖定檢測(cè)器559已檢測(cè)到相位鎖定(隨后描述)，選擇器554選擇第二上升信號(hào)33和第二下降信號(hào)34,如果鎖定檢測(cè)器559未檢測(cè)到相位鎖定，選擇第一上升信號(hào)31和笫一下降信號(hào)32。
24電荷泵555例如是在圖17中示出的升壓電路。如在圖17中所示，電荷泵555包括在電源和輸出端之間提供的第一電流源，以及在輸出端和接地之間提供的第二電流源。第一電流源根據(jù)選擇器554已選擇的第一上升信號(hào)31或第二上升信號(hào)33的脈沖寬度輸出上升電流。第二電流源根據(jù)選擇器554已選擇的第一下降信號(hào)32或第二下降信號(hào)34的脈沖寬度輸出下降電流。電荷泵555向環(huán)路濾波器556輸入與上升電流和下降電流之間的差一致的輸出電流。
環(huán)路濾波器556是包括例如電阻和電容器(即，RC)的低通濾波器。環(huán)路濾波器556抑制從電荷泵555輸出的高頻分量、平滑輸出電流并生成控制信號(hào)。該控制信號(hào)被輸入到VCO501。受該控制信號(hào)控制，VCO501生成第一相位信號(hào)21、第二相位信號(hào)22和第三相位信號(hào)23，以便基準(zhǔn)信號(hào)10和第一相位信號(hào)21之間的頻率差和相位差可以減小。
分頻器557以例如整數(shù)分頻比劃分第一相位信號(hào)21的頻率，生成分頻信號(hào)。該分頻信號(hào)被輸入到相位頻率檢測(cè)器551。該分頻比被第一相位信號(hào)21的振蕩頻率比上基準(zhǔn)信號(hào)10的頻率來確定。
分頻器557到用于施加驅(qū)動(dòng)電壓的電源的電連接可以-故開關(guān)558切換，開關(guān)558隨后將予以描述。更具體地，當(dāng)鎖定檢測(cè)器559檢測(cè)到相位鎖定時(shí)，開關(guān)558將分頻器557從電源電子地?cái)嚅_，切斷分頻器557。當(dāng)鎖定檢測(cè)器559檢測(cè)到相位鎖定釋放時(shí)，開關(guān)558將分頻器557與電源電連接，接通分頻器557。因而，第一相位檢測(cè)器552和第二相位檢測(cè)器553檢測(cè)不到兩個(gè)輸入信號(hào)之間的頻率差。換言之，兩個(gè)輸入信號(hào)不需要具有相同的頻率。因此，只要一直檢測(cè)到相位鎖定，開關(guān)558保持切斷分頻器557，減小整個(gè)電路的功耗。
鎖定檢測(cè)器559在配置上與鎖定檢測(cè)器124相同。也就是，鎖定檢測(cè)器124具有圖4A中示出的配置。鎖定檢測(cè)器124檢測(cè)到相位鎖定或其釋放，并且向選擇器554和開關(guān)558輸^示檢測(cè)的結(jié)果的信號(hào)。
將描述使用第一相位檢測(cè)器552和第二相位檢測(cè)器553的技術(shù)重要性。以下描述基于分頻器557具有分頻比為4的假定。如以上指出的，相位頻率檢測(cè)器551是用于在普通PLL中使用的類型的相位頻率檢測(cè)器。如果由分頻第一相位信號(hào)21獲得的信號(hào)被鎖定，或者具有與基準(zhǔn)信號(hào)10相同的頻率和相位，相位頻率檢測(cè)器551的盲區(qū)將不可避免地惡化整個(gè)PLL的相位噪聲特征。因此，在檢測(cè)到相位鎖定時(shí)，鎖定檢測(cè)器559促使開關(guān)558切斷分頻器557，并促使選擇器554選擇第二上升信號(hào)33和笫二下降信號(hào)34，而不是第一上升信號(hào)31和第一下降信號(hào)32。因而，只要圖17的相位同步電路保持相位鎖定狀態(tài)，不是相位頻率檢測(cè)器551而是第一相位檢測(cè)器552和第二相位檢測(cè)器553操作，保持相位鎖定。
第一相位檢測(cè)器552可以包括，如在圖18A中示出的，兩個(gè)D觸發(fā)器561和562、與門563和非門564。
D觸發(fā)器561和562是正沿觸發(fā)的觸發(fā)器。D觸發(fā)器561和562的每一個(gè)在時(shí)鐘脈沖的上升沿閉鎖被輸入到D端的值，所述時(shí)鐘脈沖被輸入到時(shí)鐘端，并且在下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的上升沿從Q端輸出該值。當(dāng)高信號(hào)被輸入到復(fù)位端時(shí)，每個(gè)D觸發(fā)器復(fù)位它的被閉鎖的值為低。注意，D觸發(fā)器561和562可以是負(fù)沿觸發(fā)的觸發(fā)器。
D觸發(fā)器561在時(shí)鐘端接收基準(zhǔn)信號(hào)10，在D端接收電源電壓，在復(fù)位端接收與門563的輸出信號(hào)，并且從Q端向與門563的一個(gè)輸入端輸出信號(hào)。D觸發(fā)器562在時(shí)鐘端接收第二相位信號(hào)22,在D端接收電源電壓，在復(fù)位端接收與門563的輸出信號(hào)，并且從Q端向非門564和與門563的另一個(gè)輸入端輸出信號(hào)。非門564轉(zhuǎn)換輸入的信號(hào)，生成第二上升信號(hào)33。
