電荷域濾波電路的制作方法

專利名稱：電荷域濾波電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及電荷域濾波電路。
背景技術：
互補型金屬氧化物半導體(CMOS)工藝的微型化有這樣的缺點使用 已知的電漆技術來實現RF電路以減小電源電壓縮小了信號振幅的動態范 圍，這是因為電壓余量很小。另一方面，因為微型化提高了晶體管的截止 頻率，所以適于如必須以精確的定時來進行的高速切換的操作。另一優點 是因為以高精度來進行平版印刷，所以可準確地指定電容器的電容比。
數字RF技術是解決對于RF電路來說由CMOS工藝的微型化產生 的缺點并將缺點轉換成優點的技術.對于離散時間接收機(discrete time receiver, DTR)使用數字RT技術，該離散時間接收機(discrete time receiver, DTR)中的主要電路是電荷域濾波器。電荷域濾波器包含以指定 周期積蓄和釋放電荷的電容器。在電荷域濾波電路中，濾波器僅由跨導和 開關配置而成，因而能夠對千兆赫茲波段的RF信號直接進行采樣和濾波。
已提出可通過改變電荷域濾波器的時鐘信號的頻率和波形"吏得該電 荷域濾波器的濾波器特性可重新配置(參見R. Bagheri等人的《An 800MHz to 5GHz Software-Defined Radio Receiver in卯nm CMOS》， IEEE Int. Solid State Circuits Conf. Dig. Tech. Papers, Feb. 2006, pp. 480 ~ 481)。圖20是示出由Bagheri等人提議的已知的具有可重新配置的 濾波器特性的電荷域濾波電路的說明圖。圖21A、 21B和21C是示出輸入 到圖20的電荷域濾波電路10中的時鐘信號的波形的說明圖。圖21A、21B 和21C所示的時鐘信號分別被輸入到圖20的電荷域濾波電路10中所示的各種開關。當相應的時鐘信號(由開關旁邊的字符指示)是"高"時，各 開關閉合。
圖20所示的電荷域濾波電路10是能夠將其抽樣比(decimation ratio) 切換為2和3的SINC濾波器。圖20所示的電荷域濾波電路10進行工作， 使得當輸入圖21B所示的時鐘信號時抽樣比成為2，而當輸入圖21C所 示的時鐘信號時抽樣比成為3。因而電荷域濾波電路10具有可重新配置 的濾波器特性。
下面說明電荷域濾波電路IO的操作。電荷域濾波電路IO中的四個電 容器以時間順序積蓄和釋放電荷。以電容器d為例，當時鐘信號甲^變 為"高"時，電容器d的兩端短路并使電荷重置。當時鐘信號A變為"高" 時，從輸入端子積蓄電荷。當時鐘信號Id變為"高"時，電荷從電容器 d被釋放到輸出端子。
在抽樣比為2的情況下，重復如下IM乍通過時鐘信號&和K2同時 ^^放電容器d和C2的電荷，并通過時鐘信號K3和Id同時釋，放電容器 C3和d的電荷。因此，如圖21B所示，時鐘信號IQ K4成為簡單的矩 形波的重復。
另一方面，在抽樣比為3的情況下，當時鐘信號A變為"高"時，
通過時鐘信號K" K3和K4同時釋放電容器C2、 C3和d的電荷。當時鐘 信號甲4變為"高"時，通過時鐘信號Kp K2和K3同時釋放電容器d、 Q和C3的電荷。當時鐘信號甲3變為"高"時，通過時鐘信號Kp K2和 K4同時釋放電容器d、 C2和C4的電荷。當時鐘信號甲2變為"高"時， 通過時鐘信號Id、 K3和K4同時釋放電容器d、 Cs和C4的電荷。因此，
如圖21C所示，時鐘信號~ K4成為具有長周期的不規則矩形波的重復。

發明內容
如圖21C所示輸入到電荷域濾波電路IO中的時鐘信號具有與圖21B 和21C中的信號完全不同的波形。特別地，圖21C中的時鐘信號具有更 長的周期。因此為了生成這種時鐘信號，需要只讀存儲器(ROM)或如多級 移位寄存器的邏輯電路等。例如，在以千兆赫茲的量級來使時鐘信號高速 工作的情況下，邏輯電路中消耗的電流的量的增加導致消耗的電力的量的 增加。進而，如果時鐘信號的周期長，則信號中包含低頻頻鐠，這容易造 成這樣的問題時鐘信號頻鐠混入到電荷域濾波器的通頻帶內，這在該電荷域濾波電路用于接收機中時妨礙接收。
本發明解決這些問題，并提供一種具有可重新配置的濾波器特性并能 夠以低電力消耗來工作的、新穎且改進的電荷域濾波電路。
為了解決上述問題，根據本發明的實施例，提供了一種電荷域濾波電 路，包括第一信號輸出部、第二信號輸出部和加法部。第一信號輸出部輸 出以特定的時間間隔采樣的第 一信號。第二信號輸出部輸出以與第 一信號 相同的時間間隔且在不同時間處釆樣的第二信號。加法部將第 一信號和第 二信號加在一起并輸出結果。第二信號輸出部能夠從多個時間中選擇對第
二信號i^行采樣的時間。
根據這一配置，第 一信號輸出部輸出以指定的時間間隔采樣的第 一信 號，第二信號輸出部輸出以與第 一信號相同的時間間隔且在不同時間處釆 樣的第二信號，而加法部將由第一信號輸出部輸出的第一信號和由第二信
號輸出部輸出的第二信號加在一起并輸出結果。此外，第二信號輸出部能 夠從多個時間中選擇對第二信號進行采樣的時間。這使得有可能提供這樣 的電荷域濾波電路其能夠以低電力消耗來工作，且在該電荷域濾波電路 中，通it^多個時間中選"^對第二信號進行釆樣的時間，可重新配置頻率 特性。
該電荷域電路還可包括時鐘信號生成部，其生成輸入到第二信號輸出 部的多個時鐘信號。第二信號輸出部能夠通iti^擇并輸入由時鐘信號生成 部生成的時鐘信號中的一個，來選擇對第二信號進行采樣的時間。這使得 有可能提供這樣的電荷域濾波電路其能夠通過切換輸入到第二信號輸出 部的時鐘信號，來選擇對第二信號進行采樣的時間，且因而能夠通過切換 時鐘信號來改變頻率特性。
指定的時間間隔也可變化。通過改變進行采樣的時間間隔，使得有可 能改變頻率特性。
根據以上說明的本發明的實施例，可提供能夠以低電力消耗來工作的 且頻率特性可重新配置的、新穎且改進的電荷域濾波電路。


