專利名稱：高頻雙調諧壓控環形振蕩器的制作方法
技術領域：
本發明屬于射頻集成電路技術領域，具體為一種實現粗、細雙調
諧適用于高頻應用的低功耗CMOS壓控環形振蕩器。
背景技術：
在射頻接收機和發送機芯片內部都存在一個重要的模塊頻率綜 合器。頻率綜合器的作用是為收發機提供本振信號，通過混頻器將接 收到的射頻信號搬移到基帶頻段或者是將基帶產生的信號搬移到射 頻頻段。 一些已存在的無線電連接技術要求本振信號振蕩頻率達到上
千兆赫茲，例如超寬帶無線通信技術要求本振信號從3.5 GHz到10 GHz，這就對頻率綜合器設計在頻率上提出了新的挑戰。作為頻率綜 合器的核心電路壓控振蕩器是實現高頻、高性能的關鍵，同時壓控振 蕩電路功耗在整個頻率綜合器模塊功耗中占極大比重，低功耗設計也 是壓控振蕩器設計的關鍵。
在已經存在的壓控振蕩器電路技術中，電感電容諧振腔振蕩器和 環形振蕩器廣泛應用在各種頻率綜合器模塊中，其中電感電容振蕩器 由于電感電容負載高品質因數特性可以產生高純度的振蕩信號頻譜， 但是其存在不可克服的缺點是電感的面積過大并且電感的制造不適 合集成在普通的數字C MOS工藝中；而較小的版圖面積和高集成度正 是環形振蕩器的優點，此外環形振蕩器振蕩信號頻率不高，相位噪聲 差的缺點可以通過電路設計得到改善。
由于環形振蕩器使用的是有源MOS管，尤其是工作在高頻情況下， 振蕩頻率受到溫度和工藝影響更大，這就要求振蕩器有相當大的調諧
頻率(/mne)(約為振蕩頻率的20% 30%)。但是為了抑制壓控振蕩器
電壓控制線抖動對振蕩器相位噪聲的影響，并減小參考時鐘雜散，要
求振蕩器頻率增益(《VC0)不能過大。在普通的壓控振蕩器設計中，
頻率調諧范圍由《vco和調諧電壓(AF)乘積決定，如果《vco取值較
小就會限制/tune，如果/"tune取值保證克服溫度、工藝變化影響就會使 《VCO取值過大影響頻率綜合器性能。為了解決這個矛盾可以使用粗細 雙調諧結構，在這種結構中使用多個有交疊的頻率調諧子帶覆蓋所要 求的頻率范圍，其中每條頻率子帶的調諧范圍由《vo)和A棵積決定。 工作時使用粗調諧控制端選擇振蕩器工作的頻率子帶，使用細調諧控
制端在頻率子帶上找到精確的振蕩頻率。公開號CN 1815877A[1]、 CN 1815878AP以及ISSCC 2003文獻[3]、 CICC 2006文獻[4]為了實現振蕩 器雙調諧功能均提出了一些電路結構。
圖l是已有的實現粗、細雙調諧功能的延遲單元電路[1~4]。環形振 蕩器振蕩頻率由公式//((^Fpp)決定，其中/是周期內延遲單元輸出節點 流過的電流均方根值，C是輸出節點等效電容，Fpp是輸出電壓峰峰值。
在rpp值和等效電容c變化忽略不計情況下，改變/的大小就改變了振
蕩頻率。M1 M6是無尾電流源、全擺幅輸出結構的延遲單元。Fee 控制M5、 M6注入輸出結點23、 24的電流值實現頻率粗調諧。為了實 現頻率細調諧，增加細調諧輸入管M7、 M8, ^腔制M7、 M8管柵極 電壓改變M7、 M8管注入結點23、 24的電流/3、 /4。圖2示出了輸出節 點23和細調諧電壓的時域波形圖。當結點23處于上升沿時，延遲單元 左半邊電路對結點23處的等效電容充電；當結點23處于下降沿時，延 遲單元左半邊電路對結點23處等效電容放電。但是細調諧輸入管M7 在整個周期都是對輸出結點充電，這就是說增加細調諧輸入管M7阻 礙了輸出結點的放電過程，導致結點23輸出信號上升下降沿不對稱， 不利于抑制1// 噪聲，惡化了振蕩器相位噪聲。雖然/3、 /4使/值增大， 但是作為細調諧電箭1/3、 /4取值很小， 一方面增加的M7、 M8管使輸出 結點上的等效電容和電阻增大，另一方面占主導負面作用的是使得電 路振蕩頻率降低。這些已存在的技術是以在一定功耗下減小振蕩頻率
