專利名稱：具有制動電流路徑的多重線性模式的低噪聲放大器的制作方法
技術領域：
所揭示的實施例大體上涉及無線通信裝置，且更具體來說，涉及低噪聲放大器。
背景技術：
例如碼分多址(CDMA)蜂窩式電話接收器的無線電接收器大體上包括被稱為低 噪聲放大器(LNA)的放大器。CDMA蜂窩式電話應用需要LNA具有極高的三階輸入截取點 (IIP3)以及低噪聲因子(NF)、高增益和低電流消耗。存在用于實現這些性能特性的若干線 性化技術。一種普遍技術涉及使用負反饋。在常規的源極退化的LNA中，源極退化電感器用 作反饋電路。一般來說，可通過增加源極退化電感和/或通過增加LNA偏置電流來實現較 高線性。然而，歸因于二階非線性反饋效應，源極退化的LNA仍遭受較差的線性。此外，具 有較大源極退化電感的LNA展現較低增益和較高噪聲因子，且偏置電流的增加導致較高功 率消耗。如果過多地增加偏置電流，則會遭遇余量(headroom)問題。第二種技術為微分疊加(DS)技術。所述DS技術使用兩個或兩個以上不同柵極寬 度與柵極偏壓的并聯FET來實現高線性和增強的IIP3性能。然而，歸因于對三階互調失真 (IMD3)的二階非線性貢獻，常規DS方法并未顯著地在高頻下增加IIP3性能。修正型DS (MDS)技術處理所述二階非線性貢獻。在修正型DS技術中，調諧對IMD3 的三階非線性貢獻的量值和相位以消除對IMD3的二階非線性貢獻，借此產生具有極低 IMD3的輸出電流。圖1 (現有技術)為利用MDS技術的LNA 100的電路圖。在圖1的MDS電路中，使 用兩個FET 104A和104B。將FET 104A偏置在其亞閾值區中(弱反轉)且將FET 104B偏 置在其飽和區中(強反轉)。在此項技術中已知，當FET的操作從弱反轉改變到強反轉時， FET的對IMD3的三階非線性貢獻分量(g3)從正性改變到負性。此情況意味著當將所述兩 個FET 104A和104B以具有相等量值的g3的正峰值和負峰值偏置時，所述兩個FET 104A 和104B的輸出電流相加且結果為具有接近零IMD3的輸出電流。所述MDS技術還考慮到對 IMD3的二階非線性貢獻分量(g2)。如圖1中所說明，使用分接電感器102，以使得g3的量 值和相位經調諧而消除g2。參看2005年8月11日公開的第2005/0176399號公開的美國 專利申請案，以獲得對采用修正型微分疊加(MDS)技術的LNA的操作的較詳細的解釋。圖2 (現有技術)為利用MDS技術的變型的LNA 120的電路圖。在圖2的MDS電路 中，使用兩個FET 122和124和兩個電感器126和128。在圖2的LNA 120中，使用與圖1 中所說明相同的相位消除的通用MDS技術來實現高線性。然而，通過將輔助晶體管124的柵 極連接到主要晶體管122的源極，圖2的LNA 120進一步改進NF。此外，將輔助晶體管124 的柵極連接到主要晶體管122的源極允許獨立地進行對輸入匹配和線性的調諧。為獲得關 于MDS技術的此變型的其它信息，參看德克薩斯西瓦庫馬·加內三(Sivakumar Ganesan) 的A&M理學碩士論文“高線性低噪聲放大器(Highly Linear Low Noise Amplifier) ”，第 1到73頁，2006年5月。
當存在強干擾音(jammer tone)時，CDMA蜂窩式電話中的LNA必須具有高線性和 低失真。通常結合LNA的增加的偏置電流使用MDS技術來實現此高線性性能。然而，所述 偏置電流可增加的程度受到限制。另一方面，當不存在干擾音時，LNA可具有較低線性和較 低功率消耗以便延長CDMA蜂窩式電話的電池壽命。