圖1是示出根據本發明的第 一 實施例的電荷域濾波電路100的配置的 說明5圖2是示出在圖1中所示的電荷域濾波電路100中僅開關S3閉合的 情況下的標準化頻率特性的說明圖3是示出電荷域濾波電路100中的標準化頻率特性的陷波位置的變 化的說明圖4是示出在將根據本發明的第 一實施例的電荷域濾波電路100作為 實際電路而實施的情況下的電路的例子的說明圖5是示出輸入到圖4所示的根據本發明的第 一實施例的電荷域濾波 電路IOO中的時鐘信號的波形的說明圖6是示出對輸入到圖4所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾 波電路100中的時鐘信號進行選擇的電路的說明圖7是示出根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200的配置的 說明圖8是示出圖7所示的電荷域濾波電路200的標準化頻率特性的例子 的說明圖9是示出圖7所示的電荷域濾波電路200的標準化頻率特性的另一 例子的說明圖10是示出在將根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200作 為實際電路而實現的情況下的電路的例子的說明圖ll是示出輸入到圖IO所示的根據本發明的第二實施例的電荷域濾 波電路200中的時鐘信號的波形的說明圖12是示出根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200的標準 化頻率特性的說明圖13是示出根據本發明的第三實施例的電荷域濾波電路300的配置 的i兌明圖14是示出圖13所示的電荷域濾波電路300的標準化頻率特性的例 子的說明圖15是示出圖13所示的電荷域濾波電路300的標準化頻率特性的另 一例子的說明圖16是示出根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的配置 的說明圖；圖17是示出在將根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400作 為實際電路而實現的情況下的電路的例子的說明圖18是示出輸入到圖17所示的根據本發明的第四實施例的電荷域濾 波電路400中的時鐘信號的波形的說明圖19是示出根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的標準 化頻率特性的說明圖20是示出已知的具有可重新配置的濾波器特性的電荷域濾波電路 的i兌明圖21A是示出輸入到圖20的電荷域濾波電路10中的時鐘信號的波 形的說明圖21B是示出輸入到圖20的電荷域濾波電路10中的時鐘信號的波 形的說明圖21C是示出輸入到圖20的電荷域濾波電路10中的時鐘信號的波 形的說明圖22是示出用于實現式2所示的轉移函數的SINC濾波器的方框圖 的i兌明圖；以及
圖23是示出圖22所示的SINC濾波器的標準化頻率特性的說明圖。
具體實施例方式
以下將參照附圖來詳細說明本發明的優選實施例。注意，在本說明書 和附圖中，具有基本上相同的功能和結構的結構要素被標以同 一附圖標 記，并省略對這些結構要素的重復i兌明。
第一實施例
首先，說明根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路。圖l是使用 方框圖來說明根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100的配置的 說明圖。以下使用圖1來說明根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路 100。
如圖1所示，根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100是有限 脈沖響應(FIR)濾波器的例子，并被配置成包含延遲寄存器110a、 110b、 110c、 110d、 110e、 110f、開關S1、 S2、 S3、 S4、 S5、乘法器120a、 120b和加法器130。
從連續時間信號以采樣間隔T采樣的離散時間信號被從輸入端子IN 輸入到電荷域濾波電路100。將采樣頻率表示為fs(l/T)。延遲寄存器U0a、 110b、 110c、 110d、 110e、 110f各自>^輸入信號進行采樣的時間^1遲 時間T后再輸出釆樣的輸入信號。將延遲寄存器110a的輸出輸入到乘法 器120a。如后面說明的那樣，僅選擇來自延遲寄存器110b~110f的輸出 中的一個，并將其輸入到乘法器120b。注意，采樣間隔T是可隨意設定 的可變值。還可為了得到期望的頻率特性改變采樣間隔T。
僅開關S1、 S2、 S3、 S4、 S5中的一個被選擇為改變成閉合狀態。通 過僅選擇開關S1、 S2、 S3、 S4、 S5中的一個以改變成閉合狀態，使得有 可能僅選擇延遲寄存器110b~110f的輸出中的一個，以輸出到乘法器 120b。
乘法器120a使M遲寄存器110a的輸出減半并將其輸出。乘法器 120b使M遲寄存器110b ~ 110f的所選的一個的輸出減半并將其輸出。 從乘法器120a、 120b的輸出被輸入到加法器130。來自乘法器120a、 120b 的輸出輸入加法器130，加法器130將兩項輸入加在一起并輸出總和。
如圖1所示配置的電荷域濾波電路100的轉移函數由以下式1來表
示
式l<formula>formula see original document page 8</formula>(注意11=2， 3, 4， 5, 6。)
例如，在n=4的情況下，電荷域濾波電路100 i^僅開關S3閉合的 狀態。這種情況下的標準化頻率特性如圖2所示。在圖2所示的圖形中， 以dB—H(f)指示的線表示僅開關S3閉合的狀態中的標準化頻率特性。如 圖2戶f示，在n=4的情況下，可見在作為信號頻率f除以采樣頻率fs的標 準化頻率f/f;是0.167(l/6)和0.5的位置處形成陷波。
在使用SINC濾波器、且在標準化頻率為1/6的位置處形成陷波的情 況下，需要如式2這樣的轉移函數。
式2在圖22中示出了用于實現式2所示的轉移函數的SINC濾波器的方 框圖。在圖23中示出了圖22所示的SINC濾波器的標準化頻率特性。將 圖2的標準化頻率特性與圖23的標準化頻率特性作比較，可看出在直到 標準化頻率0.167的低頻范圍中，二者顯示出相同的頻率特性。然而，式 1和式2的比^明式2所示的SINC濾波器的轉移函數需要將帶有6 個不同延遲時間的6個樣值加在一起，與此不同，式l所示的電荷域濾波 電路100的轉移函數僅需要將2個樣值加在一起。進而，在直到標準化頻 率0.167的低頻范圍中，圖1所示的電荷域濾波電路100具有這樣的優點 可以以要素少于圖22所示的SINC濾波器的配置而達到與圖22所示的 SINC濾波器相同的頻率特性。
此夕卜，圖1所示的電荷域濾波電路IOO的標準化頻率特性的陷波位置 對應于轉移函數的零點，使得電荷域濾波電路100具有以下優點通過改 變式l的n值，即通過僅使開關S1 S5中的一個閉合，能夠改變標準化 頻率特性的陷波位置。圖3是示出如何通過改變n值來改變電荷域濾波電 路IOO中的標準化頻率特性的陷波位置的說明圖。在圖3中，dB_Hl(f) 表示當n=2時的特性，38_112(0表示當n=3時的特性，dB—H3(f)i示當 n=4時的特性，dB—H4(f)^^示當n=5時的特性，且dB—H5(f)表示當n=6 時的特性。如圖3^f示，通過改變式l的n值，即通if僅4吏開關SI ~ S5 中的一個閉合，可改變標準化頻率特性的陷波位置。