為代價增加粗、細雙調協功能，不適合應用在高頻設計中。 參考文獻-中國科學院半導體研究所.具有工藝溫度補償的數模混合信號環路 壓控振蕩器中國，200510011294.9 [P.2006-08-09中國科學院半導體研究所.高精度高線性度數模混合信號環路壓控 振蕩器中國，200510011295.3 [P]. 2006-08-09 Gu-Yeon Wei, John T.Stonick, Dan Weinlader， Jeff Sonntag， Shawn Searles. A 500 MHz MP/DLL clock generator for a 5 Gb/s backplane transceiver in 0.25拜 CMOS [J〗.IEEE ISSCC, 2003， session 26, paper 26.4 Amber Han棚Yuan Tan and Gu-Yeon Wei. Adaptive-bandwidth mixing PLL/DLL based multi-phase clock generator for optimal jitter performance [J]. IEEE CICC， 2006, 749-75
發明內容
本發明的目的是在已有技術基礎上，提高輸出頻率、降低電路功 耗，提供一種能夠粗、細雙調諧適用于高頻應用的低功耗CMOS壓 控環形振蕩器。
為實現上述目的，本發明的技術方案是 一種壓控環形振蕩器， 由4級相同的差分延遲單元構成環形振蕩環路，其中前一級差分延遲 單元的輸出端與后一級差分延遲單元的輸入端相連；環路的4個差分 延遲單元的4組差分輸入端分別是8個振蕩信號源K(/為八進制數， /=0、 1、 "、 7)， f取值為w-4(=w+4)、 w-3、 w-2、 "-l、 "、 w+l、 w+2、 "+3 (n為差分延遲單元的級號，"=1、 2、 3、 4); 8個振蕩信號源的 相位依次相差1/8周期，相位相差1/2周期的兩個振蕩信號源組成一 對差分信號；這8個相位的振蕩信號均來自環形振蕩器的振蕩環路。
所述差分延遲單元包含12個MOS管，呈對稱分布，具有一組差 分輸出信號端P 和Kn+4、四組差分輸入信號端、 一個粗頻率調諧電
壓控制端Fc和一個細頻率調諧電壓控制端K。
在差分延遲單元的左半邊，從環形振蕩器環路中取不同相位的振 蕩信號F^、 Fn.2、 ^ -3和P^4作為輸入信號，其中F^連接主輸入 管M10的柵極；Fn.2連接副輸入管M12的柵極；^ .3連接粗調諧控制
管M18的源極，M18的漏極連接粗調諧輸入管M14的柵極，粗調諧 電壓^連接M18的柵極；^.4連接細調諧控制管M20的源極，M20 的漏極連接細調諧輸入管M16的柵極，細調諧電壓Ff連接M20的柵 極；正輸出信號端^連接主輸入管M10和M12、 M14、 M16的漏極 公共結點。
在差分延遲單元的右半邊，從環形振蕩器環路中取不同相位的振
蕩信號Fn+3、 Fn+2、 ^ +1和Fn作為輸入信號，其中Fn+3連接主輸入 管M11的柵極；Fn+2連接副輸入管M13的柵極；^+1連接粗調諧控
制管M19的源極，M19的漏極連接粗調諧輸入管M15的柵極，粗調 諧電壓K連接M19的柵極；Fn連接細調諧控制管M21的源極，M21 的漏極連接細調諧輸入管M17的柵極，細調諧電壓^連接M21的柵 極；負輸出信號端Fn+4連接主輸入管M11和M13、 M15、 M17的漏 極公共結點。
電源FoD連接M12、 M14、 M16、 M13、 M15、 M17的源極公共 結點；主輸入管MIO、 Mll的源極共同接地。
所述主輸入管MIO、 Mll和粗、細調諧控制管M18 M21均為 NMOS管，所述副輸人管M12、 M13和粗、細調諧輸入管M14 M17 均為PMOS管。
