專利名稱：濾波器、分波器以及包括分波器的模塊、通信設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及例如連接在以便攜式電話為代表的通信設備的天線上的濾波器、分波器以及包括分波器的模塊、通信設備。
背景技術：
圖14是示出現有的天線分波器的結構的圖。現有的天線分波器81具有在公共端子Ant與發送端子Tx之間連接發送濾波器82、并在公共端子Ant與接收端子Rx之間連接接收濾波器83的結構。當例如將天線分波器81用于便攜式電話時，將公共端子Ant連接在天線上，將發送端子Κ連接在發送電路上，并將接收端子Rx連接在接收電路上。發送濾波器82的通帶與接收濾波器83的通帶不同，因此輸入到發送端子Tx的發送信號在經過發送濾波器82后從公共端子Ant向天線輸出，而不向接收濾波器83側流動。 然后，發送信號通過天線被變換成電磁波后發射出去。另一方面，天線所接收的接收信號經過接收濾波器83，從接收端子Rx輸入到接收電路。以上是理想的天線分波器內的信號流動。但是，在實際的天線分波器中，從發送濾波器82輸出的發送信號并非全部從公共端子Ant輸出到天線，而是其一部分流入接收濾波器83并抵達接收端子Rx。因此，從接收端子Rx流入接收電路的接收信號中包含噪聲，其結果是，存在接收性能惡化的問題。這里，使用發送-接收間隔離度(以下簡稱為隔離度)作為表示從發送電路輸入到發送端子Tx的發送信號中的向接收濾波器83側泄漏并達到接收端子Rx的發送信號可被抑制何種程度的值。通常，天線分波器的隔離度為50dB左右。該50dB的隔離度值不足以滿足天線分波器的性能要求。以往，為了防止這種接收性能惡化，在接收電路內添加了濾波器，但由此導致了設備大而復雜，成本變高。從而，如何提高天線分波器的隔離度成了便攜式電話設計產業中共同面臨的問題。因此，提出了用于消除天線分波器內不需要的電磁耦合的結構，這種電磁耦合是導致發送信號從發送電路向接收電路泄漏的原因之一(例如，參考下述專利文獻1和專利文獻2)。在專利文獻1中公開了為了消除不需要的電磁耦合而設置屏蔽電極的結構。在專利文獻2中公開了通過設計天線分波器封裝的接地端子的連接來防止不需要的電磁耦合的例子。專利文獻1 JP 2006-60747A ；專利文獻2 JP 2002-76829Ao
發明內容
發明要解決的問題然而，上述專利文獻1和專利文獻2所公開的結構僅僅用于消除不需要的電磁耦合，并沒有從根本上減少從發送濾波器泄漏的信號并改善隔離度。若要從根本上抑制泄漏信號，就需要提高濾波器抑制帶的抑制度。因此，本發明的目的在于，實現具有高抑制度的濾波器。此外，本發明的目的在于， 提供能夠從根本上減少從發送濾波器向接收濾波器側泄漏的發送信號從而提高隔離度的分波器、包括這種分波器的模塊以及通信設備。用于解決問題的手段本申請公開的濾波器包括濾波部，該濾波部使輸入信號中的通帶的信號通過并輸出；移相電路，該移相電路與濾波部的輸入側或輸出側連接，用于偏移信號的相位；以及橋接電容，該橋接電容橫跨所述移相電路和所述濾波部而設置。在上述結構中，由于橋接電容橫跨移相電路以及所述濾波部而設置，因此通過適當地設定橋接電容值與移相電路的移相角，可使得通過了橋接電容的信號與通過了移相電路和濾波部的信號在通帶外的頻帶(抑制帶)相抵消。因此，通過上述結構，抑制帶的信號進一步被抑制，可實現具有高抑制度的濾波器。本申請公開的分波器是一種包括公共端子、發送端子以及接收端子的分波器，所述分波器包括發送濾波器，該發送濾波器連接在所述公共端子與所述發送端子之間；接收濾波器，該接收濾波器連接在所述公共端子與所述接收端子之間；以及移相電路，該移相電路與所述接收濾波器串聯連接在所述公共端子與所述接收端子之間，其中，自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到所述接收端子的線路的一部分經電抗耦合。在上述分波器中，輸入到發送端子的發送信號通過發送濾波器從公共端子輸出。 此時，發送信號的一部分向接收濾波器側泄漏，而不從公共端子輸出。如此向接收濾波器側泄漏的發送信號通過接收濾波器以及移相電路而被調相并到達至接收端子。與此同時，發送信號通過經電抗的耦合而從自移相電路至公共端子或發送端子的線路的一部分被取出并到達至接收端子。從而，通過移相電路的移相角被適當地設定，在接收端子，通過經電抗的耦合而被取出的發送信號與通過接收濾波器以及移相電路而被調相的發送信號可相互抵消。即，上述分波器被構成為通過適當地設定移相電路的移相角能夠從根本上減少向接收濾波器側泄漏并到達接收端子的發送信號。其結果是，可獲得提高了隔離度的分波器。發明效果根據本發明，能夠從根本上減少從發送濾波器向接收濾波器側泄漏的發送信號， 從而提高隔離度。
圖1是示出第一實施方式涉及的天線分波器的概要結構的圖；圖2是示出公共端子側與接收端子經由電抗耦合的其他結構例的圖；圖3是示出第一實施方式涉及的天線分波器的概要結構的變形例的圖；圖4A是示出移相電路3的具體例的電路圖；圖4B是示出移相電路3的具體例的電路圖；圖4C是示出移相電路3的具體例的電路圖；圖4D是示出移相電路3的具體例的電路圖；圖5是示出圖1所示天線分波器的具體電路結構例的圖6A是天線分波器中的接收濾波器的頻率特性的圖；圖6B是天線分波器中的發送濾波器的頻率特性的圖；圖7是示出第一實施方式中的天線分波器的發送端子與接收端子間隔離度的曲線圖；圖8是示出天線分波器的電路結構的圖；圖9A是第二實施方式中的天線分波器的頻率特性的一個例子的圖；圖9B是第二實施方式中的天線分波器的頻率特性的一個例子的圖；圖10是示出第二實施方式中的天線分波器的發送端子與接收端子間隔離度的曲線圖；圖11是示出用封裝構成的天線分波器的概要結構的圖；圖12是示出包含圖3所示電路結構的天線分波器的通信設備的概要結構的圖；圖13是示出包含圖3所示電路結構的天線分波器的模塊的一個例子的圖；圖14是示出現有分波器的結構的圖；圖15是第三實施方式中的濾波器的電路結構圖；圖16A是示出電容CB的電路結構的圖；圖16B是示出濾波部(梯形濾波器)的電路結構的圖；圖16C是示出圖16A的電容CB以及圖16B的濾波部的通過特性和相位特性的曲線圖；圖17A是示出將圖16A的電容CB橋接在圖16B的濾波部上的電路的結構的圖；圖17B是示出圖17A所示電路的通過特性和相位特性的曲線圖；圖18A是示出移相電路的結構的圖；圖18B是示出圖18A的移相電路的通過特性和相位特性的曲線圖；圖19A是示出在濾波部的輸入側添加了移相電路的電路的結構的圖；圖19B是示出圖19A的電路的通過特性和相位特性的曲線圖；圖20是在圖19A所示電路中添加了橋接電容CB的電路的通過特性的曲線圖；圖2IA是示出移相電路的變形例的圖；圖2IB是示出移相電路的變形例的圖；圖21C是示出移相電路的變形例的圖；圖22A是示出移相電路的變形例的圖；圖22B是示出移相電路的變形例的圖；圖22C是示出移相電路的變形例的圖；圖22D是示出移相電路的變形例的圖；圖23是示出以橫跨移相電路16和濾波部17的一部分的方式添加了電容CB的結構的圖；圖24是示出雙模式表面聲波濾波器的結構例的圖；圖25A是示出沒有添加橋接電容CB的平衡濾波器的結構的圖；圖25B是示出圖25A的平衡濾波器的相位特性的曲線圖；圖26是示出第四實施方式中的平衡濾波器的結構的圖；圖27A是示出對圖沈的平衡濾波器中的輸入端子In-輸出端子Outl間通過特性(實線g51)進行計算所得的結果的曲線圖；圖27B是示出對圖沈的平衡濾波器中的輸入端子In-輸出端子0ut2間通過特性 (實線g52)進行計算所得的結果的曲線圖；圖觀是示出對圖沈的平衡濾波器進行平衡合成并將其作為單端濾波器進行分析時的通過特性(實線g4)的計算結果的曲線圖；圖四是第四實施方式的平衡濾波器的變形例；圖30是示出具有圖沈所示平衡濾波器的雙工器的結構例的圖；圖31A是示出圖30所示平衡雙工器的特性(平衡合成后)的計算結果的曲線圖；圖31B是示出圖30所示平衡雙工器的隔離特性(實線f6)的曲線圖；圖32是示出圖30所示平衡濾波器的安裝方式的圖；圖33是示出巴侖(Balun)芯片的結構的平面圖；圖34是示出發送濾波器芯片的結構的平面圖；圖35是示出接收濾波器芯片的結構的平面圖；圖36A是示出裝片層表面上的布線圖的一個例子的圖；圖36B是示出中間層表面上的布線圖的一個例子以及中間層的沿X-X線的剖面的圖；圖36C是示出引腳焊盤(foot pad)層上的引腳焊盤的配置的圖。
具體實施例方式在本發明的實施方式中，優選設定所述移相電路的移相角，以使得停工所述橋接電容輸出的信號的相位與經過所述移相電路以及所述濾波器輸出的信號的相位在所述濾波部的所述通帶之外成相反相位。由此，在濾波部的所述通帶之外，經過所述橋接電容的信號與經過濾波部的信號彼此相位相反，相互抵消。因此，通帶外(抑制帶)的輸出信號變小。即，在抑制帶上產生衰減極點。其結果是，濾波器的抑制度變高。本發明的實施方式可以采用如下的方式濾波器包括平衡-不平衡變換器，該平衡-不平衡變換器具有公共端子、以及將從該公共端子輸入的信號分成相位彼此相反的兩個信號并分別輸出的兩個輸出端子，所述濾波部分別連接在執行所述平衡-不平衡變換器的輸出的兩個輸出端子上，所述平衡-不平衡變換器的一部分成為所述移相電路，所述橋接電容以橋接所述公共端子與連接在所述兩個輸出端子上的任一個濾波部的輸出側的方式設置。在上述結構中，從公共端子輸入的信號經平衡-不平衡變換器的移相調節變成相位彼此相反的信號，所述信號分別從兩個輸出端子輸出并經過濾波部。從兩個輸出端子中的一個輸出并經過了濾波部的信號與從公共端子經過橋接電容而來的信號匯合。因此，上述結構是可通過適當地設定橋接電容值來將經過橋接電容的信號的相位和經過某一個濾波部的信號的相位調節成彼此相反的相位以相互抵消的電路。本發明的實施方式可以采用如下的方式所述移相電路和所述濾波部形成在封裝內或基板上，所述橋接形成在所述封裝內或基板上。由此，能夠在將濾波器的尺寸保持為較小的情況下提高抑制度。
在本發明的實施方式中，所述移相電路優選執行相位調節，以使得從自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的所述一部分通過經所述電抗的耦合而到達所述接收端子的信號與通過所述移相電路到達所述接收端子的信號之間的相位差約為180度。通過移相電路，經過移相電路到達接收端子的信號與通過經電抗的耦合而到達接收端子的信號之間的相位差被調節成約180度。因此，在接收端子，通過經電抗的耦合而被取出的發送信號與經過接收濾波器和移相電路而被調相的發送信號相互抵消的效果變高。本發明的實施方式可以采用如下的方式所述移相電路被設置在所述接收濾波器的靠接收端子的一側，自所述接收濾波器到所述發送濾波器或所述公共端子的線路的一部分與所述移相電路的靠接收端子側的線路的一部分經電抗耦合。本發明的實施方式可以采用如下的方式自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到所述接收端子的線路的一部分經電抗耦合， 并且自所述發送濾波器到所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到接收端子的線路的一部分經電抗耦合。從發送端子輸入的發送信號具有在經過發送濾波器之前和之后相位稍微偏移的傾向。此時，相位的偏移幅度根據發送信號的頻率而不同。通常，通過了發送濾波器的發送信號中包含發送濾波器的通過頻帶內的各種頻率分量，因此發送信號中將包含以各種偏移幅度偏移后的相位分量。通過上述結構，從發送端子輸入并輸入到發送濾波器之前的發送信號與通過了發送濾波器的發送信號通過經電抗的耦合而被取出并到達接收端子。因此， 這些相位稍許不同的發送信號將與經過發送濾波器以及移相電路到達接收端子的發送信號相抵消。其結果是，被抵消的發送信號的相位范圍變寬。本發明的實施方式可以采用如下的方式所述經電抗的耦合是電容耦合。由此，可抑制分波器的性能惡化，提高隔離度。本發明的實施方式可以采用如下的方式所述移相電路的至少一部分由集總常數電路構成。通過用集總常數電路構成移相電路，能夠在將分波器的尺寸保持為較小的情況下提高抑制度或隔離度。本發明的實施方式可以采用如下的方式至少一部分由集總常數電路構成的所述移相電路包括電抗器和電容器，電抗器并聯連接在信號線上。在移相電路中通過將與電容器相比Q相對小的電抗器并聯連接在信號線上，可抑制因添加該移相電路而引起的分波器的損失惡化。因此，能夠在低損失的情況下提高分波器的隔離度或濾波器的抑制度。本發明的實施方式可以采用如下的方式所述接收濾波器和所述接收濾波器被容納在封裝內，所述經電抗的耦合由所述封裝的布線形成。通過上述結構，能夠在將分波器的尺寸保持為較小的情況下提高隔離度。本發明的實施方式還包含包括所述分波器的模塊，所述分波器的所述接收濾波器和所述接收濾波器被安裝在所述模塊所具備的基板上，所述經電抗的耦合由所述基板中的布線形成。通過上述結構，可獲得包括在保持小尺寸的情況下提高了隔離度的分波器的模塊。此外，本發明的實施方式還包含包括這種模塊的通信設備。[第一實施方式]