第一相位檢測(cè)器552檢測(cè)到具有脈沖寬度T的第二上升信號(hào)33，脈沖寬度T表示基準(zhǔn)信號(hào)10和第二相位信號(hào)22之間的相位差，笫二相位信號(hào)22如在圖18B中所示關(guān)于第一相位信號(hào)21在相位上被延遲預(yù)定值UT )。
例如，在圖19A中所示，第二相位檢測(cè)器553包括例如四個(gè)D觸發(fā)器573， 574， 576和577、三個(gè)與門575、 578和580以及三個(gè)非門571、 572和579。
D觸發(fā)器573， 574， 576和577是正沿觸發(fā)的觸發(fā)器。D觸發(fā)器的每一個(gè)在時(shí)鐘脈沖的上升沿閉鎖被輸入到D端的值，所述時(shí)鐘脈沖被輸入到時(shí)鐘端，并且在下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的上升沿從Q端輸出信號(hào)。當(dāng)高信號(hào)被輸入到復(fù)位端時(shí)，每個(gè)D觸發(fā)器復(fù)位該值為低。注意，D觸發(fā)器573， 574，576和577可以是負(fù)沿觸發(fā)的觸發(fā)器。
非門571反轉(zhuǎn)第一相位信號(hào)21，并且將其輸入到D觸發(fā)器573的時(shí)鐘端。D觸發(fā)器573在D端接收電源電壓，在復(fù)位端接收與門575的輸出信號(hào)。從Q端輸出的D觸發(fā)器573的輸出信號(hào)被輸入到與門575。
非門572反轉(zhuǎn)第三相位信號(hào)23，并且將其輸入到D觸發(fā)器574的時(shí)鐘端。D觸發(fā)器574在D端接收電源電壓，在復(fù)位端接收與門575的輸出信號(hào)。從Q端輸出的D觸發(fā)器574的輸出信號(hào)被輸入到與門575和與門580。
非門576在D端接收第三相位信號(hào)、電源電壓，在復(fù)位端接收與門578的輸出信號(hào)。已從Q端供應(yīng)的D觸發(fā)器576的輸出信號(hào)被輸入到非門579和與門578。非門579反轉(zhuǎn)從D觸發(fā)器576輸入的信號(hào)，并且將其輸入到與門580。
D觸發(fā)器577在時(shí)鐘端接收基準(zhǔn)信號(hào)10，在D端接收電源電壓，在復(fù)位端接收與門578的輸出信號(hào)。從Q端輸出的D觸發(fā)器577的輸出信號(hào)被輸入到與門578。
與門580從D觸發(fā)器574接收信號(hào)(此后被稱為"信號(hào)A")，從非門579接收信號(hào)(此后被稱為"信號(hào)B" ) d與門580生成信號(hào)A和B的邏輯乘積。該邏輯乘積作為第二下降信號(hào)34被輸出。
如圖19B所示，信號(hào)A是具有脈沖寬度AT并且表示第三相位信號(hào)23的祐i轉(zhuǎn)的信號(hào)和第一相位信號(hào)21的孝iL良轉(zhuǎn)的信號(hào)之間的相位差的信號(hào)，笫三相位信號(hào)23關(guān)于第一相位信號(hào)21超前預(yù)定值(AT )。信號(hào)A的周期等于第一相位信號(hào)21的周期。(也就是，該周期是基準(zhǔn)信號(hào)10的周期的四分之一 (1/4))。與此相對(duì)照，信號(hào)B是表示第三相位信號(hào)23和基準(zhǔn)信號(hào)IO之間的相位差的信號(hào)。信號(hào)B的周期等于基準(zhǔn)信號(hào)10的周期。是信號(hào)A和B的邏輯乘積的第二下降信號(hào)34因此具有脈沖寬度AT和等于基準(zhǔn)信號(hào)10的周期的周期。
因而，第二上升信號(hào)33和第二下降信號(hào)34均具有脈沖寬度AT。電荷
27泵555的上升電流和下降電流因此彼此相等，由此保持相位鎖定。
現(xiàn)在將進(jìn)一步詳細(xì)解釋如何根據(jù)第二上升信號(hào)33和第二下降信號(hào)34保持相位鎖定。假定由于諸如溫度變化或噪聲的干擾，VCO501的輸出信號(hào)在相位上被延遲a，如在圖20中所示。那么，第二上升信號(hào)33的脈沖寬度等同于基準(zhǔn)信號(hào)10和第二相位信號(hào)22之間的相位差。也就是，第二上升信號(hào)33具有脈沖寬度AT+a。但是，第二下降信號(hào)34的脈沖寬度保持AT，因?yàn)樗韧诘谝幌辔恍盘?hào)21和第三相位信號(hào)23之間的相位差。注意，第二下降信號(hào)34的上升沿初誕遲a,因?yàn)樗傻谌辔恍盘?hào)23的下降沿確定。