發明內容
一種修正型微分疊加(MDS)低噪聲放大器(LNA)包括主要電流路徑和消除電流路 徑。在主要電流路徑中，主要電流Imain流過負載、流過主要場效應晶體管(FET)且流過第一 源極退化電感器。在消除電流路徑中，消除電流Iourca流過負載、流過消除FET且流過第二 源極退化電感器。LNA電流為
-lMAIN 1 1 CANCEL 的總和。 -lCANCEL 中的三階失真用于消除 xMAIN 中的
三階失真且因此導致輸出電流中的零三階互調失真(IMD3)。在一個新穎方面中，主要電流 路徑中的第一源極退化電感器為與消除電流路徑中的第二源極退化電感器分離的電感器， 借此促進一個電流路徑的調諧而不影響另一電流路徑。因此，因為經由使用兩個單獨的源 極退化電感器而使主要電流與消除電流去耦，所以可通過較少反復來優化LNA。在第二新穎方面中，提供一種制動電流路徑。在所述制動電流路徑中，制動電流 IDEB00ST流過一制動晶體管并流過第一源極退化電感器。所述制動電流并未流過LNA負載。 所述制動電流允許在不減少主要FET的電壓余量的情況下由第一源極退化電感器提供較 多負反饋。因此，可實現LNA的較高線性性能。在一個實例中，可在LNA的設計期間通過改 變制動晶體管的大小來改變制動電流IDEBM)ST。相應地，還可通過調整制動電流來調整與主 要電流路徑相關聯的負反饋。負反饋因子的可調整性提供用于最佳電流消除的額外調諧能 力。因此，可通過較少設計反復來優化LNA。在第三新穎方面中，LNA是可編程的，以在兩個不同操作模式下操作高線性模式 和低線性模式。當存在接收干擾或發射泄漏時，LNA在高線性模式下操作。在高線性模式 下，啟用制動電流路徑和消除電流路徑兩者以便實現高線性性能。另一方面，當不存在接收 干擾或發射泄漏時，LNA在低線性模式下操作。在低線性模式下，可編程地停用制動電流路 徑以減少功率消耗。在一個實例中，還停用消除電流路徑以改進LNA的噪聲指數(NF)。以上所述為概要且因此有必要含有細節的簡化、概括和省略；因此，所屬領域的技 術人員將了解，概要僅為說明性的且不意欲以任何方式限制。如僅由權利要求書界定的本 文中所描述的裝置和/或過程的其它方面、發明性特征和優點將在本文中所闡述的非限制 性詳細描述中變得顯而易見。
圖1 (現有技術)為利用修正型微分疊加(MDS)技術的LNA 100的電路圖。圖2 (現有技術)為利用MDS技術的變型的LNA 120的電路圖。圖3為根據一個新穎方面的一種特定類型的移動通信裝置200的極簡化的高級框 圖。圖4為圖3的RF收發器集成電路204的較詳細的框圖。圖5為具有兩個單獨的源極退化電感器的圖4的低噪聲放大器(LNA) 222的電路 圖。
圖6為說明由兩個相鄰信道接收干擾模型化的三階互調失真(IMD3)的圖表。圖7為說明CDMA系統中的由兩個發射泄漏和接收干擾模型化的三次差拍失真的 圖表。圖8為展示三階非線性傳遞系數的圖表。圖9為說明微分疊加(DS)技術中的消除三階非線性傳遞系數的圖表。圖10為圖5的兩個單獨的源極退化電感器的簡化布局。圖11為具有兩個單獨的源極退化電感器412和414且還具有制動晶體管406的 低噪聲放大器(LNA)400的電路圖。圖12為展示關于圖11的消除晶體管404的偏置電流的LNA 400 (當LNA 400正 在其高線性模式下操作時)的線性性能IIP3的圖表。圖13為說明當LNA在高線性模式下和在低線性模式下操作時的LNA性能特性的表格。