圖1是示出第一實施方式涉及的天線分波器的概要結構的圖。天線分波器10被構成為具有互不相同的通過頻帶的發送濾波器1和接收濾波器2并聯連接在公共端子Ant 上的結構。發送濾波器1連接在公共端子Ant與發送端子Tx之間。接收濾波器2和移相電路3串聯連接在公共端子Ant與接收端子Rx之間。并且，從發送濾波器1到公共端子Ant 的線路上的一點和移相電路3與接收端子Rx之間的線路上的一點經電容器4耦合。天線分波器10例如被用于以便攜式電話為代表的無線通信設備的天線分波器中。此時，天線分波器10的公共端子Ant連接在無線通信設備的天線上，發送端子Tx連接在對要從天線發送的發送信號進行處理的發送電路上，接收端子Rx連接在對天線所接收的接收信號進行處理的接收電路上。從發送電路輸入到發送端子Tx的發送信號通過發送濾波器1從公共端子Ant輸出至天線。此外，從天線輸入到公共端子Ant的接收信號通過接收濾波器2和移相電路3 從接收端子Rx輸出至接收電路。此時，由于發送濾波器1的通過頻帶(發送頻帶)與接收濾波器2的通過頻帶(接收頻帶)不同，因此通過了發送濾波器1的發送信號向公共端子 Ant流動，而不向接收濾波器2流動。然而，實際上發送信號的一部分向接收濾波器2流動并到達接收端子Rx，從而產生噪聲。如此向接收濾波器2泄漏的發送信號通過經過接收濾波器2和移相電路3而相位被調節，之后以相位被調節的狀態到達接收端子Rx。另一方面，通過發送濾波器1后向公共端子Ant流動的發送信號的一部分在到公共端子Ant的線路上的一點被取出并通過電容器4到達接收端子Rx。由此，經過了接收濾波器和移相電路3的發送信號與沒有經過接收濾波器和移相電路3的發送信號到達至接收端子Rx ο優選設定移相電路3的移相角以使上述雙方的發送信號的相位差約為180度。即， 設定移相電路3的移相角，以使得經過接收濾波器2和移相電路3到達接收端子Rx的發送信號的相位、與從自發送濾波器1到公共端子Ant的線路上的一點(以下稱為“公共端子 Ant側”)經過電容器4到達接收端子Rx的發送信號的相位差為180度。由此，雙方的發送信號彼此抵消的效果變大，從根本上減少了從發送濾波器1向接收濾波器2泄漏的發送信號。用于獲得這種效果的移相電路3中的移相角的適當值依賴于天線分波器10的電路結構。例如當接收濾波器2自身具有移相功能時，經過了接收濾波器2的信號的相位會發生偏移。因此，當在公共端子Ant-接收端子Rx之間連接接收濾波器2和移相電路3時， 優選設定移相電路3的移相角，以使得在接收濾波器2中發生的相位偏移量和在移相電路 3中發生的相位偏移量所合成的偏移量與從公共端子Ant側經由電容器4到達接收端子Rx 的發送信號的偏移量之間的相位差為180度。上述相位差沒有必要精準為180度，只要在 120度 240度的范圍內就可獲得抵消發送信號的效果。此外，優選還考慮上述的接收濾波器2和移相電路3的移相功能以外的其他各種要素來確定上述移相角。因此，在確定了天線分波器10的電路結構之后，例如也可以通過使用市售的電路仿真器來計算可獲得上述相位差的移相電路3的移相角。具體地說，通過利用電路仿真器的優化功能，探索最優移相角。此外，也可以通過預先測定接收濾波器2和電容器4的移相量，來計算移相電路3所需的移相角。關于天線分波器10的電路結構將在后面進行說明。此外，通過電容器4的電容耦合而從公共端子Ant側被取出并向接收端子Rx輸出的發送信號的功率優選具有與向接收濾波器2泄漏的發送信號的功率相同程度的大小。其理由如下如果從公共端子Ant側向電容器4取出的發送信號的功率過大，則天線分波器 10本來的性能可能會下降，如果過小，則無法完全抵消掉到達至Rx端子的發送信號。但有時難以實際安裝具有如上可取出與泄漏的發送信號同程度的功率的信號、且靜電電容C小的電容器4。圖2示出了在此情況下可采用的將公共端子Ant側與接收端子 Rx經電抗耦合的結構例。在圖2中，公共端子Ant側與接收端子Rx通過兩個電容器^、4b以及線圈5而耦合，其中，兩個電容器^、4b串聯設置在將公共端子Ant側與接收端子Rx耦合的線路上，線圈5連接在所述線路與地之間。如圖2所示，當要通過兩個電容器^、4b和線圈5獲得與僅由圖1所示電容器4所產生的電抗同程度的電抗時，電容器4a、4b的靜電電容C將比電容器4的靜電電容變大。因此，當難以如圖1所示的那樣安裝一個靜電電容C小的電容器4 時，如圖2所示，可利用靜電電容C較大的電容器^、4b來實現經相同程度的電抗的耦合。但是，在上述圖1和圖2所示的電路結構中，公共端子Ant側與接收端子Rx經由電容器4的電抗或者由電容器4a、4b和線圈5的組合產生的電抗而耦合，但所述經電抗耦合的位置不限于此。該耦合只要耦合移相電路3的公共端子Ant側或發送端子Tx側線路上的位置與移相電路3的接收端子Rx側線路上的位置即可。例如，如圖3所示的天線分波器IOb所示，也可以是接收端子Rx和發送端子Tx經由電容器4耦合。接著，對圖1所示的移相電路3的電路結構的例子進行說明。圖4A 圖4D是示出移相電路3的具體例的電路圖。在圖4A所示的移相電路中，在輸入端子與輸出端子 Out之間連接有線圈6，線圈6兩側的線路經由電容器7a、7b接地。圖4A所示的移相電路例如可以被用作使得從輸入端子^輸入的信號的相位延遲后從輸出端子Out輸出的延遲移相型移相電路。圖4B所示的移相電路具有將圖4A所示的移相電路縱向連接多級的結構，該移相電路也可以被用作延遲移相型移相電路。在圖4B所示的移相電路中，在輸入端子與輸出端子Out之間連接有多個線圈6a、6b，并且在輸入端子h與線圈6a之間、在線圈6a與線圈6b之間、以及在線圈6b與輸出端子Out之間的線路上分別連接有電容器7a、7b以及 7c，這些電容器7a、7b以及7c的另一端子均接地。S卩，線圈6a、6b串聯連接在連接輸入端子h和輸出端子Out的信號線上，電容器7a、7b以及7c并聯連接在信號線上。圖4A所示的移相電路適于相位延遲(延遲移相角)最大達90度的情況，圖4B所示的移相電路適于相位延遲大于或等于90度的情況。圖4C和圖4D所示的移相電路可以被用作使得從輸入端子h輸入的信號的相位超前后從輸出端子Out輸出的超前移相型移相電路。在圖4C所示的結構中，在連接輸入端子h與輸出端子Out的線路上連接有電容器7，電容器7兩側的線路經由線圈6c、6d接地。 圖4D所示的結構是將圖4C所示的移相電路縱向連接多級的結構。在圖4D所示的結構中， 在輸入端子h與輸出端子Out之間連接有多個電容器7f、7g，并且在輸入端子h與電容器 7f之間、在電容器7f與電容器7g之間、以及在電容器7g與輸出端子Out之間的線路上分別連接有線圈6e、6f以及6g，這些線圈6e、6f以及6g的另一端子均接地。