因此，上升電流比下降電流流入電荷泵555更多的量，等同于第二上升信號(hào)33的脈沖寬度的變化(a)的值。VCO501的輸出信號(hào)因此在相位上被超前。此后，由于負(fù)反饋，基準(zhǔn)信號(hào)10和第一相位信號(hào)21之間的相位差逐漸減小。相位鎖定由此被保持。即使VC0 501的輸出信號(hào)的相位被超前a,第二上升信號(hào)33將具有脈沖寬度AT-a。在該情況中，相位鎖定也被保持。
第二相位信號(hào)22和第三相位信號(hào)23分別關(guān)于笫一相位信號(hào)21延遲和超前的值(AT )應(yīng)當(dāng)大于第一和第二相位檢測(cè)器552和553的盲區(qū)是令人期望的。
如以上所描述的，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路使用普通的PLL直至實(shí)現(xiàn)相位鎖定。然而， 一旦已實(shí)現(xiàn)相位鎖定，該電路使用相位檢測(cè)器，保持相位鎖定，以便避免每個(gè)相位頻率比較儀的盲區(qū)。因此，通過僅使用絕對(duì)必要的延遲單元，該相位同步電路可以防止PLL的相位噪聲特征惡化。該電路因此可以比傳統(tǒng)相位同步電路具有更小的電路面積。而且，在根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路中，在實(shí)現(xiàn)相位鎖定的時(shí)刻分頻器4皮切斷。該相位同步電路因此比傳統(tǒng)相位同步電路消耗更少的功率。(第六實(shí)施例)
如在圖21中所示，根據(jù)本發(fā)明第六實(shí)施例的相位同步電路與圖17的電路的不同之處在于選擇器654取代選擇器554以及在鎖定檢測(cè)器559和選擇器654之間提供控制時(shí)鐘生成電路660。在圖21中，與圖17中示出的那些相同的部件以相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第六實(shí)施例特征的部件。
控制時(shí)鐘生成電路660將鎖定檢測(cè)器559的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為在脈沖持續(xù)時(shí)間方面不重疊的兩個(gè)控制時(shí)鐘信號(hào)Dl和D2?？刂茣r(shí)鐘信號(hào)Dl和D2^L輸入到選擇器654。選擇器654根據(jù)控制時(shí)鐘信號(hào)Dl和D2選擇上升信號(hào)和下降信號(hào)。
將參考圖22A和圖22B描述控制時(shí)鐘生成電路660的例子。如圖22A所示，控制時(shí)鐘生成電路660包括非門681、或非門682和683、延遲單元684和685。鎖定檢測(cè)器559的輸出信號(hào)被輸入到非門681和或非門682。非門681反轉(zhuǎn)鎖定檢測(cè)器559的輸出信號(hào)并且將其輸入到或非門683。
或非門682的輸出信號(hào)被作為控制時(shí)鐘Dl輸入到選擇器654和延遲單元685。或非門683的輸出信號(hào)被作為控制時(shí)鐘D2輸入到選擇器654和延遲單元684。
延遲單元684延遲控制時(shí)鐘D2預(yù)定時(shí)間并且將其輸出到或非門682。延遲單元685延遲控制時(shí)鐘Dl預(yù)定時(shí)間并且將其輸出到或非門683。
如在圖22B中所示，在鎖定檢測(cè)器的輸出的上升沿上(也就是，在檢測(cè)到相位鎖定的時(shí)間)，或非門682的輸出信號(hào)，即，控制時(shí)鐘D1，下降。由于控制時(shí)鐘D1被經(jīng)由延遲單元685輸入到或非門683,或非門683的輸出信號(hào)，即，控制時(shí)鐘D2，在延遲單元685的延遲時(shí)間流逝后，從控制時(shí)鐘D1的下降沿升高。
另一方面，當(dāng)鎖定檢測(cè)器的輸出下降時(shí)(也就是，當(dāng)檢測(cè)到相位鎖定釋放時(shí))，或非門683的輸出信號(hào)，即，控制時(shí)鐘D2，下降。由于控制時(shí)鐘D2被經(jīng)由延遲單元684輸入到或非門682，或非門682的輸出信號(hào)，即，控制時(shí)鐘Dl,在延遲單元684的延遲時(shí)間流逝后，從控制時(shí)鐘D2的下降沿上升。
因而，控制時(shí)鐘信號(hào)Dl和D2在脈沖持續(xù)時(shí)間方面不重疊。選擇器
29654可以從控制時(shí)鐘Dl檢測(cè)到相位鎖定釋放，從控制時(shí)鐘D2檢測(cè)到相位鎖定。更精確地，如果控制時(shí)鐘D1為高，選擇器654選擇第一上升信號(hào)31和第一下降信號(hào)32,如果控制時(shí)鐘D2為高，選擇第二上升信號(hào)33和第二下降信號(hào)34。
如在例如圖23中所示，選擇器654包括與門691和692、或門693、與門694和695、或門696。