具體實施例方式圖3為根據一個新穎方面的一種特定類型的移動通信裝置200的極簡化的高級框 圖。在此實例中，移動通信裝置200為使用CDMA 2000蜂窩式電話通信協議的蜂窩式電話。 所述蜂窩式電話包括天線202和兩個集成電路204和206 (以及未說明的若干其它部分)。 集成電路206被稱為“數字基帶集成電路”或“基帶處理器集成電路”。集成電路204為RF 收發器集成電路。因為RF收發器集成電路204包括發射器以及接收器，所以其被稱為“收 發器”。圖4為圖3的RF收發器集成電路204的較詳細的框圖。接收器包括被稱為“接 收鏈” 212的東西以及本機振蕩器(L0)214。當蜂窩式電話200正接收時，在天線202上接 收到高頻RF信號211。來自信號211的信息通過雙工器213、匹配網絡220且通過接收鏈 212。由低噪聲放大器(LNA)222放大RF信號211且由混頻器224對其進行下變頻轉換。 由基帶濾波器226對所得經下變頻轉換的信號進行濾波，且將其傳遞到數字基帶集成電路 206。所述數字基帶集成電路206中的模/數轉換器208將所述信號轉換成數字形式，且由 數字基帶集成電路206中的數字電路來處理所得數字信息。如果蜂窩式電話200正發射，則由數字基帶集成電路206中的數/模轉換器210 將待發射的信息轉換成模擬形式，且將其供應到“發射鏈”216。歸因于數/模轉換過程，基 帶濾波器236濾除噪聲。受本機振蕩器(LO) 218控制的混頻器塊234接著將所述信號上變 頻轉換成高頻信號。驅動放大器232和外部功率放大器230放大所述高頻信號并使所述高 頻信號通過雙工器213以驅動天線202，以使得從天線202發射高頻RF信號231。圖5為根據一個新穎方面的圖4的低噪聲放大器(LNA) 222的詳細電路圖。LNA 222包括主要場效應晶體管(FET) 302、消除FET 304、第一源極退化電感器306、第二源極退 化電感器308、共源共柵晶體管310和LNA負載312。LNA負載312為包括并聯耦合的電感 器314和電容器316的LC儲能電路(tank circuit)。主要FET 302經由AC耦合電容器Cl 而從輸入節點RFIN 330接收RF信號。消除FET 304經由額外AC耦合電容器C2而從輸入 節點RFIN 330接收RF信號。主要FET 302的源極Sl經由第一源極退化電感器306而耦 合到接地節點GND 332。消除FET 304的源極S2經由第二源極退化電感器308而耦合到接地節點GND 332。主要FET 302的漏極Dl連接到消除FET 304的漏極D2。漏極Dl和漏極 D2連接到共源共柵晶體管310的源極S3。共源共柵晶體管310的漏極D3經由負載312而 耦合到電壓供應節點VDD 334。漏極D3還耦合到輸出電壓節點Vqut 336。主要FET 302以 偏置電壓Ve MIN偏置，使得主要FET 302偏置在其飽和(還被稱為強反轉)操作區中。消除 FET 304以偏置電壓Ve ouca偏置，使得消除FET 304偏置在其亞閾值(還被稱為弱反轉) 操作區中。在圖5的實施例中，主要FET 302、消除FET 304和兩個單獨的源極退化電感器 306和308形成修正型微分疊加(MDS)元件318。主要FET 302和消除FET 304具有互相 連接的漏極且由從輸入節點RFIN 330接收的同一 RF信號驅動。針對在偏置點周圍的輸 入柵極到源極電壓Ves，主要FET 302產生漏極到源極電流Imain且消除FET 304產生漏極 到源極電流IOTi。