即，電容器7f、7g串聯連接在連接輸入端子h和輸出端子Out的信號線上，線圈6e、6f以及6g并聯連接在信號線上。圖4C所示的移相電路適于相位超前(超前移相角)最小達-90度的情況，圖4D 所示的移相電路適于相位超前小于或等于-90度的情況。圖4A 圖4D所示的移相電路例如可由集總常數元件(電容器或線圈等)構成。 此時，與如圖4A和圖4B所示那樣將線圈串聯連接在連接輸入端子h和輸出端子Out的信號線上并將電容器并聯連接在信號線上的場合相比，如圖4C和圖4D所示那樣將電容器串聯連接在信號線上并將線圈并聯連接于信號線上時，輸入端子h和輸出端子Out之間的信號損失趨于更小。這是因為線圈的Q值低于電容器的Q值的緣故。移相電路的具體結構不限于圖4A 圖4D，除此之外，也可以是其他的公知的移相電路的結構。此外，圖4A 圖4D所示的移相電路既可以由線圈、電容器等集總常數元件構成，也可以通過組合集總常數元件和帶狀線、微帶線等分布常數元件來構成。此外，圖4A 圖4D所示的移相電路既可以由片式電容器和片式線圈構成，也可以用IPDantegrated I^assiveDevice，集成無源元件)構成。接著，利用圖5對圖1所示的天線分波器10的具體結構的例子進行說明。在圖5 所示的例子中，天線分波器10的發送濾波器1采用了六級連接的梯形濾波器的結構。艮口， 在發送濾波器1中，由串聯諧振器11和并聯諧振器12構成的濾波器被連接多級，串聯諧振器11連接在連接公共端子Ant和發送端子Tx的線路(串聯臂)上，并聯諧振器12連接在連接所述線路和地的線路(并聯臂)上。接收濾波器2也同樣是由串聯諧振器21和并聯諧振器22構成的濾波器所構成的六級連接的梯形濾波器。串聯諧振器11、21和并聯諧振器12、22例如可采用壓電薄膜諧振器(Film Bulk Acoustic Wave Resonator :FBAR), SMR(Solidly MountedResonator，固態裝配型諧振器) 或表面聲波(Surface Acoustic Wave :SAW)諧振器。此外，從發送濾波器1和接收濾波器2至公共端子Ant側的線路上設置有匹配電路8。匹配電路8由連接在從公共端子Ant至發送濾波器1和接收濾波器2的線路以及地之間的線圈81構成。移相電路3采用了圖4B所示的線路結構。如果例如假定W-CDMA (頻帶I)的便攜式電話為圖5所示的天線分波器10的用途， 則發送頻帶為1920 1980MHz，發送頻帶為2110 2170MHz。這里，對當設定發送濾波器 1、接收濾波器2中的諧振器11、12、21、22各自的諧振頻率以達到上述頻帶時的天線分波器 10的頻率特性進行說明。圖6A和圖6B是示出作為一個例子而將電容器4的值設為15fF、移相電路的移相角設為191度時的天線分波器10的頻率特性的圖。在圖6A、圖6B所示的曲線圖中，縱軸表示插入損失，橫軸表示頻率。此外，圖7是示出隔離度的曲線圖，該隔離度表示在上述天線分波器10中從發送端子Tx輸入的發送信號中的向接收濾波器2泄漏并達到接收端子Rx 的發送信號可被抑制的程度。圖6A和圖6B所示的頻率特性以及圖7所示的隔離度是通過電路仿真器獲得的。圖6A是示出天線分波器10中的接收濾波器2的頻率特性Rl的曲線圖。圖6B是示出天線分波器10中的發送濾波器1的頻率特性Tl的曲線圖。在圖6A、圖6B所示的曲線圖中，分別用虛線表示關于現有結構的天線分波器(下面稱為現有的天線分波器)的接收濾波器的頻率特性RO以及發送濾波器的頻率特性T0，這里，現有結構即為從圖5所示的線路結構中去掉移相電路3和通過電容器4所實現的電容耦合之后的結構。如圖6B所示，發送濾波器1的頻率特性Tl與現有的天線分波器的發送濾波器的頻率特性TO基本相同。與此相對，在圖6A所示的接收濾波器2的頻率特性Rl中，非通過頻帶處的插入損失低于現有的天線分波器的接收濾波器。因此，如圖7所示，尤其在發送頻帶(1920 1980MHz)，隔離度TRl與現有的天線分波器的隔離度TRO相比改善了約25dB以上。圖7所示的隔離度是使用輸入到發送端子Tx的發送信號的功率A和向接收濾波器2 側泄漏并到達接收端子Rx的發送信號的功率B并如下述表達式1那樣計算而得的值(單位為dB)。X = (10) Xlog(B/A) · · ·(表達式 1)[第二實施方式]第二實施方式是對上述第一實施方式涉及的天線分波器10的電路結構進行變形的例子。圖8是示出本實施方式涉及的天線分波器100的電路結構的圖。在圖8中，對于與圖5相同的部分標注相同的標號。在圖8所示的天線分波器100中，發送濾波器Ia為4級連接的梯形濾波器，并且接收濾波器加為5級連接的梯形濾波器。匹配電路8a由分別串聯連接在發送濾波器Ia和接收濾波器加的線路上的線圈6f以及配置在所述線路和地之間的電容器7f、7g來構成。在圖8所示的天線分波器100中，公共端子Ant和接收端子Rx經電容器4耦合。 并且，發送端子Tx和接收端子Rx通過包含電容器4c、電容器4d以及線圈fe的電路而耦合。該電路被構成為在連接發送端子Tx和接收端子Rx的線路上串聯連接兩個電容器4c、 4d并在這些電容器如、4d直接的線路與地之間配置線圈fe的結構。由此，在天線分波器100中，發送信號分別從發送端子Tx和公共端子Ant被取出并到達至接收端子Rx。因此，從發送端子Tx和公共端子Ant雙方取出的發送信號向接收濾波器加泄漏并與經過移相電路3后到達接收端子Rx的發送信號相抵消。通過發送濾波器 Ia之后從公共端子Ant被取出的發送信號相對于從發送端子Tx被取出的發送信號相位稍稍偏移。因此，包含稍稍偏移的兩個相位的發送信號與向接收濾波器加泄漏的發送信號相抵消。其結果是，被抵消的發送信號的相位范圍變寬。例如，從發送濾波器Ia向接收濾波器加側泄漏的發送信號在經過發送濾波器la、 匹配電路8a以及接收濾波器加的過程中相位有時會發生偏移。所述偏移的幅度具有根據發送信號的頻率而不同的傾向。因此，向接收濾波器加泄漏的發送信號有時在包含以各種偏移幅度偏移后的相位分量的狀態下達至接收端子Rx。由于這種泄漏發送信號與從發送端子Tx和公共端子Ant雙方被取出的發送信號相抵消，因而被抵消的信號的相位范圍變寬。 因此，在圖8的電路結構中，通過適當地設定移相電路的移相角，例如可在整個發送頻帶中抵消發送信號。圖9A和圖9B是示出作為一個例子而將天線分波器100的發送頻帶設為1920 1980MHz、將發送頻帶設為2110 2170MHz、將電容器如和電容器4d的靜電電容設為 0. 37pF、將電容器4的靜電電容設為0. 