以上已說明了根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100。接下 來說明根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100的實現的例子。
圖4是示出在將圖1所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電 路100作為由開關和電容器配置而成的實際電路而實現的情況下的電路 的例子的說明圖。以下參照圖4來說明才艮據本發明的第一實施例的電荷域 濾波電路IOO的配置。
如圖4所示，根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100具有8 層配置，其中各層包括6個開關和2個電容器。通過按需要切換圖4所示 的開關，使電荷反復從輸入端子IN輸入到電容器、并使電荷反復從電容 器釋放到輸出端子OUT。
圖5是示出輸入到圖4所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路IOO中的時鐘信號的波形的說明圖。在圖5所示的時鐘信號中，相鄰 時鐘信號的上升沿之間的間隔對應于上述采樣間隔T。圖5的時鐘信號 (h-(J)8分別對應于圖4的各開關的記號((Jh、小2、小3、小4、 (|)5、小6、小7、小8)。 當圖5的時鐘信號(Jh (J)8中的任一個變成"高"時，圖4所示的與時鐘信 號對應的開關閉合。例如，當時鐘信號(h變成"高"時，圖4的開關151a、 151b、 158c和158d閉合。因此，通過反復地使圖5的時鐘信號(^ ~小8成 為"高"和"低"，使得電荷積蓄在圖4所示的各電容器中，并使得進行 信號采樣。
圖4中使用記號\|/以表示通過一個時鐘信號閉合的開關。例如，\|/1{1((|)4， <|>5，小6，小7，小8)表示當時鐘信號<|)4~(|)8中的任一個變成"高"時，開關151f 閉合，且\|/115((|)3)表示當時鐘信號(h變成"高"時，開關151e閉合。進而，
Vi廣V8a表示當相應位置所示的時鐘信號變成"高"時變成閉合的開關。 例如，在當時鐘信號小6變成"高"時開關151f閉合的情況下，當時鐘信 號小7變成"高"時開關152f閉合，且當時鐘信號(|)8變成"高"時開關153f 閉合。下文中以上說明適用于對于以記號\|/標識的所有開關。
圖6是示出對輸入到圖4所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾 波電路IOO中的時鐘信號進行選擇的電路的說明圖。如圖6所示，用于將 時鐘信號輸入到電荷域濾波電路100中的各開關可由互補型金屬氧化物 半導體(CMOS)傳輸門配置而成。通過由CMOS傳輸門來配置各開關， 使得有可能將所有開關調整至相同的延遲時間。圖6中的電路被配置成使 得當開關S1 S5中的任一個閉合時，\|/13的一個時鐘信號變成"高"、而 開關151f閉合。圖6示出了開關S3閉合且時鐘信號(|)6變成"高"的情況。
注意，圖4所示的16個電容器優選地各具有相同的電容。對于圖4 所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100中的各開關，也可 使用金屬氧化物場效應晶體管(MOSFET)和CMOSFET中的一個。
圖4所示的電荷域濾波電路100是對于輸入和輸出具有相同采樣率的 濾波器，使得有可能通過切換所輸入的時鐘信號從而以5種不同的方式來 切換標準化頻率特性的陷波位置。以上已說明了根據本發明的第一實施例 的電荷域濾波電路100的配置。接下來說明根據本發明的第 一實施例的電 荷域濾波電路100的工作。
首先關注電容器da、 Clb，當時鐘信號([h變成"高"時，開關151a、 151b都閉合，使電容器da、 C化接地。因此釋放電容器da、 C化中的殘 留電荷，并^f吏電容器Cla、 C化重置。當時鐘信號(|>2變成"高"時，開關151a、 151b都斷開且開關151c、 151d都閉合，將電容器Cla、 C化連接至 輸入端子IN，從而電荷積蓄在電容器da、 db中。
當時鐘信號(h變成"高"時，開關151c、 151d都斷開且開關151e閉 合，使得積蓄在電容器db中的電荷輸出到輸出端子OUT。進一步，當 時鐘信號(|)4~(|>8中的任一個變成"高"時，開關151f閉合，使得積蓄在 電容器Cla中的電荷被輸出到輸出端子OUT。在該例中，當時鐘信號小6 變成"高"時開關151f閉合，從而將積蓄在電容器Qa中的電荷輸出到輸 出端子OUT。
僅當時鐘信號(|)6變成"高"時才閉合的開關是開關154e。當開關154e 閉合時，將電容器C4b中的電荷輸出到輸出端子OUT。當在與時鐘信號 小6變成"高"時之前的1個采樣周期等同的時間時鐘信號(()5變成"高"時， 電荷積蓄在電容器C樸中。
在一個采樣操作中，電荷積蓄在具有相同電容的2個電容器中，因而 對于電容器C4b來說的轉移函數是z力2，對于電容器da來說的轉移函數
是Z力2。因此，當時鐘信號(|)6變成"高，，時，積蓄在電容器da中的電荷
和積蓄在電容器C4b中的電荷被同時輸出到輸出端子OUT，從而這種情 況等價于上述式1中n=4的情況。因而轉移函數變成對于電容器Qb來說
的轉移函數和對于電容器da來說的轉移函數之和，如以下的式3所示。
式3
說這種情況等價于上述式1中n=4的情況等于^1說圖1所示的電荷 域濾波電路100處在僅開關S3閉合的狀態中。因此可見，圖l所示的電 荷域濾波電路100可由圖4所示的開關和電容器的電路配置來實現。
即使對于電容器C2a、 C2b等也以同樣方式在每一采樣周期中反復進
行電荷的積蓄和釋放，因而對于輸入和輸出采樣率相同。圖4所示的電路 作為整個電路等價于在圖1所示的電荷域濾波電路100中僅開關S3閉合 的狀態。因此，在僅開關S3閉合的情況下，圖4所示的電荷域濾波電路 100的標準化頻率特性具有與圖2所示的標準化頻率特性相同的屬性。
以上已說明了根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100的操 作。如上所述，根據本發明的第一實施例，有可能通過僅將二個電荷加在一起而實現與必須將大量電荷加在一起的SINC濾波器等價的標準化頻 率特性。進一步，可以通過控制時鐘信號的輸出而控制電荷的釋放的定時， 這使得容易改變頻率特性。此外，輸入到電荷域濾波電路IOO中的時鐘信 號是具有相同波形且似目位不同的短周期的時鐘信號，因而容易生成時鐘 信號，且即使當電路高速地工作時也可使消耗的電力的量保持為低。最后， 輸入到電荷域濾波電路100中的時鐘信號的波形是簡單的、周期短的矩形 波，且時鐘信號頻鐠中不含低頻成分。因此，即使時鐘信號頻鐠暫時混入 濾波器的通頻帶中，也容易去除。