總LNA電流(表示為輸出電流Ι。υτ)為Imin與Iouca的總和，即Ι。υτ = ΙμαΙΝ+Ι Ι。共源共柵晶體管310以偏置電壓Vb偏置且用作電流緩沖器以使MDS元件318 與負載312和輸出節點336隔離。圖4的收發器集成電路204的接收器的線性由圖5的LNA 222的性能支配。LNA 222的主要FET 302為非線性裝置并產生各種輸出頻率分量(還被稱為失真)。在數學表 達中，在飽和區處偏置的主要FET 302產生小信號漏極到源極電流Imain，可關于小信號柵 極-源極電壓Ves由方程式(1)在偏置點周圍的泰勒(Taylor)級數展開來描述所述電流
Imain :Imain(Vgs) = g1VGS+g2VGS2+g3VGS3 (1)其中gl表示FET 302的小信號跨導且&和g3為導致失真的產生的二階和三階跨 導系數。在所述跨導系數中，因為g3控制三階互調失真(IMD3)且因此確定三階輸入截取 點(IIP3),所以g3具有特定重要性。IIP3為通常用于表征非線性的優值。可如下根據方程 式(2)來表達IIP3的振幅IIP3 =^/(4/3)|gl/g3|(2)互調失真為可由出現于輸入處的兩個強干擾音模型化的一種類型的失真。在一個 實例中，兩個干擾音為施加到主要FET 302的兩個頻率緊密間隔的相等振幅音(amplitude 切1^)，即，￥(^ = 4(^4+4(^2仏其中(O1和ω2表示兩個緊密間隔的頻率。通過將上文干 擾音代入方程式(1)中，輸出電流Imin含有新頻率分量，包括(2 (O1-CO2)和(2 ω2-ωι)頻 率分量。此兩個頻率分量表示三階互調失真(IMD3)。如在以下段落中較詳細地描述，因為 IMD3落入收發器204的通頻帶內且使輸入信號惡化，所以IMD3為最成問題的互調失真。圖6為說明由兩個相鄰信道接收干擾模型化的三階互調失真(IMD3)的圖表。在 圖6的實例中，所要RF信號頻帶具有IGHz的中心頻率與IMHz的帶寬。此意味著具有在 0. 999GHz與1. OOlGHz之間的頻率的任何RF信號均落入收發器204的通頻帶內。除所 要RF信號外，還存在兩個接收RF信號，其中第一頻率fKX1 = 1. OOlGHz且第二頻率fKX2 = 1.002GHz。此兩個接收RF信號還被稱為相鄰信道接收干擾。所述接收干擾的存在導致兩 個三階失真分量一個IMD3具有等于1. 003GHz的頻率分量(2fKX2-fKX1)，且另一 IMD3具有 等于剛好IGHz的頻率分量(2fKX1-fKX2)。如圖6中所說明，IGHz的IMD3分量落入所要信號 頻帶內。因為不可將此頻帶內IMD3分量濾除，所以其使輸入信號惡化。在例如圖4的收發器204的CDMA 2000雙工系統中，LNA 222的非線性特性還導致由發射泄漏導致的交叉調制失真。在圖4的實例中，接收器鏈212和發射器鏈216兩者 是同時操作的，且雙工器213用于組合接收器信號與發射器信號。因為接收器信號與發射 器信號的組合，所以發射泄漏可與接收干擾同時出現在接收輸入處。所述兩個發射泄漏和 所述接收干擾的相互作用產生交叉調制失真。在一個實例中，由兩個發射泄漏信號和一個 接收干擾模型化一種類型的三階交叉調制失真(還被稱為三次差拍失真)。圖7為說明由兩個發射泄漏信號和一個接收干擾模型化的三次差拍失真的圖表。 在圖7的實例中，所要RF信號頻帶具有IGHz的中心頻率與IMHz的帶寬。此意味著具有在 0. 999GHz與1. OOlGHz之間的頻率的任何RF信號均落入收發器204的通頻帶內。