與門691向或門693輸入控制時(shí)鐘D1和第一上升信號(hào)31的邏輯乘積。與門692向或門693輸入控制時(shí)鐘D2和第二上升信號(hào)33的邏輯乘積。或門693向電荷泵555輸入從與門691和692輸入的信號(hào)的邏輯和，作為用于控制上升電流的上升信號(hào)。因此，如果控制時(shí)鐘D1為高，該上升信號(hào)變成第一上升信號(hào)31，如果控制時(shí)鐘D2為高，該上升信號(hào)變成第二上升信號(hào)33。
與門694向或門696輸入控制時(shí)鐘D1和第一下降信號(hào)32的邏輯乘積。與門695向或門696輸入控制時(shí)鐘D2和第二下降信號(hào)34的邏輯乘積?；蜷T696向電荷泵555輸入從與門694和695輸入的信號(hào)的邏輯和，作為用于控制下降電流的下降信號(hào)。因此，如果控制時(shí)鐘D1為高，該下降信號(hào)變成第一下降信號(hào)32，如果控制時(shí)鐘D2為高，該上升信號(hào)變成第二下降信號(hào)34。
如以上描述的，在根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路中，鎖定檢測(cè)器的輸出被轉(zhuǎn)換成在脈沖持續(xù)時(shí)間方面不重疊的兩個(gè)控制時(shí)鐘D1和D2。選擇器根據(jù)控制時(shí)鐘Dl和D2選擇信號(hào)。選擇器從不同時(shí)選擇從相位頻率檢測(cè)器輸出的信號(hào)和從第一和第二相位檢測(cè)器輸出的信號(hào)。因此，可以防止基準(zhǔn)信號(hào)寄生增加，并且可以避免相位鎖定釋放。(第七實(shí)施例)
如在圖24中所示，根據(jù)本發(fā)明第七實(shí)施例的相位同步電路與圖21的電路的不同之處在于VCO 701取代VCO 501。在圖24中，與圖21中示出的那些相同的部件以相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第七實(shí)施例特征的部件。VCO701由包括多個(gè)反相放大器的環(huán)形振蕩器組成，所述多個(gè)反相放大器被循環(huán)級(jí)聯(lián)。VCO 701生成具有與從環(huán)路濾波器556輸入到控制端的控制信號(hào)的電壓一致的頻率的信號(hào)。VCO 701生成具有各種值的多相信號(hào)，所述多相信號(hào)的數(shù)量與被4吏用的反相放大器的數(shù)量一致。更具體地，VCO701包括四個(gè)反相放大器，可以分別從任何三點(diǎn)生成第一相位信號(hào)21、第二相位信號(hào)22和第三相位信號(hào)23。第一和第二相位信號(hào)21、 22和23之間的相位差可以凈皮i殳置為期望的任何值。雖然如此，該相位差應(yīng)當(dāng)最好大于笫一和第二相位檢測(cè)器552和553的盲區(qū)。
如以上指示的，才艮據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路與才艮據(jù)第六實(shí)施例的電路相同，除了 VCO是環(huán)形振蕩器之外。因而，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路可以生成多相信號(hào)，而不使用移相器。(第八實(shí)施例)
如在圖25中所示，根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的相位同步電路與圖24的電路的不同之處在于VCO 801、差分-單相轉(zhuǎn)換器802以及移相器803和804取代VC0 701。在圖25中，與圖24中示出的那些相同的部件以相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)第八實(shí)施例特征的部件。
VCO801由包括可變電容器的LC振蕩器組成。VCO801生成噪聲，但是少于以上描述的VCO 701產(chǎn)生的噪聲。在VCO801中，可變電容器的電^L從環(huán)路濾波器556輸入到控制端的控制信號(hào)控制。VCO 801生成具有共同振蕩頻率的差分振蕩信號(hào)，所述振蕩頻率與控制信號(hào)的電壓一致。該差分振蕩信號(hào)被輸出到差分-單相轉(zhuǎn)換器802。與VCO 501和VCO 701不同的是，VCO801不能生成多相信號(hào)。
差分-單相轉(zhuǎn)換器802從VCO 801接收差分振蕩信號(hào)，并且將該信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相振蕩信號(hào)。所述單相振蕩信號(hào)被作為第一相位信號(hào)21輸入到第二相位檢測(cè)器553、分頻器557和移相器803和804。
移相器803延遲笫一相位信號(hào)21的相位指定值(AT)，生成第二相位信號(hào)22。第二相位信號(hào)22被輸入到第一相位檢測(cè)器552和鎖定檢測(cè)器559。移相器804使第一相位信號(hào)21的相位超前預(yù)定值(AT),生成第三