所述環路設有粗頻率調諧電壓控制端口 &和細頻率調諧電壓控 制端口 Ff,這兩個控制端口分別與每個延遲單元的相應Fc和Ff端口 相連；粗、細調諧分別由控制電壓^c和Ff通過調諧控制管M18 M21 控制輸入信號耦合到調諧輸入管M14 M17柵極的程度。
與現有技術相比，本發明壓控環形振蕩器的優點在于
1.能夠產生高頻振蕩信號。增加的粗、細雙調諧輸入管可使用粗 調諧控制端選擇振蕩器工作的頻率子帶，使用細調諧控制端在頻率子
帶上找到精確的振蕩頻率；同時粗、細雙調諧輸入管還能起到增加頻 率的作用，確保高頻輸出，實現第二方面的作用。應用在多頻帶 OFDM-UWB第一個頻譜子帶(3432 MHz 4488 MHz)收發機芯片中 的環形振蕩器要實現粗、細雙調諧功能就需要使用本發明提出的電路 設計思想和結構。
2. 減小功耗。與現有技術相比，產生同樣頻率的振蕩信號所消耗 的功耗減小；消耗同樣功耗，能夠產生更高的振蕩頻率信號。
3. 提高相位噪聲抑制性能。與現有技術相比，由于振蕩信號更好 的對稱性，對MOS管l//n噪聲抑制更好。
4. 更廣的應用。粗、細雙調諧控制端都是模擬連續電壓可調， 使用在頻率綜合器電路時，兩個控制端既可直接用模擬電壓控制，也 可以用數字電路產生靜態電壓間接控制。由于電路的粗、細雙調諧均 是模擬電壓連續可調，本發明環形振蕩器可以廣泛應用于各種結構的 頻率綜合器(包含鎖相環)中 一是雙環路鎖相環，要求粗、細雙調 諧電壓均為模擬電壓，兩條環路分別使用粗細控制端鎖住各自的環 路；二是兩控制端結構的鎖相環，環路內部使用細調諧控制端鎖住環 路，環路外圍采用數字模塊自動尋找粗調諧電壓。
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圖l是現有技術的實現粗、細雙調諧功能的延遲單元電路圖； 圖2是現有技術延遲單元輸出波形和細調諧電壓波形圖； 圖3是本發明壓控環形振蕩器結構示意圖4是本發明壓控環形振蕩器具有粗、細雙調諧功能的差分延遲 單元電路圖5是本發明壓控環形振蕩器延遲單元電路等效原理示意圖6是本發明壓控環形振蕩器在振蕩頻率為4488 MHz時的頻率 仿真曲線圖7是本發明壓控環形振蕩器在振蕩頻率為4488 MHz時的相位 噪聲仿真曲線圖。
具體實施例方式
下面結合附圖3 7對本發明作詳細描述。
圖3是4級壓控環形振蕩器結構示意圖，K是粗調諧電壓， 是細調諧電壓，C1 C4是4個差分延遲單元，Po ^是環形振蕩器 輸出的8個相位。圖4是本發明提出的粗、細雙調諧功能的差分延遲 單元電路，也即圖3中差分延遲單元C1 C4內部電路圖。結點K 中下標/是8進制數(0 7)， /取值為"-4(="+4)、 "-3、 "-2、 w-l、"、 w+l、 "+2、 "+3 (n為差分延遲單元的級號，w=l、 2、 3、 4)。 ^表示 該輸出結點振蕩信號相位為(/*兀)/8。 /5、 /6是主輸入管電流，/7、 /8是 副輸入管電流、/9、 /u)是粗調諧輸入管電流，/u、 /12是細調諧輸入管 電流。由于該差分延遲單元具有全對稱結構，下文僅分析半邊電路即 可得到電路性能。從環形振蕩器環路中取不同相位的振蕩信號F^、 K.2、 K.3、 l， J^作為主輸入管M10柵極電壓；^2作為副輸入管 Ml2柵極電壓；^.3連接粗調諧控制管Ml8的源極，Ml8漏極連接 粗調諧輸入管M14柵極，粗調諧電壓控制M18柵極；^.4連接細調 諧控制管M20的源極，'M20漏極連接細調諧輸入管M16柵極，細調 諧電壓控制M20柵極。
圖5是本發明提出的延遲單元電路等效原理示意圖，它是延遲單 元的一階線性模型。根據振蕩器閉合環路幅頻特性在頻域范圍內分析 振蕩器振蕩頻率、粗細頻率調諧線性度、振蕩器起振要求。圖中C、 i 分別為輸出結點等效電容、電阻，Gml表示主輸入管M10等效跨導， G^為副輸入管M12等效跨導，為粗調諧輸入管M14等效跨導，