第二實施例
在本發明的第一實施例中說明的電荷域濾波電路100通過將在不同 時間處釆樣的二個信號合成并切換其中一個信號的采樣定時，從而可改變 頻率特性。在本發明的第二實施例中，將說明可通過合成在不同時間處采 樣的三個信號來改變頻率特性的電荷域濾波電路。
圖7是使用方框圖來說明根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電 路200的配置的說明圖。以下使用圖7來說明根據本發明的第二實施例的 電荷域濾波電路200。
如圖7所示，根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200是FIR 濾波器的例子，并被配置成包含延遲寄存器210a、 210b、 210c、乘法器 220a、 220b、 220c和加法器230。
以與根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100相同的方式，從 連續時間信號以采樣間隔T進行釆樣的離散時間信號被從輸入端子IN輸 入到電荷域濾波電路200。以相同的方式，將采樣頻率表示為fs(l/T)。延 遲寄存器210a^輸入信號進行采樣的時間fel遲時間T后再輸出釆樣 的輸入信號。M遲寄存器210a輸出的信號被輸入到延遲寄存器210b 和乘法器220a。注意，采樣間隔T是可隨意設定的可變值。還可為了得 到所期望的頻率特性而改變采樣間隔T。
在延遲了時間nxT (T的n倍，其中n是1或更大的整數)后，延遲寄 存器210b輸出^JEl遲寄存器210a輸出的信號。即，M遲"^存器210b 輸出的信號是從對信號進行采樣的時間起延遲了 T(n+1)的信號。從延遲 寄存器210b輸出的信號被輸入到延遲寄存器210c和乘法器220b。在延 遲了另外的時間nxT后，延遲寄存器210c輸出M遲寄存器210b輸出 的信號。即，M遲寄存器210c輸出的信號是從對信號進行采樣的時間
12起延遲了 T(2n+1)的信號。從延遲寄存器210c輸出的信號被輸入到乘法 器220c。
乘法器220a將M遲寄存器210a輸出的信號乘以1/(2+|01|)并輸出結 果。以相同方式，乘法器220b將從延遲寄存器210b輸出的信號乘以 a/(2+lal)并輸出結果，而乘法器220c將M遲寄存器210c輸出的信號乘 以1/(2+lal)并輸出結果。加法器230將從乘法器220a、 220b、 220c輸出 的信號加在一起并輸出結果。
注意，將a的值作為絕對值來對待的原因是對ot可能得到負值。具體 地，通過使圖7所示的電荷域濾波電路200差動化(differentiate)并將反相 信號輸入到延遲寄存器210b，可使a的值為負值。
在這種情況下，a滿足以下式4。
式4
a = -2cos(w(9)，其中"~~^~
此處，frel是在o^O的情況下，形成陷波的最低頻率為1.0時的相對 頻率。這就意味著圖7所示的電荷域濾波電路200的轉移函數如以下的式 5所示。
式5
z—1 + az—+ (2"+1)
響
2 + a
例如，在當n=l時設系數a為0的情況下，上述式5變成以下的式6。 式6
、7 2
在當n=l時設式5中系數a為0的情況下，被釆樣頻率fs標準化的 頻率特性如圖8所示。由圖8的dB—H3(f)所示的線表示這種情況下的頻 率特性。如圖8所示，在當n=l時設系數a為0的情況下，可見在標準 化頻率f/fs是0.25(1/4)處形成陷波。當系數a是0時來自乘法器220b的 輸出也是0，這使得電荷域濾波電路200成為合成并輸出二個信號的電荷 域濾波器。當合成并輸出二個信號時，形成陷波位置的頻率(陷波頻率)限于采樣頻率的整數部分為1處的頻率。
接下來，考慮將該陷波頻率提高20%的情況。為了將陷波頻率提高 20%，在式4中設frel的值為1.2而求得a(n的值為1不變)。這導致a 的值為0.618。當a的值為0.618時的電荷域濾波電路200的轉移函數如 以下的式7所示。
式7
^ 、 ^ + 0.618z—("+" + f (2"+1) \ 7 2.618
在這種情況下，被采樣頻率fs標準化的頻率特性如圖9所示。由圖9 的dB一H3(f)所示的線表示這種情況下的頻率特性。可見，陷波頻率的位 置(0,3)比圖8高了 20%。
注意，從式4可知，對于oc可獲得的值在從-2到2的范圍內。在該范 圍內改變a的值使得有可能使得在不被采樣頻率fs限定的情況下改變陷波 頻率。
以上已說明了根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200。接下 來說明根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200的配置例子。
圖10是示出在將圖7所示的根據本發明的第二實施例的電荷域濾波 電路200作為由開關和電容器配置而成的實際電路而實施的情況下的電 路的例子的說明圖。以下參照圖IO來說明根據本發明的第二實施例的電 荷域濾波電路200的配置。
圖10所示的電荷域濾波電路200是在圖7所示的配置中設n的值為 1的情況下，由開關和電容器配置而成的實際電路這一形式的配置的例 子。如圖IO所示，根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200具有 6層配置，其中各層包括12個開關和4個電容器。通過按需要切換各個 開關，從而使電荷反復從輸入端子IN輸入到電容器，并使電荷反復從電 容器釋放到輸出端子OUT。
圖ll是示出輸入到圖IO所示的根據本發明的第二實施例的電荷域濾 波電路200中的時鐘信號的波形的說明圖。在圖ll所示的時鐘信號中， 相鄰時鐘信號的上升沿之間的間隔對應于上述采樣間隔T。圖11的時鐘 信號小廣小6分別對應于圖lO的各開關的記號O)h、 (h、 (h、小4、小5、小6)。以 與本發明的第一實施例相同的方式，當圖11的時鐘信號(K (I)6中的任一個變成"高"時，圖IO所示的與時鐘信號對應的開關閉合。因此，通過
反復地使圖U的時鐘信號(h (l)6成為"高"和"低"，使得電荷積蓄在圖
IO所示的各電容器中，并使得進行信號采樣。
在一些開關附近除了用于開關并與時鐘信號對應的記號外，還置有字
母A和B。例如，開關251e的標記A+表示由控制邏輯A對時鐘信號(lh 進行時鐘門控。具體地，如果控制邏輯A是1，則根據時鐘信號(h是高還 是低狀態而使開關251e閉合和斷開，如果控制邏輯A是O,則與時鐘信 號(Jh是高還是低狀態無關地使開關251e斷開。
注意，對于圖10所示的24個電容器，優選地對于所有垂直排列的電 容器具有相同的電容。例如，優選地所有電容器da、 C2a、 C3a、 C4a、 C5a、 C6a具有相同電容。而且，優選地對于各層中的c和d電容器，電容器Ck