31相位信號(hào)23。第三相位信號(hào)23被輸入到第二相位檢測(cè)器553和鎖定檢測(cè)器559。令人期望的是，預(yù)定值(AT)應(yīng)當(dāng)最好大于第一和第二相位檢測(cè)器552和553的盲區(qū)。
如以上指出的，在根據(jù)本實(shí)施例的相位同步電路中，LC振蕩器取代在第七實(shí)施例中使用的VCO。因此，根據(jù)該實(shí)施例的電路可以進(jìn)一步減小在VCO中引起的相位噪聲。(第九實(shí)施例)
如在圖26中所示，根據(jù)本發(fā)明第九實(shí)施例的相位同步電路與圖24的電路的不同之處在于VCO 901取代VCO 701。在圖26中，與圖24中示出的那些相同的部件以相同的引用標(biāo)記指定。將主要描述體現(xiàn)笫九實(shí)施例特征的部件。
VCO901包括正交振蕩器和第一和第二運(yùn)算放大器。正交振蕩器包括被連接的第一和第二LC振蕩器，形成環(huán)形。第一和第二LC振蕩器每個(gè)包括可變電容器。第一和笫二運(yùn)算放大器分別在第一和第二 LC振蕩器的輸出上實(shí)施差分-單相轉(zhuǎn)換。VCO 901生成噪聲，但是少于以上描述的VCO 701生成的噪聲。在VCO卯l中，從環(huán)路濾波器556輸入到控制端的控制信號(hào)在電容方面控制可變電容器。因而，在VCO901中，第一LC振蕩器生成具有共同振蕩頻率的第一差分振蕩信號(hào)，所述振蕩頻率與控制信號(hào)的電壓一致，并且第二 LC振蕩器生成與第一差分振蕩信號(hào)具有90。相位差的第二差分振蕩信號(hào)。
第 一運(yùn)算放大器將笫 一差分振蕩信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相信號(hào)，所述單相信號(hào)被作為第一相位信號(hào)21輸出到第二相位檢測(cè)器553和分頻器557。第二運(yùn)算放大器將第二差分振蕩信號(hào)轉(zhuǎn)換成單相信號(hào)，所述單相信號(hào)被作為第二相位信號(hào)22輸出到第一相位檢測(cè)器552和鎖定檢測(cè)器559。第二差分振蕩信號(hào)也被輸入到第三運(yùn)算放大器。第三運(yùn)算放大器生成通過轉(zhuǎn)換第二相位信號(hào)22獲得的第三相位信號(hào)23。第三相位信號(hào)23被輸出到第二相位檢測(cè)器553和鎖定檢測(cè)器559。
因此，第一和第二相位信號(hào)21和22之間的相位差以及第一和第三相位信號(hào)21和23之間的相位差均是卯。。這些相位差比第一和第二相位檢測(cè)器552和553的盲區(qū)大得多。不管第一和第二相位檢測(cè)器552和553的盲區(qū)，這防止PLL的相位噪聲特征的減小。
如以上描述的，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路與根據(jù)第七實(shí)施例的電路相同，除了 VCO是包括LC振蕩器的正交振蕩器之外。因而，根據(jù)該實(shí)施例的相位同步電路可以進(jìn)一步減小在VCO中生成的相位噪聲。而且，與才艮據(jù)第八實(shí)施例的相位同步電路不同，該電路不需要有移相器。(第十實(shí)施例)
如在圖27中所示，根據(jù)本發(fā)明第十實(shí)施例的接收器有天線1000、天線共用器1001、低噪聲放大器(LNA) 1002、本地振蕩器1003、 90°移相器1004、數(shù)字信號(hào)處理單元1005、混頻器1011、 LPF 1012、自動(dòng)增益控制(AGC )電路1013、模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC ) 1014、混頻器1021、 LPF1022、 ADC 1024以及時(shí)鐘生成電路1030。
天線1000接收射頻(RF)信號(hào)，所述射頻(RF)信號(hào)被輸入到天線共用器IOOI。天線共用器1001抑制該RF信號(hào)的不必要的波。該RF信號(hào)被供應(yīng)到LNA 1002。 LNA 1002放大RF信號(hào)并且將其供應(yīng)到混頻器1011和1021。
本地振蕩器1003生成用于實(shí)現(xiàn)RF信號(hào)的下降轉(zhuǎn)換的本地信號(hào)。該本地4言號(hào)4皮輸入到混頻器1011和90°移相器1004。卯°移相器1004在相位上移動(dòng)該本地信號(hào)并且將其輸入到混頻器1021。
混頻器1011在從LNA 1002輸出的RF信號(hào)和從本地振蕩器1003輸出的本地信號(hào)上實(shí)施乘法，生成I信號(hào)?；祛l器1021在RF信號(hào)和被90°移相器1004相位移動(dòng)的本地信號(hào)上實(shí)施乘法，生成Q信號(hào)。