<formula>formula see original document page 10</formula>
Gm4為細調諧輸入管M16等效跨導，Gm, Gm4均是指周期內MOS管
跨導的均方根值；圖中<formula>formula see original document page 10</formula>
根據各個輸入端信號與輸出端信號相位關系可以得到 及
及
由數學推導有<formula>formula see original document page 10</formula>
所以振蕩角頻率為:
<formula>formula see original document page 10</formula>(1)
巴克豪森判據起振條件要求:
<formula>formula see original document page 10</formula>(2)
通過上述分析可以看出壓控振蕩器的振蕩頻率與G^、 GW、 Gw是線 性正比關系。改變電路的這三個參數就可以線性調諧頻率。正是利用 這個特性，電路實現了增加粗、細調諧功能的同時增加了振蕩頻率，
克服了已存在技術的缺陷。此外注意到電路的起振條件式(2)與 G^無關，較大的Gm2值不會導致振蕩器不起振，為了得到高頻振蕩信 號，G^取最大值(雖然起振條件對Gm2沒有上限要求，但是環形振蕩 器環路各個延遲單元輸出結點相位是由主輸入管決定，根據仿真經驗 Gm2最大取值是6^的1/3，否則輸出相位將產生混亂)，作為副輸入 管M12的功能設定為增加頻率而不用來進行頻率調節；根據式(1)
振蕩頻率對Gw的比例系數是GU的W倍，并且(2)式也表明G^受
到起振條件束縛大于Gm3受到起振條件的制約，所以Gm3這個電路參數
對頻率影響更大，取值變化上限更大，將G^作為粗調諧參數是合理
的；將另外一個與頻率呈線性關系的電路參數Gm4作為細調諧參數。
粗、細調諧均是采用在輸入信號(K.3、 F .4)與調諧輸入管柵極 之間插入一個NMOS傳輸管(M18、 M20)控制輸入信號耦合到調諧 輸入管(M14、 M16)柵極的程度。調諧電壓(Fc、 Ff)控制傳輸管 柵極，這個調諧電壓決定了F^、 F^傳輸到調諧輸入管(M14、 M16) 柵極的最大電壓為K-^、 F廠Fth，改變調諧輸入管(M14、 M16)的 最大柵壓相當于改變一個周期內柵壓的均方根值，也即改變了調諧輸 入管(M14、 M16)跨導均方根值Gm3、 Gm4。例如當K、 Ff取值減小， M14、 M16柵極電壓周期內均方根值線性地隨之減小，Gm3、 G"4線性 增大，壓控振蕩器頻率線性增加；當K、 Ff取值增大，M14、 M16柵 極電壓周期內均方根值線性地隨之增大，Gm3、 Gm4線性減小，壓控振 蕩器頻率線性減小。根據電路性能選定壓控振蕩器的調諧頻率范圍
/nme和頻率增益《VCO (調節電壓范圍為AF) ，Gm3、 Gm4的關系是
<formula>formula see original document page 11</formula>
圖4示出主輸入管使用NMOS管，副輸入管和粗、細調諧輸入管
采用PMOS管，利用電流復用技術達到減小功耗目的。此外，(1) 式示出較小的粗細調諧輸入管跨導即可增加上千兆的頻率， 一方面保 證了振蕩器大的頻率調諧范圍，另一方面對于一定的振蕩頻率降低了 電路的功耗或者說在一定工藝下提高了環形振蕩器可以振蕩的極限 頻率。
下面給出了一個具體實現的例子。
振蕩器設計工作在4488 MHz。電路的仿真基于JAZZ 0.18nm RF 工藝，采用CadenceSpectreRF工具。電源電壓為1.6V，此示例電路消 耗電流為14.2 mA，在頻偏l MHz處，相位噪聲-107.4 dBc/Hz，頻率 變化范圍是4.1 5.3 GHz，頻率調諧范圍27%，頻率增益《vco值為 140.8 MHz/V。使用通用的環形振蕩器FOM計算公式