8fF、將線圈fe的感抗設為0. 14nH并將移相電路的移相角設為158度時的天線分波器100的頻率特性的圖。在圖9A、圖9B所示的曲線圖中， 縱軸表示插入損失，橫軸表示頻率。此外，圖10是示出上述天線分波器10中的發送端子Tx與接收端子Rx之間的隔離度的曲線圖。圖9A和圖9B所示的頻率特性以及圖10所示的隔離度是通過電路仿真器獲得的。圖9A是示出天線分波器100中的接收濾波器加的頻率特性R2的曲線圖。圖9B 是示出天線分波器100中的發送濾波器Ia的頻率特性T2的曲線圖。在圖9A、圖9B所示的曲線圖中，分別用虛線示出了關于現有結構的天線分波器的接收濾波器的頻率特性ROa以及發送濾波器的頻率特性TOa，這里，現有結構即為從圖8所示的線路結構中去掉移相電路 3、通過電容器4實現的公共端子Ant-接收端子Rx間的電容耦合、以及發送端子Tx-接收端子Rx之間的耦合之后的結構。如圖9B所示，發送濾波器Ia的頻率特性T2與現有的天線分波器的發送濾波器的頻率特性TOa基本相同。與此相對，在圖9A所示的接收濾波器加的頻率特性R2中，發送頻帶(1920 1980MHz)處的插入損失低于現有的天線分波器的接收濾波器。并且，如圖10 所示，在發送頻帶(1920 1980MHz)，隔離度TRl與現有的天線分波器的隔離度TROa相比改善了約IOdB以上。以上對本發明的實施方式進行了說明，但本發明可適用范圍不限于上述實施方式。例如，將電介質濾波器用作天線分波器的發送濾波器和/或接收濾波器時，也可獲得同樣的效果。此外，第一實施方式中的用于電容耦合的電容器4、第二實施方式中的電容器4、 4c、4d以及線圈5可用IPD構成。此外，在上述實施方式中，說明了將移相電路3設置在從接收濾波器2、加向接收端子Rx側的線路上的例子，但移相電路3的位置不限于此。例如，移相電路3也可以設置在從接收端子Rx向公共端子Ant側的線路上，也可以作為匹配電路8或8a的一部分來設置。此外，作為經電抗的耦合的例子，在第一實施方式中說明了公共端子Ant側-接收端子Rx間的耦合，在第二實施方式中說明了公共端子Ant-接收端子Rx間的耦合和發送端子Tx-接收端子Rx間的耦合的組合，但耦合位置不限于這些。只要耦合移相電路3的公共端子Ant或發送端子Tx側的線路和移相電路3的接收端子Rx側的線路即可。此外，例如當將發送濾波器和接收濾波器收納在封裝內來構成天線分波器時，可以將用于公共端子Ant-接收端子Rx間的耦合、公共端子Ant-接收端子Rx間的耦合的電容器4、如 4d以及線圈5、fe中的至少一部分置于封裝內。圖11是示出由收納有發送濾波器和接收濾波器的封裝構成的天線分波器的概要結構的圖。圖11所示的天線分波器IOb以封裝的方式構成了圖3所示電路結構的天線分波器10b。在圖11所示的結構要素中，對于與圖3所示電路的結構要素相對應的部分標注相同的標號。如圖11所示，發送濾波器1、接收濾波器2以及移相電路3被設置在封裝20的底面上。并且，在封裝20的底面形成了布線圖案。發送濾波器1以及接收濾波器2與公共端子Ant之間的連接、發送濾波器1與發送端子Tx之間的連接、以及接收濾波器2與接收端子Rx經由移相電路3的連接通過該布線圖案實現。而且，發送端子Tx和接收端子Rx經由電容器4的耦合(電容耦合)也通過封裝的底面上的布線圖案來形成。但該電容耦合不限于通過封裝底面上的布線圖案來形成的情況，例如也可以通過具有將電介質夾在上部電極和下部電極之間的構造的集總常數電容器和線圈來形成。
此外，具備在上述實施方式中示出的天線分波器10、10a、IOb或100的通信設備也被包含在本發明的實施方式中。圖12是示出包含圖3所示電路結構的天線分波器IOb的通信設備30的概要結構的圖。在圖12所示的結構要素中，對于與圖3所示電路的結構要素相對應的部分標注相同的標號。在圖12所示的通信設備30中，在模塊板31上設置有發送濾波器1、接收濾波器 2、移相電路3、功率放大器32、RFIC 33、基帶IC0發送濾波器1以及接收濾波器2與公共端子Ant之間的連接、發送濾波器1與發送端子Tx經由移相電路3的連接、以及接收濾波器2與接收端子Rx之間的連接通過形成在模塊板31上的布線圖案實現。而且，發送端子Tx和接收端子Rx經由電容器4的耦合(電容耦合)也通過封裝的底面上的布線圖案來形成。公共端子Ant與通信設備30所具有的天線(圖中沒有示出)連接。發送端子Tx經由功率放大器32連接在RFIC 33上，接收端子Rx也連接在RFIC 33上。RFIC 33連接在基帶IC ；34上。RFIC 33由半導體芯片及其他部件構成。在RFIC 33中集成了包括用于處理從接收端子輸入的接收信號的接收電路以及用于處理經由功率放大器32向公共端子Ant輸出的發送信號的發送電路在內的電路。功率放大器32是將從 RFIC 33的發送電路輸出的發送信號放大并向發送濾波器1的發送端子Tx輸入該放大后的發送信號的電路。此外，基帶IC 34也由半導體芯片及其他部件構成。在基帶IC 34中集成了用于將從RFIC 33中所包含的接收電路獲取的接收信號變換成音頻信號或分組數據的電路、以及用于將音頻信號或分組數據變換成發送信號并向RFIC 33中所包含的發送電路輸出該發送信號的電路。雖圖中沒有示出，但基帶IC 34例如與揚聲器、顯示器等輸出設備連接，從而能夠輸出在基帶IC 34中基于接收信號變換的音頻信號或分組數據并使通信設備30的用戶識別。此外，麥克風、按鈕等通信設備30所具有的輸入設備也與基帶IC 34連接，從而構成了通過基帶IC 34可將用戶輸入的聲音或數據變換成發送信號的結構。通信設備30的結構不限于圖12所示的例子。此外，作為在通信設備30的一部分中使用的部件的集合的模塊、即包含上述實施方式的天線分波器10、10a、IOb或100的模塊也被包含在本發明的實施方式中。圖13是示出包含圖3所示電路結構的天線分波器IOb的模塊的一個例子的圖。在圖13所示的例子中，在模塊板31a上設置有發送濾波器1、接收濾波器2、移相電路3、匹配電路35、功率放大器32。公共端子Ant、發送濾波器1、接收濾波器2、移相電路3、電容器4、 接收端子Rx以及發送端子Tx的連接關系與圖12所示的通信設備相同。發送端子Tx經由匹配電路35與功率放大器32連接。但究竟將哪些部件或電路做成一個模塊是任意的，不限于圖13所示的例子。如上述實施方式的天線分波器10、10a、10b、100所示，根據本發明，通過利用從天