LPF 1012抑制由混頻器1011生成的I信號(hào)的高頻分量。LPF 1022抑制由混頻器1021生成的Q信號(hào)的高頻分量。AGC 1013調(diào)整I信號(hào)的電平，AGC 1023調(diào)整Q信號(hào)的電平。ADC 1014和1024根據(jù)由時(shí)鐘生成電路1030生成的抽樣時(shí)鐘分別抽樣I信號(hào)和Q信號(hào)。因而，ADC 1014和1024生成數(shù)字值。所述數(shù)字值^皮輸入到數(shù)字信號(hào)處理單元1005。時(shí)鐘生成電路1030由根據(jù)以上描述的笫一至第九實(shí)施例的任何一個(gè)的相位同步電路組成。
數(shù)字信號(hào)處理單元1005由例如數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)組成。數(shù)字信號(hào)處理單元1005可以處理分別從ADC 1014和1024供應(yīng)的數(shù)字信號(hào)I和Q，解碼或再生從傳輸器(未示出)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
如以上指示的，根據(jù)本實(shí)施例的計(jì)數(shù)器合并時(shí)鐘生成電路，所述時(shí)鐘生成電路生成用于轉(zhuǎn)換I信號(hào)和Q信號(hào)的抽樣時(shí)鐘。該時(shí)鐘生成電路是根據(jù)以上描述的第一至第九實(shí)施例的任何一個(gè)的相位同步電路。該接收器因此可以生成高精度、低振動(dòng)的抽樣時(shí)鐘。
附加的優(yōu)勢(shì)和修改對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員是容易被想到的。因此，本發(fā)
例。相應(yīng)地，在不背離由所附;^又利要求和其等同物定義的本發(fā)明的一:)念的精神和范圍的情況下，可以作出各種修改。
權(quán)利要求
1. 一種相位同步電路，包括受控振蕩器，被配置為生成第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)，所述第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制的共同頻率和不同相位；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)之間的頻率差和第一相位差，以生成與所述頻率差和所述第一相位差一致的第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；模擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述模擬相位檢測(cè)器、所述模擬濾波器和所述放大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述受控振蕩器、所述數(shù)字相 位頻率檢測(cè)器和所述數(shù)字濾波器組成具有第 一環(huán)路帶的第 一環(huán)路，并且所 述受控振蕩器、所述才莫擬相位檢測(cè)器和所述》文大器組成第二環(huán)路，所述第 二環(huán)路具有比所述第 一環(huán)路帶更寬的第二環(huán)路帶。
3. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述模擬相位檢測(cè)器檢測(cè)所述 第二振蕩信號(hào)的上升沿或下降沿和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的時(shí)間差，并且生成 與所述時(shí)間差一致的電壓脈沖作為所述第二檢測(cè)信號(hào)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述模擬相位檢測(cè)器檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)的上升沿或下降沿和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的時(shí)間差，并且生成 所述第一振蕩信號(hào)和電壓脈沖的邏輯乘積作為所述第二檢測(cè)信號(hào)，所述電 壓脈沖與所述時(shí)間差一致。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述模擬相位檢測(cè)器檢測(cè)所述 第二振蕩信號(hào)的上升沿或下降沿和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的時(shí)間差，并且生成 所述第一振蕩信號(hào)和與所述時(shí)間差一致的電壓脈沖的異或作為所述第二檢 測(cè)信號(hào)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電路，其中，所迷受控振蕩器是生成所述第 一振蕩信號(hào)和所述第二振蕩信號(hào)的正交振蕩器，所述第二振蕩信號(hào)正交于 所述第一振蕩信號(hào)。