除所述 所要RF信號外，還存在兩個發射泄漏信號，其中第一頻率fTX1 = 900MHz且第二頻率fTX2 = 900.4MHz。還存在具有1. OOlGHz的頻率的接收干擾。發射泄漏信號和接收干擾的存在導 致具有等于1.006GHz的頻率(fm-(fTX2_fTX1))的三階三次差拍失真分量。如圖7中所說 明，1.006GHz的三次差拍失真分量落入所要信號頻帶內。因為此三次差拍失真分量使輸入 信號惡化且不可被濾除，所以其成為問題。上文所描述的IMD3和三次差拍失真均為三階失真且受三階跨導系數g3控制。因 此，為了消除三階失真并改進線性，能夠將值g3減小到接近零尤其重要。從方程式(1)，可 如下根據方程式(3)來確定跨導系數gl、&、和g3
權利要求
一種微分疊加(DS)低噪聲放大器(LNA)，其包含第一場效應晶體管(FET)，其偏置于飽和區中，其中所述第一FET的柵極耦合到輸入節點；第二FET，其偏置于亞閾值區中，其中所述第二FET的柵極耦合到所述第一FET的所述柵極，且其中所述第二FET的漏極耦合到所述第一FET的漏極；第一退化電感，其將所述第一FET的源極耦合到接地節點；以及第二退化電感，其將所述第二FET的源極耦合到所述接地節點，且其中所述第二退化電感為至少1毫微亨。
2.根據權利要求1所述的DSLNA，其中所述第一源極退化電感為第一螺旋電感器，且 其中所述第二源極退化電感為第二螺旋電感器。
3.根據權利要求1所述的DSLNA，其中所述接地節點包括表面安裝微凸塊，且其中所 述第一退化電感不包括所述第二退化電感器所耦合到的分接頭。
4.根據權利要求1所述的DSLNA，其中所述第二 FET的所述柵極電容性地耦合到所述 第一 FET的所述柵極，且其中所述第一 FET的所述柵極電容性地耦合到所述輸入節點。
5.根據權利要求1所述的DSLNA，其進一步包含負載；以及共源共柵晶體管，其具有源極和漏極，所述共源共柵晶體管的所述源極耦合到所述第 一 FET的所述漏極，所述共源共柵晶體管的所述漏極耦合到所述負載。
6.根據權利要求1所述的DSLNA，其中所述輸入節點接收輸入信號，其中所述第一FET 產生第一三階失真信號，其中所述第二 FET產生第二三階失真信號，且其中所述第二三階 失真信號至少部分地消除所述第一三階失真信號。
7.一種低噪聲放大器，其包含負載；第一源極退化電感器；主要晶體管，其偏置于飽和區中，其中所述主要晶體管的柵極耦合到輸入節點，其中所 述主要晶體管的源極耦合到所述第一源極退化電感器，其中所述主要晶體管控制流過所述 負載、流過所述主要晶體管且接著流過所述第一源極退化電感器的主要電流；以及制動晶體管，其偏置于飽和區中，其中所述制動晶體管的柵極耦合到所述主要晶體管 的所述柵極，其中制動電流流過所述制動晶體管且接著流過所述第一源極退化電感器而不 流過所述負載。
8.根據權利要求7所述的低噪聲放大器，其進一步包含制動共源共柵晶體管，其中所述制動共源共柵晶體管的源極耦合到所述制動晶體管的 漏極，其中所述制動共源共柵晶體管的漏極耦合到供應電壓節點。
9.根據權利要求7所述的低噪聲放大器，其中所述制動共源共柵晶體管的柵極耦合到 偏置電壓節點或接地節點中的可選擇一者。
10.根據權利要求7所述的低噪聲放大器，其進一步包含消除晶體管，其偏置于亞閾值區中，其中所述消除晶體管具有耦合到所述主要晶體管 的漏極的漏極。