和dd、電容器C2c和C2d、電容器C3c和C3d、電容器C4c和C化、電容器 Qc和Csd、以及電容器C6c和C6d分別具有相同電容。以第一層為例，上
述式5的a的值可通過由電容器de的電容對電容器Ch和C化的電^ii
行標準化來決定。
以與本發明第一實施例相同的方式，對于圖IO所示的根據本發明的 第二實施例的電荷域濾波電路200的各開關，可使用MOSFET和 CMOSFET中的一種。
以與圖4所示的根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100相同 的方式，圖10所示的電荷域濾波電路200是對輸入和輸出具有相同采樣 率的濾波器。電荷域濾波電路200還能夠根據電容器的電容和控制邏輯A、 B的狀態來切換標準化頻率特性的陷波位置。以上已說明了根據本發明的 第二實施例的電荷域濾波電路200的配置。接下來說明根據本發明的第二 實施例的電荷域濾波電路200的IMt。
首先關注電容器C2a、 C2b、 C2c、 C2d，當時鐘信號()h變成"高"時， 開關252a、 252b、 252c、 252d都閉合，使電容器C2a、 C2b、 C2c、 C"接 地。因此釋放電容器Qa、 C2b、 C2e、 C2d中的殘留電荷，并使電容器C^、
C2b、 C2c、 C2d重置。
當時鐘信號(()2變成"高"時，開關252a、 252b、 252c、 252d都斷開 且開關252g、 252h都閉合，將電容器C2c、 C2d連接至輸入端子IN，以致 電荷積蓄在電容器C2c、 Cm中。開關252e、 252f是否閉合由控制邏輯A、 B的狀態決定。控制邏輯A、 B的狀態還決定電荷是否積蓄在電容器Ch、
15C化中。為使說明容易理解，以控制邏輯A、 B都設為l來說明本例。在 控制邏輯A、 B都是l的情況下，當時鐘信號(h變成"高"時，開關252e、
252f閉合，使電容器C2a、 C2b連接至輸入端子IN，而電荷積蓄在電容器 Ca、 C2b中。
當時鐘信號(h變成"高"時，開關252e、 252f、 252g、 252h都斷開 且開關252k閉合,使得存儲在電容器C2c中的電荷輸出到輸出端子OUT。 當時鐘信號(|)3變成"高"時也閉合的其它開關是開關251i、 251j和2561。 因而，當時鐘信號(h變成"高"時，存儲在電容器da、 Clb、 C6d中的電 荷也輸出到輸出端子OUT。當在時鐘信號(|)3之前的二個采樣周期處時鐘 信號f變成"高"時，存儲在電容器Cla、 db中的電荷被積蓄。當在時 鐘信號(|)3之前的3個采樣周期處時鐘信號(|)6變成"高"時，存儲在電容器
C6d中的電荷被積蓄。
即使對于其它層中的電容器，也以同樣方式在每一采樣周期中反復進 行電荷的積蓄和釋放，從而對于輸入和輸出采樣率相同。
接下來，使用a來說明各層中的電容器的電容比。例如，電容器da 和db的電容總和與電容器Qe的電容t比可以是a:l。在這種情況下， 因為優選情況是電容器dc的電容和電容器dd的電斜目同，所以電容器 Cla和Clb的電容總和、電容器Cle的電容、電容器Cld的電容之比是a:l:l。 因此，如果電容器Ck的電容是l，則所有層中電容器的電容總計是2+a, 因而可用于上述式5的分母。
在已說明的n=l的情況下，式5的分子中的第一項代表從釆樣時間 延遲1個周期，分子中的第二項代表延遲2個周期，而分子中的第三項代 M遲3個周期。因此，式5的分子中的第一項對應于存儲在電容器Qc 中的電荷的輸出，分子中的第二項對應于存儲在電容器Cla和Clb中的電 荷，而分子中的第三項對應于存儲在電容器Qd中的電荷的輸出。因為電 容器da和db的電容總和與電容器C^(和電容器C6d)的電容之比是a:l， 所以各電荷可用于上述式5的分子。
因此可見，圖10所示的電荷域濾波電路200滿足式5，圖7所示的 電荷域濾波電路200可由圖IO所示的電路配置來實現。
注意，式5的a值由電容器Cu和db的電容總和與電容器Ck的電 容t比來決定。以簡單的例子來闡述，假設對電容器Cla、 C化的電容進 行二進制加權，以使電容器da和電容器Ck的電容比是0.5:1且電容器C化和電容器Ck的電容比是l:l。設電容器de的電容是l，通過改變控 制邏輯A、 B的狀態，電容器da和db的電容總和(即，式5的a值)可 設為0、 0.5、 l和丄5這4個值中的任一個。注意，還可通過使用可連續 地改變電容的可變電容器來取代電容器Ch和Clb，來連續地改變式5的 a值。通過4吏用可變電容器，偵」得有可能連續地改變標準化頻率特性。
圖12是示出在使a的值在0、0.5、 1和1.5這4個值中變化的情況下， 根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200的標準化頻率特性的說 明圖。在圖12中，dBJH0(f)表示當a的值是0時的標準化頻率特性， dBJIl(f)表示當a的值是0.5時的標準化頻率特性，dB一H2(f)表示當a的 值il時的標準化頻率特性，dBJD①表示當a的值是1.5時的標準化頻 率特性。如圖12所示，通過改fa的值，有可能實現對于陷波頻率具有 不同位置的標準化頻率特性。
以上已說明了根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200的操 作。注意，在本發明中，通過使電荷域濾波電路200差動化，可將反相信
號輸入到從電容器Ch和C化到電容器C&和C6b這一系列電容器。通過將 反相信號輸入到從電容器Ch和C化到電容器C&和C幼這一系列電容器，
可使得a的值為負值，從而有可能配置電荷域濾波電路200使得其滿足式 5所示的轉移函數。
如上述，根據本發明的第二實施例，通過切換電容器的電容來改變式 5中的a值，4吏得有可能在不是如第一實施例中那樣將陷波頻率的位置局 限于采樣頻率的整數部分為1處的頻率的情況下來設定該陷波頻率的位 置。進而，以與第一實施例相同的方式，輸入到電荷域濾波電路200中的 時鐘信號是具有相同波形且似目位不同的短周期的時鐘信號，因而容易生 成時鐘信號，且即使當電路高速地工作時也可使消耗的電力的量保持為 低。最后，輸入到電荷域濾波電路200中的時鐘信號的波形是簡單的、周 期短的矩形波，且時鐘信號頻謙中不含低頻成分。因此，即使時鐘信號頻 鐠暫餘混入濾波器的通頻帶中，也容易去除。
第三實施例
在本發明的第二實施例中說明的電荷域濾波電路200可通過合成在 不同時間處采樣的三個信號來改變頻率特性。在本發明的第三實施例中， 將說明可通過合成在不同時間處采樣的四個信號來改變頻率特性的電荷 域濾波電路。圖13是使用方框圖來說明根據本發明的第三實施例的電荷域濾波電 路300的配置的說明圖。以下4吏用圖13來說明根據本發明的第三實施例 的電荷域濾波電路300。