線分波器內部取出的另外的發送信號抵消向接收電路泄漏的發送信號，可獲得大幅度提高隔離度的效果。而且，能夠在保持小型、低損失的狀態下提高隔離度，從而還可提高高性能的天線分波器。本發明作為提高了隔離度的天線分波器、或具有該天線分波器的通信設備以及模塊很有用。[第三實施方式](本實施方式的結構)圖15是第三實施方式中的濾波器的電路結構圖。圖15所示的濾波器15的輸入端子h側和輸出端子Out之間連接有移相電路16和濾波部17。此外，濾波器15中還設有將輸入端子In-移相電路16之間的節點與濾波部17-輸出端子Out之間的節點通過橋接而耦合的橋接電容CB。移相電路16包括串聯連接的線圈Ll和并聯連接的電容器Cl。濾波部17是由四級濾波元件Dl D4連接構成的梯形濾波器。各濾波元件Dl D4包括串聯諧振器Sl S4以及并聯諧振器Pl P4。(本實施方式的原理)通過如濾波器15這樣構成濾波器，可提高抑制帶的抑制度，從而可獲得優異的濾波特性。下面對其原理進行說明。圖16A是示出將電容CB串聯連接在輸入端子h與輸出端子Out之間的電路結構的圖。圖16B是示出將濾波部17 (梯形濾波器)串聯連接在輸入端子h與輸出端子Out之間的電路結構的圖。圖16C是示出圖16A所示電容CB的通過特性和相位特性、以及圖16B 所示濾波部的通過特性和相位特性的曲線圖。在圖16C所示的曲線圖中，橫軸的刻度表示頻率，左側縱軸的刻度表示衰減量 [dB]，右側縱軸的刻度表示相位]。在圖16C中，實線gl表示圖16B所示的濾波部17 的通過特性，實線hi表示濾波部17的相位特性。虛線i表示圖16A所示的電容CB的通過特性，虛線j表示電容CB的相位特性。在圖16C所示的例子中，如果關注通帶低頻側的抑制帶(約1700MHz 約1920MHz)，則可知濾波部17的相位約為-20° -50°。另一方面， 電容CB的相位約為85°。圖17A是示出將圖16A的電容CB橋接在圖16B的濾波部17的輸入端子h和輸出端子Out之間的電路結構的圖。即，圖17A示出了在梯形濾波器的輸入輸出端子之間添加了靜電電容=0. 05pF的橋接電容CB的電路結構。圖17B是示出圖17A所示電路的通過特性和相位特性的曲線圖。在圖17B中，實線g2表示通過特性，實線h2表示相位特性。還以虛線j示出圖16A的電容CB的相位容量以用于參考。在圖17中，流過橋接電容CB的電流與流過濾波部17的電流的相位差在通帶低頻側的抑制帶約為105° 135°。這里可預測，若將該抑制帶處的所述相位差設定為180°，則這些橋接電容CB的電流和濾波部17的電流相抵消，可改善抑制帶的抑制度。因此，考慮將流過濾波部17的電流的相位改變成與流過橋接電容CB的電流的相位相反的相位。例如，如果將圖18A所示的移相電路(相位延遲電路)16連接到濾波部17，則可改變輸出相位。移相電路16包括串聯連接在輸入端子h和輸出端子Out之間的線圈Ll (串聯電抗器)和并聯連接在輸入端子h和輸出端子Out之間的電容器Cl (并聯電容器)。這里，圖18B是示出線圈Ll的感抗為5. 7^H、電容器Cl的靜電電容為1. 15pF時的移相電路 16的通過特性(實線k)和相位特性(實線m)的曲線圖。相位特性約為-60°。可預測如果將該移相電路16連接到濾波部17，則能夠將流過濾波部17的電流的相位改變60°左右。圖19A是示出在濾波部17的輸入側添加移相電路16的電路的結構的圖。圖19B 是圖19A的電路的通過特性(實線g3)和相位特性(實線h3)的曲線圖。圖19B中的虛線 j表示圖16A的電容CB的相位特性。從圖19B可知，通過將移相電路16添加到濾波部17， 相位改變了約60°，通帶低頻側的抑制帶的相位變為約-80° -110°。在圖19B的曲線圖的1790MHz附近，實線g3所示的移相電路16和濾波部17的相位與虛線j所示的橋接電容CB的相位之間的差D約為180°。即，通帶低頻側的抑制帶處的兩者的相位差D約為180° (反相位)。從該結果可預測，通過在圖19A所示電路中添加橋接在輸入端子h與輸出端子 Out之間的橋接電容CB來構成圖15所示的結構，抑制帶處的輸出信號變小。即可以預測 在抑制帶，流過橋接電容CB的電流與流過移相電路16以及濾波部17的電流彼此相位相反而抵消，從而輸出信號變小(成為衰減極點)。圖20是通過在圖19A所示電路中添加橋接電容CB而構成為與圖15相同的電路的通過特性(實線g4)的曲線圖。在圖20所示的曲線圖中示出如所預測的那樣在1790MHz 附近產生了衰減極點，并且通帶低頻側的濾波器的抑制度得到了改善。如此，通過構成圖15 所示的電路，在抑制帶產生衰減極點，從而可實現具有高抑制度的濾波器。如果改變橋接電容CB的靜電電容值，流經橋接電容CB的電流的相位就會發生變化。因此，能夠通過改變橋接電容CB的靜電電容值來任意地控制衰減極點的頻率。(移相電路的變形例)在本實施方式中使用的移相電路(相位改變元件)16除圖18A所示的電路結構以外，例如還可以構成為圖2IA 圖2IC所示的電路結構。圖21A和圖21B所示的電路結構均為串聯連接線圈Li、并聯連接電容器Cl的結構。圖21B的電路是所謂的LCL-T型電路。線圈Ll或電容器Cl例如可通過芯片部件或集成無源元件(IPD)等來實現。此外，如圖 21C所示，移相電路也可以通過分布常數類型的帶狀線或微帶線等傳輸線(Transmission line) 18 構成。根據濾波器的抑制帶處的初始相位，移相電路有時使相位延遲，有時使相位超前。 當使相位超前時，例如可使用圖22A 圖22D所示的移相電路。圖22A 圖22C的移相電路均為串聯連接電容器Cl、并聯連接線圈Ll的結構。圖22D的移相電路由傳輸線18構成。上述移相電路的變形例也可適用于其他實施方式，也可以采用圖4A 圖4D所示的移相電路作為本實施方式的移相電路。(濾波部17的變形例)橋接電容CB也可以不添加在移相電路16和濾波部17的最外側，例如也可以如圖 23所示的那樣以橋接移相電路16的輸入端子^側和濾波部17的中間部的方式添加橋接電路CB。在圖23的例子中，以橫跨構成梯形濾波器的多級濾波元件的一部分與移相電路 16的方式設置橋接電容CB。根據與上述相同的原理，如此橫跨移相電路16和濾波部17的一部分來設置時也能夠提高濾波器的抑制度。在本實施方式中，濾波部17作為一個例子由梯形濾波器構成。濾波部17也可以是其他任意類型的濾波器。例如，可以使用雙模式表面聲波濾波器。圖24是示出雙模式表面聲波濾波器的結構例的圖。圖M的雙模式表面聲波濾波器包括與輸入端子^連接的輸入IDT 19、連接在輸入IDT19的兩側的輸出IDT 21a、21b、以及設置在輸出IDT 21a、21b的外側的反射器22a、22b。輸出IDT 21a、21b與輸出端子Out連接。