<formula>formula see original document page 12</formula>式中/o是VCO的輸出頻率，"Aw)表示A/處單邊帶相位噪聲，Ac。是 VCO工作在輸出頻點時的功耗，單位為mW， VCO在頻偏l MHz處 FOM=173.4。圖6是粗、細頻率調諧圖，圖中示出了頻率調諧子帶由 粗調諧電壓從0.6 V每步長O.l V變化到1.8 V的情況,圖7是相位噪聲曲 線。這些結果表明該結構在高頻輸出時仍能達到低功耗、粗細雙調 諧、低相位噪聲的性能。
值得說明的是，為了闡述發明采用了4級差分延遲單元結構的環 形振蕩器環振進行說明。這并不意味著該發明提出的粗細雙調諧結構 僅能應用在4級差分環振結構中。事實上，多于4級差分環振的結構應 用本發明的設計思想和理論分析同樣可以提高振蕩頻率和實現粗細
雙調協功能
權利要求
1.一種高頻雙調諧壓控環形振蕩器，由4級相同的差分延遲單元構成環形振蕩環路，其中前一級差分延遲單元的輸出端與后一級差分延遲單元的輸入端相連，其特征在于 a.所述環形振蕩環路的4個差分延遲單元的4組差分輸入端分別是8個振蕩信號源Vi，i為八進制數(0、1、…、7)，i取值為n-4(＝n+4)、n-3、n-2、n-1、n、n+1、n+2、n+3，n為差分延遲單元的級號(n＝1、2、3、4)；所述8個振蕩信號源的相位依次相差1/8周期，相位相差1/2周期的兩個振蕩信號源組成一對差分信號，這8個相位的振蕩信號均來自環形振蕩器的振蕩環路； b.所述差分延遲單元包含12個MOS管，呈對稱分布，具有一組差分輸出信號端Vn和Vn+4、四組差分輸入信號端、一個粗頻率調諧電壓控制端Vc和一個細頻率調諧電壓控制端Vf；在差分延遲單元的左半邊，從環形振蕩器環路中取不同相位的振蕩信號Vn-1、Vn-2、Vn-3和Vn-4作為輸入信號，其中Vn-1連接主輸入管M10的柵極Vn-2連接副輸入管M12的柵極；Vn-3連接粗調諧控制管M18的源極，M18的漏極連接粗調諧輸入管M14的柵極，粗調諧電壓Vc連接M18的柵極；Vn-4連接細調諧控制管M20的源極，M20的漏極連接細調諧輸入管M16的柵極，細調諧電壓Vf連接M20的柵極；正輸出信號端Vn連接主輸入管M10和M12、M14、M16的漏極公共結點；在差分延遲單元的右半邊，從環形振蕩器環路中取不同相位的振蕩信號Vn+3、Vn+2、Vn+1和Vn作為輸入信號，其中Vn+3連接主輸入管M11的柵極；Vn+2連接副輸入管M13的柵極；Vn+1連接粗調諧控制管M19的源極，M19的漏極連接粗調諧輸入管M15的柵極，粗調諧電壓Vc連接M19的柵極；Vn連接細調諧控制管M21的源極，M21的漏極連接細調諧輸入管M17的柵極，細調諧電壓Vf連接M21的柵
2.根據權利要求1所述的壓控環形振蕩器，其特征在于所述 主輸入管M10、 Mil和粗、細調諧控制管M18 M21均為NMOS管， 所述副輸入管M12、M13和粗、細調諧輸入管M14 M17均為PMOS管。
全文摘要
本發明屬于射頻集成電路技術領域，具體為一種實現粗、細雙調諧適用于高頻應用的低功耗CMOS壓控環形振蕩器，它由4級相同的差分延遲單元構成環形振蕩環路。該壓控環形振蕩器利用不同相位的振蕩信號驅動粗、細調諧輸入管，其粗、細調諧均是采用在輸入信號與調諧輸入管柵極之間插入一個NMOS傳輸管控制輸入信號耦合到調諧輸入管柵極的程度。本發明可以在實現粗、細雙調諧功能的同時提高電路的振蕩頻率，并改善振蕩信號相位噪聲性能，減小電路功耗。
文檔編號H03L7/099GK101364805SQ20081020016
公開日2009年2月11日 申請日期2008年9月19日 優先權日2008年9月19日
發明者任俊彥, 寧 李, 巍 李, 鄧晶晶 申請人:復旦大學