如圖13所示，根據本發明的第三實施例的電荷域濾波電路300是FIR 濾波器的例子，并被配置為包含延遲寄存器310a、 310b、 310c、 310d、 乘法器320a、 320b、 320c、 320d和加法器330。
與根據本發明的第一實施例的電荷域濾波電路100和根據本發明的 笫二實施例的電荷域濾波電路200相同的方式，對連續時間信號以釆樣間 隔T進行采樣的離散時間信號被從輸入端子IN輸入到電荷域濾波電路 300。以相同方式，將采樣頻率表達為fs(l/T)。延遲寄存器310a M輸入 信號進行采樣的時間起延遲時間T后再輸出采樣的輸入信號。從延遲寄 存器310a輸出的信號被輸入到延遲寄存器310b和乘法器320a。注意， 采樣間隔T是可隨意設定的可變值，還可為了得到所期望的頻率特性而 改變采樣間隔T。
在延遲了時間nxT (T的n倍，其中n是1或更大的整數)后，延遲寄 存器310b輸出M遲寄存器310a輸出的信號。即，vMJ^遲寄存器310b 輸出的信號是從對信號進行采樣的時間起延遲了 T(n+1)的信號。M遲 寄存器310b輸出的信號被輸入到延遲寄存器310c和乘法器320b。
在延遲了另外的時間T后，延遲寄存器310c輸出M遲寄存器310b 輸出的信號。即，M遲寄存器310c輸出的信號是M信號進行采樣的 時間起延遲了 T(n+2)的信號。vMJ^遲寄存器310c輸出的信號被輸入到延 遲寄存器310d和乘法器320c。在延遲了時間nxT后，延遲寄存器310d 輸出從延遲寄存器310c輸出的信號。即，M遲寄存器310d輸出的信號 是從對信號進行采樣的時間起延遲了 T(2n+2)的信號。M遲寄存器310d 輸出的信號被輸入到乘法器320d。
乘法器320a將M遲寄存器310a輸出的信號乘以1/(2+l2a!)并輸出 結果。以相同方式，乘法器320b將從延遲寄存器310b輸出的信號乘以 a/(2+l2al)并輸出結果，而乘法器320c也將>^遲寄存器310c輸出的信號 乘以a/(2+l2al)并輸出結果。乘法器320d將M遲寄存器310d輸出的信 號乘以1/(2+l2al)并輸出結果。加法器330將從乘法器320a、 320b、 320c、 320d輸出的信號加在一起并輸出結果。
注意，與第二實施例的方式相同，將a的值作為絕對值來對待的原因是對a可得到負值。具體地，可通過使電路差動化并將反相信號輸入到延 遲寄存器310b、 310d，使a的值為負值。
在這種情況下，a滿足以下式8。
式8
<formula>formula see original document page 19</formula>
其中 2(2W + 1)
"1
此處，frel是在o^0的情況下、令形成陷波的最低頻率為l.O時的相 對頻率。這就意味著圖13所示的電荷域濾波電路300的轉移函數如以下 的式9所示。
式9<formula>formula see original document page 19</formula>
例如，在當n=l時設系數a為0的情況下，上述式9變成以下的式
<formula>formula see original document page 19</formula>
在這種情況下，被采樣頻率fs標準化的頻率特性如圖14所示。在圖 14所示的圖形中由dB—H4(f)所示的線表示當n=l時設系數a為0的情況 下、被采樣頻率fs標準—化的頻率特性。如圖14所示，在當11=1時設系數 a為0的情況下，可見在標準化頻率f/fs是0.167(l/6)處形成陷波。當系數 a是0時乘法器320b、 320c的輸出也是0，這使得電荷域濾波電路300 成為合成并輸出二個信號的電荷域濾波器。當合成并輸出二個信號時，形 成陷波位置處的頻率(陷波頻率)局限于采樣頻率的整數部分為1處的頻 率。
接下來，考慮將該陷波頻率提高20%的情況。為了將陷波頻率提高 20%,在式8中設frel的值為1.2而求得a(n的值為1不變)。這導致a2008 的電荷域濾波電路300的轉移函數如 以下的式ll所示。
式ll
、 z—1 +0.382z_("+1)十0.382z—("+2) +z—(2"+2)
在這種情況下，被釆樣頻率fs標準化的頻率特性如圖15所示。在圖 15所示的圖形中，由dBJI4(f)所示的線表示這種情況下的標準化頻率特 性。可看出陷波頻率的位i(0.2)比圖14高了 20%。
以上已說明了根據本發明的第三實施例的電荷域濾波電路300。
如上述，根據本發明的第三實施例的電荷域濾波電路300，可通過合 成在不同時間處采樣的四個信號并改變采樣時間以使a的值變化，來改變 電荷域濾波電路300的頻率特性。
第四實施例
接下來，說明根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路。以下說明 的本發明的第四實施例通過將本發明的第二實施例所示的電荷域濾波電 路的二個組^來改變頻率特性。
圖16是示出根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的說明 圖。圖17是示出在將圖16所示的根據本發明的第四實施例的電荷域濾波 電路400作為實際電路而實施的情況下的電路的例子的說明圖。以下參照 圖16和17來"^兌明電荷域濾波電路400的配置。
如圖16所示，作為本發明的第四實施例的例子的電荷域濾波電路400 被配置成包含延遲寄存器410a、 410b、 410c、 410d、 410e、乘法器420a、 420b、 440a、 440b和加法器430a、 430b。
與上述第一 ~第三實施例相同的方式，對連續時間信號以采樣間隔T 進行采樣的離散時間信號被從輸入端子IN輸入到圖16所示的電荷域濾波 電路400。將采樣頻率表示為fs(l/T)。延遲寄存器410a、 410b、 410c、 410d、 410e各自延遲時間T后輸出所輸入的信號。注意，采樣間隔T是可隨意 設定的可變值。還可為了得到所期望的頻率特性改變采樣間隔T。
乘法器420a、 420b各自將M遲寄存器410c輸出的信號乘以系數a 并輸出結果。加法器430a將延遲寄存器410a、乘法器420a和延遲寄存 器410e的輸出加在一起并輸出結果。以相同方式，加法器430b將延遲寄存器410b、乘法器420b和延遲寄存器410d的輸出加在一起并輸出結果。 乘法器440a、 440b分別將從加法器430a、 430b輸出的信號乘以l/(2+|a|) 并輸出結果。
通過將開關S1、 S2切換至閉合和斷開，在將n的值設為l和2的情 況下，可使圖16所示的電荷域濾波電路400對應于圖7所示的根據本發 明的第二實施例的電荷域濾波電路200 。