7. —種相位同步電路，包括環(huán)形振蕩器，被配置為生成第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)，所述第一 振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制 的共同頻率和不同相位；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)之 間的頻率差和第一相位差，以生成與所述頻率差和所述第一相位差一致的 第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻分量以獲得第一 被過濾的信號(hào)；數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器，被配置為將所述第一被過濾的信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào) 以獲得所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之 間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；模擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻 分量以獲得第二被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述第二被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信 號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述模擬相位檢測(cè)器、所述才莫擬濾波器和 所述二故大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
8. —種相位同步電路，包括受控振蕩器，被配置為生成具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組 合控制的頻率的第一振蕩信號(hào)；移相器，被配置為在相位上移動(dòng)所述第一振蕩信號(hào)以獲得第二振蕩信號(hào)；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)和基準(zhǔn)信號(hào)之 間的頻率差和第 一相位差，以生成與所述頻率差和所述第 一相位差一致的 第一檢測(cè)信號(hào)；數(shù)字濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第一檢測(cè)信號(hào)的高頻 分量以獲得所述第 一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之 間的第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；模擬濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述第二檢測(cè)信號(hào)的高頻 分量以獲得被過濾的信號(hào)；放大器，被配置為放大所述被過濾的信號(hào)以獲得所述第二控制信號(hào)； 以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻 率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述才莫擬相位檢測(cè)器、所述模擬濾波器和 所逸故大器處于活動(dòng)狀態(tài)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的電路，其中，所述受控振蕩器是LC振蕩器。
10. —種相位同步電路，包括受控振蕩器，被配置為生成具有由控制信號(hào)控制的共同頻率和不同相 位的第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)；鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)處于鎖定 狀態(tài)還是未鎖定狀態(tài)；分頻器，被配置為對(duì)處于所述未鎖定狀態(tài)的所述第一振蕩信號(hào)分頻以獲得被分頻的信號(hào)；相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述基準(zhǔn)信號(hào)和所述被分頻的信號(hào)之 間的頻率差和第一相位差，以生成與所述頻率差和所述第一相位差一致的 