橋接電容CB既可以用芯片部件或IPD實現，也可以制作在濾波器芯片上。此外， 如后面所述，也可以將橋接電容CB形成在安裝濾波器的封裝或基板上。[第四實施方式]第四實施方式是將上述第三實施方式中的濾波器適用于平衡濾波器的方式。圖25A是示出沒有添加橋接電容CB的平衡濾波器的結構的圖。該平衡濾波器使用巴侖23以及濾波部(梯形濾波器)17a、17b構成。這里，巴侖23是一種平衡-不平衡轉換器，該平衡-不平衡轉換器包括公共端子(輸入端子In)；將輸入到公共端子的信號的相位約延遲90°后輸出的輸出端子Ma ；以及將輸入到公共端子的信號的相位約超前90° 后輸出的輸出端子Mb。在圖25A所示的例子中，巴侖23使用線圈L2、L3以及電容器C2、 C3構成。作為梯形濾波器的濾波部17a、17b分別連接在巴侖的兩個輸出端子Ma、Mb，由此構成了不平衡輸入-平衡輸出的平衡濾波器。濾波部17a、17b與上述第三實施方式中的濾波部17相同。在圖25A所示類型的平衡濾波器中，輸入端子h與一個輸出電子Outl之間的線路、以及輸入端子^與另一輸出電子0ut2之間的線路分別具有在移相電路上連接了濾波部17a或17b的結構。因此可以想到通過將第三實施方式的橋接電容CB連接的任一個線路上，可獲得改善抑制度的效果。圖25B是示出圖25A的平衡濾波器的輸入端子In-輸出端子Outl間的相位特性 (實線h41)、輸入端子In-輸出端子0ut2間的相位特性(實線h42)的曲線圖。圖25B的曲線圖是巴侖的線圈L2、L3的感抗為5. 7^H、電容器C2、C3的靜電電容為1. 15pF時的計算結果。此外，在上述曲線圖中還示出了圖16A所示的電容CB(靜電電容=0.05pF)的相位特性(虛線j)。如果關注比通帶位于低頻側的頻帶的相位特性，則1790MHz附近處的電容CB的相位與輸入端子In-輸出端子Outl間的相位之差約為180° (反相位)。因此可以認為通過構成為在輸入端子In-輸出端子Outl之間添加了 0. 05pF左右的橋接電容CB 的結構(圖26所示的結構)，能夠在輸入端子In-輸出端子Outl間的抑制特性中產生抑制極點，從而能夠改善抑制度。S卩，圖沈是示出本實施方式中的平衡濾波器的結構的圖。圖27A是示出對圖沈所示結構的平衡濾波器中的輸入端子In-輸出端子Outl間通過特性(實線g51)進行計算所得的結果的曲線圖。在該曲線圖中還示出了沒有添加橋接電容CB的結構(圖25A所示的結構)的平衡濾波器的通過特性(實線g41)。根據該曲線圖可知，通過添加橋接電容CB， 輸入端子In-輸出端子Outl之間的通過特性在1790MHz附近產生了衰減極點。其結果是， 提高了比通帶位于低頻側的頻帶的抑制度。另一方面，圖27B是示出輸入端子In-輸出端子0ut2間通過特性(實線g52)的曲線圖。實線g52與不設置橋接電容CB時的通過特性 (實線g4》重合。即，添加橋接電容CB的時候和不添加的時候都具有相同的通過特性。圖 28是示出對圖沈的平衡濾波器進行平衡合成并將其作為單端濾波器進行分析時的通過特性(實線g4)的計算結果的曲線圖。可知進行平衡合成時，衰減極點向高頻側移動，從而在 1860MHz附近產生衰減極點。如此，從進行平衡合成后的分析也可知，通過添加橋接電容CB 能夠提高比通帶位于低頻側的頻帶的抑制度。
圖四是示出本實施方式的平衡濾波器的變形例的圖。在該變形例中，平衡濾波器包括巴侖23a、以及連接在巴侖23a的輸出端子Ma、24b上的平衡輸入-平衡輸出型的梯形濾波器17c。梯形濾波器17c被構成為并聯諧振器Pl P4連接在由串聯諧振器Sl S4 分別連接而成的兩個路徑之間的結構。此外，作為一個例子，在巴侖23a中使用了 CLC的π 型電路和LCL的π型電路。(雙工器的結構例)圖30是示出具有圖沈所示平衡濾波器的雙工器的結構例的圖。在該雙工器中， 接收濾波器25和發送濾波器沈連接在天線端子Ant上。接收濾波器25的輸出側端子為接收端子Rxl、Rx2，發送濾波器沈的輸入側端子為發送端子Tx。即，該雙工器將圖沈所示的平衡濾波器用作接收濾波器(Rx濾波器)25。因此，接收端子Rxl、Rx2是平衡輸出端子。 發送濾波器沈由梯形濾波器構成。圖31A是示出圖30所示平衡雙工器的特性(平衡合成后)的計算結果的曲線圖。 在曲線圖中，實線g6Rx表示接收濾波器25的特性，實線g6Tx表示發送濾波器26的特性。 此外，虛線g7Rx、g7Tx表示將沒有橋接電容CB的結構(圖25A所示的結構)的平衡濾波器用于接收濾波器的平衡雙工器的、接收濾波器和發送濾波器各自的特性(實線g6Tx和虛線 g7Tx基本重合)。從圖31A可知，通過添加橋接電容CB，一個接收端子Rx的輸出信號被抵消，接收濾波器的比通帶位于低頻側的頻帶的抑制度得到了改善。圖31B是示出圖30所示平衡雙工器的發送端子Tx-接收端子Rx間隔離特性(實線f6)的曲線圖。實線f7表示使用了沒有橋接電容CB的結構(圖25A所示的結構)的平衡濾波器的平衡雙工器的隔離特性。從圖31B可知，發送端子Tx-接收端子Rx間的隔離特性也反映了接收濾波器25的抑制特性從而得到了極大改善。使用第三實施方式的濾波器來構成雙工器時，同樣也能夠獲得效果。(雙工器的安裝例)圖32是示出圖30所示平衡濾波器的安裝方式的圖。在圖32所示的例子中，巴侖芯片觀、發送濾波器芯片33以及接收濾波器芯片34通過倒裝工藝被安裝在具有空腔四的陶瓷封裝36中。巴侖芯片32是形成圖30中的巴侖23的IPD芯片。發送濾波器芯片33 是形成發送濾波器沈的芯片，接收濾波器芯片34是形成濾波部17a、17b的芯片。這些每一個芯片與陶瓷封裝36例如通過Au (金)凸塊而導通。金屬蓋27作為封蓋被設置在安裝了這些芯片的陶瓷封裝36的上部。由此，空腔四被氣密地密封。陶瓷封裝36例如可以是包括安裝芯片的裝片層及其下的中間層的分層封裝。在此情況下，在中間層的背面設置有引腳焊盤，從而形成了引腳焊盤層。跨接在天線端子 Ant-接收端子Rxl之間的橋接電容CB可例如如后所述的那樣形成在陶瓷封裝36內。圖33是示出巴侖芯片28的結構的平面圖。在圖33所示的例子中，在石英板37上的天線端子Ant與輸出端子2 之間形成有線圈L2，在輸出端子24b與GND端子之間形成有線圈L3。線圈L2、L3例如由使用了銅等金屬膜的螺旋線圈形成。此外，在天線端子Ant 與輸出端子24b之間形成有電容器C3，在輸出端子2 與GND端子之間形成有電容器C2。 電容器C2、C3例如由MIM電容器形成。圖34是示出發送濾波器芯片33的結構的平面圖。在圖34所示的例子中，由設置在壓電板38上的表面聲波元件形成了梯形濾波器的串聯諧振器以及并聯諧振器。