圖17是示出在將圖16所示的根據本發明的第四實施例的電荷域濾波 電路400作為由開關和電容器配置而成的實際電路而實施的情況下的電 路的例子的說明圖。如圖17所示，根據本發明的第四實施例的電荷域濾 波電路400具有8層配置，其中各層由12個開關和4個電容器的組配置 而成。通過按需要切換各個開關，使電荷反復從輸入端子IN輸入到電容 器，并使電荷反復從電容器釋放到輸出端子OUT。
圖18是示出輸入到圖17所示的根據本發明的第四實施例的電荷域濾 波電路400中的時鐘信號的波形的說明圖。在圖18所示的時鐘信號中， 相鄰時鐘信號的上升沿之間的間隔對應于上述釆樣間隔T。圖18的時鐘 信號(K (()8分別對應于圖17的各開關的記號((lh、小2、 (h、 *4、如小6、 <h、 小8)。當圖18的時鐘信號(K (I)8中的任一個變成"高"時，圖17所示的與 時鐘信號對應的開關閉合。因此，通過反復地使圖18的時鐘信號(h-(1)8 成為"高"和"低"，使得電荷積蓄在圖17所示的各電容器中，并使得進 行信號采樣。
在一些開關附近除了用于開關并與時鐘信號對應的記號外，還置有字 母A和B。例如，開關451e的標記A+表示由控制邏輯A對時鐘信號(lh 進行時鐘門控。具體地，如果控制邏輯A是1，則根據時鐘信號(h是高還 是低狀態而使開關451e閉合和斷開，如果控制邏輯A是O，則與時鐘信 號(h是高還是低狀態無關地使開關451e斷開。
圖17中使用記號\|/來表示通過一個時鐘信號閉合的開關。例如， Vic(小3， (h)表示當時鐘信號小2、傘3中的任一個變成"高"時，開關451k
閉合。進而，~ We和Vld ~ V8d表示當相應位置所示的時鐘信號變成"高"
時閉合的開關。例如，在當時鐘信號(|)3變成"高"時開關451k閉合的情 況下，當時鐘信號小5變成"高"時開關4511閉合，當時鐘信號小4變成"高" 時開關452k閉合，而當時鐘信號小6變成"高"時開關4521閉合。在下文 中以上適用于標有記號vj/的所有開關。注意，對于標有記號\|/的開關，響應于各時鐘信號的閉合和斷開對應
于圖16所示的開關S1、 S2的閉合和斷開。因此，通過選擇開關所對應的 時鐘信號，將n的值設為1和設為2的情況每個都可被選擇。
對于圖17所示的32個電容器，與圖IO所示的才艮據本發明的第二實 施例的電荷域濾波電路200相同的方式，優選地所有垂直排列的電容器具 有相同電容。例如，優選地所有電容器Cla、 C2a、 C3a、 C4a、 C5a、 C6a、 C7a、 Csa具有相同電容。而且，還優選地對于各層中的c和d電容器，與 圖10所示的根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200相同的方式，
電容器Ck和dd、電容器C2e和C2d、電容器C3c和C3d、電容器C4c和 C4d、電容器Csc和Csd、以及電容器C&和C6d、電容C7c和C7d、 Csc和
Csd具有相同電容。以第一層為例，上述式5的a的值可通過由電容器dc
的電容對電容器Ch和db的電容進行標準化來決定。
對于圖17所示的根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的 各開關，可4吏用MOSFET和CMOSFET中的一種。
圖17所示的電荷域濾波電路400是對于輸入和輸出具有相同釆樣率 的濾波器，這使得有可能以8種方式來切換標準化頻率特性的陷波位置。 以上已說明了根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的配置。接 下來說明根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的操作。
首先關注電容器C2a、 C2b、 C2c、 C2d，當時鐘信號(h變成"高"時， 開關452a、 452b、 452c、 452d都閉合，4吏電容器C2a、 C2b、 C2c、 Cm接
地。因此釋放電容器C2a、 C2b、 C2c、 C2d中的殘留電荷，并使電容器C2a、 C2b、 C之c、 重置。
當時鐘信號(h變成"高"時，開關452a、 452b、 452c、 452d都斷開， 且開關452g、 452h都閉合，將電容器C2e、 C2d連接至輸入端子IN，以致 電荷積蓄在電容器C2c、 Cm中。開關452e、 452f是否閉合由控制邏輯A、 B的狀態來決定。控制邏輯A、 B的狀態還決定電荷是否積蓄在電容器 C2a、 C2b + 。為使說明容易理解，以控制邏輯A、 B都設為l來說明本例。 在控制邏輯A、 B都是1的情況下，當時鐘信號(h變成"高"時，開關 452e、 452f閉合，使電容器C2a、 <:21)連接至輸入端子IN,而電荷積蓄在 電容器Ch、 C化中。
當時鐘信號小3或(|)4中的一個變成"高"時，開關452e、 452f、 452g、 452h都斷開且開關452k閉合，使得存儲在電容器C2c中的電荷被輸出到輸出端子OUT。為了進行該說明，假設當時鐘信號小4變成"高，，時，開 關452k閉合，且存儲在電容器C2c中的電荷被輸出到輸出端子OUT。也 就是說，將說明與在圖7的電荷域濾波電路200中n=l的情況相對應的情 況。
在這種情況下，當時鐘信號(|)4變成"高"時閉合的其它開關是開關 451i、 451j、 4581。因而，當時鐘信號(|)4變成"高"時，存儲在電容器da、 Clb、 C8d中的電荷也^L輸出到輸出端子OUT。當在時鐘信號小4之前的3 個采樣周期處時鐘信號(h變成"高"時，存儲在電容器Cla、 C化中的電 荷被積蓄。當在時鐘信號小4之前的4個采樣周期處時鐘信號(|)8變成"高" 時，存儲在電容器Csd中的電荷被積蓄。
即使對于其它層中的電容器，也以同樣方式在每一采樣周期中反復進 行電荷的積蓄和釋放，因而對于輸入和輸出采樣率相同。
接下來，使用a來說明各層中的電容器的電容比。例如，電容器da 和db的電容總和與電容器Ck的電容之比可以是a:l。在這種情況下， 因為優選地電容器dc的電容和電容器dd的電斜目同，所以電容器Cla 和db的電容總和、電容器de的電容、電容器dd的電容t比是a:l:l。 因此，如果電容器Ck的電容是l，則所有層中電容器的電容總計是2+a， 因而可用于上述式5的介學。
在已說明的n=l的情況下，式5的分子中的第一項代表從采樣時間 延遲1個周期，分子中的第二項代表延遲2個周期，而分子中的第三項代 M遲3個周期。因此，式5的分子中的第一項對應于存儲在電容器C2c 中的電荷的輸出，分子中的第二項對應于存儲在電容器Cla和Clb中的電 荷，而分子中的第三項對應于存儲在電容器Csd中的電荷的輸出。因為電 容器Ch和db的電容總和與電容器C&(和電容器Csd)的電容之比是a:l， 所以各電荷可用于上述式5的分子。轉移函數如式12所示。