11.根據權利要求10所述的低噪聲放大器，其進一步包含第二源極退化電感器，其具有第一引線和第二引線，其中所述第一引線耦合到所述消 除晶體管的源極，其中所述第二引線耦合到接地節點，且其中所述接地節點耦合到所述第 一源極退化電感器。
12.根據權利要求7所述的低噪聲放大器，其中所述負載為儲能電路。
13.根據權利要求7所述的低噪聲放大器，其中所述負載為P溝道晶體管。
14.根據權利要求10所述的低噪聲放大器，其進一步包含偏置電路，其將偏置電流供應到所述消除晶體管，其中所述偏置電流是可編程的，以依 據模式控制信號的值而具有第一電流值或第二電流值。
15.根據權利要求8所述的低噪聲放大器，其進一步包含用于停用所述制動共源共柵晶體管以使得所述制動電流不流過所述制動晶體管的裝置。
16.一種方法，其包含(a)傳導第一電流穿過負載、接著穿過偏置于飽和區中的第一晶體管、接著穿過第一源 極退化電感器且到達接地節點；以及(b)傳導第二電流穿過所述負載、接著穿過偏置于亞閾值區中的第二晶體管、接著穿 過第二源極退化電感器且到達所述接地節點，其中所述負載、所述第一晶體管、所述第二晶 體管、所述第一源極退化電感器和所述第二源極退化電感器一起形成低噪聲放大器的一部 分，且其中所述第二源極退化電感器具有為至少1毫微亨的電感。
17.根據權利要求16所述的方法，其進一步包含(c)接收模式信號，其中如果所述模式信號具有第一值，則啟用所述第二晶體管以使得 所述第二電流流動，其中如果所述模式信號具有第二值，則停用所述第二晶體管以使得所 述第二電流不流動。
18.一種方法，其包含(a)將輸入信號接收到低噪聲放大器(LNA)上，其中所述LNA包含負載、偏置于飽和區 中的主要晶體管和源極退化電感，且其中所述主要晶體管控制流過所述負載、流過所述主 要晶體管且接著流過所述源極退化電感的主要電流；以及(b)提供制動晶體管，其能夠傳導流過所述制動晶體管并接著流過所述源極退化電感 而不流過所述負載的制動電流。
19.根據權利要求18所述的方法，其進一步包含(c)接收模式信號，其中如果所述模式信號具有第一值，則啟用所述制動晶體管以使得 所述制動電流流動，其中如果所述模式信號具有第二值，則停用所述制動晶體管以使得所 述制動電流不流動。
20.一種設備，其包含源極退化的低噪聲放大器(LNA)，其中所述LNA包含負載、偏置于飽和區中的主要晶體 管和源極退化電感，且其中所述主要晶體管控制流過所述負載、接著流過所述主要晶體管 且接著流過所述源極退化電感的第一電流；以及用于選擇性地增加流過所述源極退化電感的電流而不增加流過所述負載的所述第一 電流的裝置。
21.根據權利要求20所述的低噪聲放大器，其中所述裝置包含控制制動電流的制動晶體管，其中所述制動電流流過所述制動晶體管并接著流過所述源極退化電感而不流過所述負載。
全文摘要
一種修正型微分疊加(MDS)低噪聲放大器(LNA)包括主要電流路徑和消除電流路徑。所述消除路徑中的三階失真用于消除所述主要路徑中的三階失真。在一個新穎方面中，存在用于所述兩個電流路徑中的每一者的單獨的源極退化電感器，借此促進一個電流路徑的調諧而不影響另一電流路徑。在第二新穎方面中，提供不通過LNA負載的制動電流路徑。所述制動電流允許在不產生余量問題的情況下增加負反饋。在第三新穎方面中，在不需要高線性的操作模式下，可編程地停用所述消除電流路徑和/或制動電流路徑以減少功率消耗并改進噪聲指數。
文檔編號H03F1/32GK101939907SQ200880126290
公開日2011年1月5日 申請日期2008年12月27日 優先權日2008年1月4日
發明者張立中 申請人:高通股份有限公司