表面聲波元件經由線路圖案與天線端子Ant、發送端子Tx以及接地端子GND連接。圖35是示出接收濾波器芯片34的結構的平面圖。在圖35所示的例子中，由設置在壓電板39上的表面聲波元件形成了梯形濾波器的串聯諧振器Sl S4以及并聯諧振器 Pl P4。表面聲波元件經由線路圖案與輸出端子Ma J4b、接收端子Rx以及接地端子GND 連接。圖33 圖25中所示的各個部分的標號與圖30所示的各個部分的標號相對應。接著，對在陶瓷封裝36中形成橋接電容CB時的結構例進行說明。圖36A是示出陶瓷封裝36的裝片層表面上的布線圖的一個例子的圖。圖36B是示出中間層表面上的布線圖的一個例子以及中間層的沿X-X線的剖面的圖，其中中間層是裝片層的下層。圖36C 是示出引腳焊盤層上的引腳焊盤的配置的圖，引腳焊盤層是裝片層的下層。在圖36A 圖36C中，空白的長方形或正方形表示連接芯片和陶瓷封裝36的凸塊。此外，空白圓圈表示與其他層導通的通孔。線路圖案將凸塊與凸塊、通孔與通孔、或者凸塊與通孔連接起來。圖36A 圖36C中的線路圖案的標號是與由該符號表示的線路圖案連接的各個端子的標號。各個端子的標號與圖30所示的標號對應。此外，在圖36A 圖36C 中至少示出了與橋接電容CB相關的線路和端子的布局，省略了其他布局。例如，在圖36A所示的裝片層，巴侖芯片28的天線端子Ant通過線路圖案與通孔連接，發送濾波器33的天線端子Ant也通過線路圖案與通孔連接。這些通孔導通到圖36B 所示的中間層，并在中間層通過線路圖案(與Ant端子連接的線路圖案)彼此相連。在圖 36B所示的例子中，用虛線示出了設置在中間層背面的引腳焊盤。與該中間層的Ant端子連接的線路圖案的另一端子被配置在接收端子Rxl的引腳焊盤的上方。如此，通過與天線端子Ant連接的線路圖案(布線)被構成為延伸到接收端子Rxl的引腳焊盤的正上方，該線路圖案與接收端子Rxl的引腳焊盤形成將陶瓷作為電介質層的平行板電容器(參見圖36B 的剖面)。因此，通過調節線路圖案與引腳焊盤的重疊部分W，能夠獲得期望的電容值。進而可通過線路圖案來任意地控制衰減極點頻率。如此，橋接電容CB可通過簡單的結構實現。因此，例如可容易地獲得期望的濾波器抑制特性，而且不會產生封裝尺寸變大以及由于布線構造變復雜而引起的干擾等的問題。
權利要求
1.一種濾波器，包括濾波部，該濾波部使輸入信號中的通帶的信號通過并輸出； 移相電路，該移相電路與濾波部的輸入側或輸出側連接，用于偏移信號的相位；以及橋接電容，該橋接電容橫跨所述移相電路和所述濾波部而設置。
2.如權利要求1所述的濾波器，其中，所述移相電路的移相角被設定為，使得通過所述橋接電容輸出的信號的相位與通過所述移相電路以及所述濾波器輸出的信號的相位在所述濾波部的所述通帶之外成相反相位。
3.如權利要求2或3所述的濾波器，其中，包括平衡-不平衡變換器，該平衡-不平衡變換器具有公共端子、以及將從該公共端子輸入的信號分成相位彼此相反的兩個信號并分別輸出的兩個輸出端子，所述濾波部分別連接在執行所述平衡-不平衡變換器的輸出的兩個輸出端子上， 所述平衡-不平衡變換器的一部分成為所述移相電路，所述橋接電容以橋接所述公共端子與連接在所述兩個輸出端子上的任一個濾波部的輸出側的方式設置。
4.如權利要求1至3中任一項所述的濾波器，其中， 所述移相電路和所述濾波部形成在封裝內或基板上， 所述橋接形成在所述封裝內或基板上。
5.一種分波器，包括公共端子、發送端子以及接收端子， 所述分波器包括發送濾波器，該發送濾波器連接在所述公共端子與所述發送端子之間； 接收濾波器，該接收濾波器連接在所述公共端子與所述接收端子之間；以及移相電路，該移相電路與所述接收濾波器串聯連接在所述公共端子與所述接收端子之間，其中，自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到所述接收端子的線路的一部分經電抗耦合。
6.如權利要求5所述的分波器，其中，所述移相電路執行相位調節，以使得從自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的所述一部分通過經所述電抗的耦合而到達所述接收端子的信號與通過所述移相電路到達所述接收端子的信號之間的相位差約為 180 度。
7.如權利要求5或6所述的分波器，其中，所述移相電路被設置在所述接收濾波器的靠接收端子的一側， 自所述接收濾波器到所述發送濾波器或所述公共端子的線路的一部分與自所述移相電路到所述接收端子側的線路的一部分經電抗耦合。
8.如權利要求5或6所述的分波器，其中，自所述移相電路到所述公共端子或所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到所述接收端子的線路的一部分經電抗耦合，并且自所述發送濾波器到所述發送端子的線路的一部分與自所述移相電路到接收端子的線路的一部分經電抗耦合。
9.如權利要求5至8中任一項所述的分波器，其中，所述經電抗的耦合是電容耦合。
10.如權利要求1至9中任一項所述的分波器或濾波器，其中，所述移相電路的至少一部分由集總常數電路構成。
11.如權利要求10所述的分波器或濾波器，其中，至少一部分由集總常數電路構成的所述移相電路包括電抗器和電容器，電抗器并聯連接在信號線上。
12.如權利要求5至9中任一項所述的分波器，其中，所述經電抗的耦合由所述封裝的布線形成。
13.一種模塊，包括權利要求5至9中任一項所述的分波器，其中，所述分波器的所述接收濾波器和所述接收濾波器被安裝在所述模塊所具備的基板上，所述經電抗的耦合由所述基板中的布線形成。
14.一種通信設備，包括權利要求13所述的模塊。
全文摘要
分波器(10)具有公共端子(Ant)、發送端子(Tx)以及接收端子(Rx)，并包括發送濾波器(1)，其連接在公共端子(Ant)與發送端子(Tx)之間；接收濾波器(2)，其連接在公共端子(Ant)與接收端子(Rx)之間；以及移相電路(3)，其與接收濾波器(2)串聯連接在公共端子(Ant)與接收端子(Rx)之間，其中，自移相電路(3)到公共端子(Ant)或發送端子(Rx)的線路的一部分與自移相電路(3)到接收端子(Rx)的線路的一部分經電抗耦合。由此，能夠從根本上減少來自發送濾波器的發送信號到達至接收電路，可提高隔離度。
文檔編號H03H9/54GK102318188SQ20088010362
公開日2012年1月11日 申請日期2008年5月2日 優先權日2007年8月23日
發明者上田政則, 井上將吾, 堤潤, 松田隆志 申請人:太陽誘電株式會社