式12
剛=——
注意，在式12中，與在式5中以l代入n時相比，所有采樣時間延 遲了 l個周期，但因為對于所有釆樣時間延遲都是l個周期，所以對于頻 率特性絕無影響。
23以上已說明了 n-l的情況。接下來，對于以下情況說明同類^Mt, 該情況為當另一時鐘信號(h變成"高"時，開關452k閉合，且存儲在電 容器C2c中的電荷被輸出到輸出端子OUT，也即與在圖7的電荷域濾波 電路200中n=2的情況相對應的情況。
當時鐘信號(h變成"高"時閉合的其它開關是開關458i、 458j、 4561。
因而，當時鐘信號(|)3變成"高"時，存儲在電容器Csa、 C8b、 C6d中的電
荷也被輸出到輸出端子OUT。當在時鐘信號小3之前的3個采樣周期處時 鐘信號(|)8變成"高"時，存儲在電容器C8a、 Qb中的電荷被積蓄。當在 時鐘信號<|)3之前的5個采樣周期處時鐘信號(|)6變成"高"時，存儲在電容
器C6d中的電荷被積蓄。
接下來，使用a來說明各層中的電容器的電容比。例如，電容器C^ 和db的電容總和與電容器Ck的電容之比可以是a:l。在這種情況下， 因為優選地電容器Ck的電容和電容器dd的電斜目同，所以電容器Cla 和C化的電容總和、電容器dc的電容、電容器dd的電容之比是a:l:l。 因此，如果電容器Ck的電容是l，則所有層中電容器的電容總計是2+a， 因而以與n=l的情況相同的方式可用于上述式5的分母。
在已說明的n=2的情況下，式5的分子中的第一項代表從采樣時間 延遲l個周期，分子中的第二項代表延遲3個周期，而分子中的第三項代 表延遲5個周期。因此，式5的分子中的第一項對應于存儲在電容器C2c 中的電荷的輸出，分子中的第二項對應于存儲在電容器C8a和C8b中的電
荷，而分子中的第三項對應于存儲在電容器C6d中的電荷的輸出。因為電
容器Qa和C幼的電容總和與電容器Qe(和電容器C6d)的電備t比是a:l， 所以各電荷可用于上述式5的分子。轉移函數如式13所示。
式13
<formula>formula see original document page 24</formula>
以上已說明了 11=2的情況。于是可見，圖17所示的根據本發明的第 四實施例的電荷域濾波電路400可用來配置圖16所示的電荷域濾波電路 400。
注意，以與式5的a值相同的方式，式12和式13中的a值由電容 器Qa和db的電容總和與電容器de的電容之比來決定。以簡單的例子
來闡述，假設對電容器da、 db的電容進行二進制加權，以使電容器Ch且電容器Clb和電容器Cle的電容比是1:1 。 設電容器Ck的電容是1，通過改變控制邏輯A、 B的狀態，電容器Ch 和db的電容總和(即，式12和式13的a值)可設為0、 0.5、 1和1.5這4 個值中的任一個。注意，通過使用可連續地改變電容的可變電容器，而不 是電容器da和db，還可連續地改變式12和式13的a值。使用可變電 容器使得有可能連續地改變標準化頻率特性。
在當n-l時將a的值"&為0、 0.5、 1和1.5這一情況下的標準化頻率 特性與在圖12所示的根據本發明的第二實施例的電荷域濾波電路200中 將a的值i殳為O、 0.5、 1和1.5這四個值的情況下的標準化頻率特性具有 相同特性。圖19是示出根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400 在使a的值在O、 0.5、 1和1,5這4個值中變化的情況下的標準化頻率特 性的說明圖。在圖19中，dB—H4(f)表示當a的值是O時的標準化頻率特 性，dB—H5(f)表示當01的值;|70.5時的標準化頻率特性，dB—H6(f)表示當 a的值i 1時的標準化頻率特性，dB一H7(f)表示當a的值是1.5時的標準 化頻率特性。如圖19所示，通過改f a的值，有可能實現對于陷波頻率 具有不同位置的標準化頻率特性。此外，通過改變n的值，從而改變濾波 器的階數并大幅改變陷波頻率。
以上已說明了根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400的操 作。注意，在本發明中，通過使電荷域濾波電路400差動化，可將^jt目信 號輸入到從電容器Cla和Clb到電容器C8a和C8b這一系列電容器。通過將
>^相信號輸入到從電容器da和db到電容器Cm和Csb這一系列電容器，
可使得a的值為負值，從而有可能配置電荷域濾波電路400使得其滿足式 12和式13所示的轉移函數。
如上述，根據本發明的第四實施例的電荷域濾波電路400,通過切換 電容器的電容來改變式12和式13中的a值使得有可能在不如本發明的第 一實施例中那樣被限制到采樣頻率的整數部分為1處的頻率的情況下來 設定陷波頻率的位置。進而，以與本發明的第一實施例相同的方式，輸入 到電荷域濾波電路400中的時鐘信號是具有相同的波形且似目位不同的 短周期的時鐘信號，因而容易生成時鐘信號，且即使當電路高速地工作時 也可使消耗的電力的量保持為低。最后，輸入到電荷域濾波電路400中的 時鐘信號的波形是簡單的、周期短的矩形波，且時鐘信號頻鐠中不含低頻 成分。因此，即使時鐘信號頻鐠暫時混入濾波器的通頻帶中，也容易去除。
本領域中的普通技術人員應當理解根據設計需求和其它因素，可出現各種修改、組合、子組合和變形，它們都落入權利要求書或其等同物的 范圍內。
權利要求
1. 一種電荷域電路，包括第一信號輸出部，其輸出以指定的時間間隔采樣的第一信號；第二信號輸出部，其輸出以與所述第一信號相同的時間間隔且在不同時間處采樣的第二信號；以及加法部，其將所述第一信號和所述第二信號加在一起并輸出結果，其中所述第二信號輸出部能夠從多個時間中選擇對所述第二信號進行采樣的時間。
2. 根據權利要求l所述的電荷域電路，進一步包括 時鐘信號生成部，其生成輸入到所述第二信號輸出部的多個時鐘信號，其中所述第二信號輸出部能夠通過選擇并輸入由所述時鐘信號生成 部生成的所述時鐘信號，來選擇對所述第二信號進行采樣的時間。
3. 根據權利要求l所述的電荷域電路， 其中指定的時間間隔可變化。
全文摘要
一種電荷域濾波電路，該電路包括第一信號輸出部、第二信號輸出部和加法部。第一信號輸出部輸出以特定的時間間隔采樣的第一信號。第二信號輸出部輸出以與第一信號相同的時間間隔且在不同時間處采樣的第二信號。加法部將第一信號和第二信號加在一起并輸出結果。第二信號輸出部能夠從多個時間中選擇對第二信號進行采樣的時間。
文檔編號H03H7/12GK101447773SQ200810177699
公開日2009年6月3日 申請日期2008年11月24日 優先權日2007年11月26日
發明者吉澤淳, 飯田幸生 申請人:索尼株式會社