第一檢測(cè)信號(hào)；相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的 第二相位差，以生成與所述第二相位差一致的第二檢測(cè)信號(hào)；選擇器，；敗配置為選擇處于所述未鎖定狀態(tài)的所述第一檢測(cè)信號(hào)和選 擇處于所述鎖定狀態(tài)的所述第二檢測(cè)信號(hào)，以便獲得選擇的檢測(cè)信號(hào)；以 及濾波器，被配置為實(shí)施過濾過程以抑制所述選擇的檢測(cè)信號(hào)的高頻分 量以獲得所述控制信號(hào)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，其中，所述相位檢測(cè)器檢測(cè)所述第 二振蕩信號(hào)的上升沿或下降沿和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的時(shí)間差，并且生成與 所述時(shí)間差一致的電壓脈沖作為所述第二檢測(cè)信號(hào)。
12. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，進(jìn)一步包括控制時(shí)鐘生成電路，所 迷控制時(shí)鐘生成電路被配置為基于所述鎖定檢測(cè)單元的檢測(cè)結(jié)果信號(hào)生成 第 一控制時(shí)鐘和第二控制時(shí)鐘，并且向所述選擇器輸入所述第 一控制時(shí)鐘 和所述笫二控制時(shí)鐘，所述第一控制時(shí)鐘表示所述鎖定狀態(tài)，所述第二控 制時(shí)鐘表示所述未鎖定狀態(tài)并且不重疊所述第一控制時(shí)鐘。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的電路，其中，所述控制時(shí)鐘生成電路生成 所述第一控制時(shí)鐘和第二控制時(shí)鐘，所述第一控制時(shí)鐘和笫二控制時(shí)鐘關(guān) 于所述檢測(cè)結(jié)果信號(hào)的所述上升沿和所述下降沿的至少 一個(gè)被座遲。
14. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，其中，所述受控振蕩器是環(huán)形振蕩器。
15. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，其中，所述受控振蕩器包括 LC振蕩器，被配置為輸出與所述控制信號(hào)一致的笫一振蕩信號(hào)；以及 移相器，被配置為在相位上移動(dòng)所述第一控制信號(hào)以生成所述第二振蕩信號(hào)。
16. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的電路，其中，所述受控振蕩器是生成所述 第一振蕩信號(hào)和所述第二振蕩信號(hào)的正交振蕩器，所述第二振蕩信號(hào)正交 于所述第一振蕩信號(hào)。
17. —種接收器，包括時(shí)鐘生成單元，其包括根據(jù)權(quán)利要求1所述的電路并且被配置為生成 由所述第一振蕩信號(hào)控制的時(shí)鐘信號(hào)；以及模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，,皮配置為根據(jù)所述時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行操作。
全文摘要
本發(fā)明提供了相位同步電路和接收器。所述相位同步電路包括受控振蕩器，被配置為生成第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)，所述第一振蕩信號(hào)和第二振蕩信號(hào)具有由第一控制信號(hào)和第二控制信號(hào)的組合控制的共同頻率和不同相位；數(shù)字相位頻率檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)基準(zhǔn)信號(hào)和所述第一振蕩信號(hào)之間的頻率差和第一相位差，以生成所述第一控制信號(hào)；模擬相位檢測(cè)器，被配置為檢測(cè)所述第二振蕩信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的第二相位差，以生成所述第二控制信號(hào)；以及鎖定檢測(cè)單元，被配置為檢測(cè)所述第一振蕩信號(hào)與所述基準(zhǔn)信號(hào)在頻率和相位方面的鎖定，以便設(shè)置所述模擬相位檢測(cè)器處于活動(dòng)狀態(tài)。
文檔編號(hào)H03L7/08GK101510777SQ20091000716
公開日2009年8月19日 申請(qǐng)日期2009年2月13日 優(yōu)先權(quán)日2008年2月14日
發(fā)明者崔明秀 申請(qǐng)人:株式會(huì)社東芝