專利名稱：頻率合成器的制作方法
技術領域：
本發明涉及能夠得到所希望的頻率的振蕩輸出的頻率合成器。
背景技術：
作為一種標準信號發生器，存在應用PLL(Phase Locked Loop:鎖 相環)的頻率合成器。如圖12所示，頻率合成器利用分頻器202將電 壓控制振蕩器201分頻至1/N，將其分頻輸出輸入相位比較器203的一 個輸入端，并利用分頻器200將作為基準信號發生器的例如水晶振蕩 器204的振蕩輸出分頻至1/M，將其分頻輸出輸入相位比較器203的 另一個輸入端，經過環路濾波器205將比較信號反饋到電壓控制振蕩 器201，由此構成PLL (例如專利文獻1)。當PLL鎖定時，因為電壓 控制振蕩器201的振蕩輸出的頻率^co和水晶振蕩器204的振蕩輸出 的頻率fO為fvco/N二fO/M的關系，所以fvco- (N/M) f0。分頻器202 由可編程計數器構成，能夠從外部利用數字數據設定分頻比N，因此 能夠自由地設定頻率fvco。
作為頻率合成器的應用，例如用作移動站中的站振蕩部。即，因 為在基站中將規定的頻帶分配給移動站，所以在移動站一側，需要生 成被分配的頻帶的振蕩輸出，因此，需要使站振蕩部具有能夠調整頻 率的功能。并且，也被用于無線通信設備的試驗用信號源和播放設備 等中。
這樣，例如在通信領域中應用頻率合成器的情況下，為了避免與 其它頻道的干擾，要求噪聲少，又因為電波過密，所以希望能夠盡可 能精細地設定頻率。為了精細地設定頻率，使上述分頻比N較大即可， 但是如果太大，則在環路中發生的延遲變長，噪聲變大，實際上N的 上限為1000左右。
因此，為了便于說明，例如當設計能夠以1Hz單位調整1000MHz 左右的頻率的頻率合成器時，需要使圖12的裝置多段化。g卩，當令N的上限為1000時，通過令輸入相位比較器的基準信號的頻率(M/fO)
為lMHz，能夠制作能夠以lMHz的刻度(精度)設定的lMHz 1000MHz的頻率合成器。同樣地通過令基準信號的頻率為lkHz，制作 能夠以lkHz的刻度設定的lkHz lMHz的頻率合成器，同樣地通過 令基準信號的頻率為lHz，制作能夠以1Hz的刻度設定的1Hz lkHz 的頻率合成器。然后，通過階段地合成各頻率合成器，能夠得到能夠 以1Hz的刻度設定到1000MHz為止的頻率合成器。
但是當采用上述方式時，必須針對合成頻率的各合成電路組合 PLL，存在電路結構復雜，部件數量增多，噪聲變多的問題。
于是，本發明者通過采用與現有的頻率合成器相比原理完全不同 的新結構，開發在寬頻帶中能夠精細地設定頻率的新方式的頻率合成 器，但是考慮到頻率的引入范圍窄，電壓控制振蕩部的制品的偏差和 溫度特性等，存在不能夠可靠地進行該引入的問題，為了實用化必須 克服這個問題。并且，該頻率合成器由模擬電路和數字電路構成，還 存在必須抑制數字/模擬變換部內的大量的切換元件的同時切換產生的 噪聲這樣的問題。
專利文獻1:日本特開平2004-274673號公報
發明內容
本發明為一種頻率合成器，通過采用與現有的頻率合成器相比原 理完全不同的新結構，在寬頻帶中能夠精細地設定頻率，并能夠得到 低噪聲的頻率信號，本發明的目的在于提供能夠使頻率的引入范圍較 寬的技術，和能夠抑制數字/模擬變換部內的大量的切換元件的同時切 換產生的噪聲的技術。
本發明的頻率合成器的特征在于，包括
振蕩輸出與被供給的電壓對應的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩
部；
按照電壓控制振蕩部的設定頻率將上述頻率信號分頻為1/N(N為 整數)的分頻單元；
根據基準時鐘信號對與上述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相 當的頻率的正弦波信號進行取樣，將其取樣值作為數字信號輸出的模擬/數字變換部；
矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數字變換部的輸出信號對應 的頻率信號，利用頻率為 0/2兀的正弦波信號的數字信號進行正交檢
波，取出對以與該頻率信號的頻率和co0/2ti的頻率差相當的頻率旋轉 的矢量進行復數表示時的實數部分和虛數部分；
對上述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的上述矢量的頻
率進行計算的參數輸出部；
取出上述矢量的頻率與由上述參數輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；
對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應的電壓信號進行積 分，經數字/模擬變換部作為控制電壓反饋到上述電壓控制振蕩部的單 元；禾口
頻率引入單元，其在裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩 部的輸出頻率過小而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間， 通過積分電路部對第一常數進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電 壓，并且在PLL被鎖定后，當設定頻率和來自電壓控制振蕩部的輸出 頻率的頻率差從預先設定的第二范圍偏離時，通過積分電路部對第二 常數進行積分，在該頻率差位于預先設定的第一范圍內后，停止上述 積分電路部的積分動作，其中，
上述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電 壓、和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值，
由電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將上述電壓信號反饋到電壓 控制振蕩部的單元形成PLL，當PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸 出頻率被調整為設定頻率。
上述第一范圍例如位于上述第二范圍內并且比第二范圍窄。此外， 上述頻率引入單元當裝置開始運行時，在通過對第一常數進行積分， 使得來自電壓控制振蕩部的輸出頻率上升，從頻率差取出單元得到電 壓信號后，也可以代替該第一常數，對由上述頻率差取出單元取出的 頻率差進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓。
進一步，而且上述頻率引入單元也可以構成為，在利用積分電路 部對第一常數進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓后，在由于設定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差已變小而從頻率 差取出單元輸出電壓信號后，利用上述積分電路部對該電壓信號進行 積分，以大于上述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信 號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出。
其它發明的頻率合成器的特征在于，包括
振蕩輸出與被供給的電壓對應的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩
部；
按照電壓控制振蕩部的設定頻率將上述頻率信號分頻為1/N(N為 整數)的分頻單元；
根據基準時鐘信號對與上述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相
當的頻率的正弦波信號進行取樣，將其取樣值作為數字信號輸出的模
擬/數字變換部；
矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數字變換部的輸出信號對應 的頻率信號，利用頻率為co0/2兀的正弦波信號的數字信號進行正交檢 波，取出對以與該頻率信號的頻率和co0/2兀的頻率差相當的頻率旋轉 的矢量進行復數表示時的實數部分和虛數部分；
對上述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的上述矢量的頻 率進行計算的參數輸出部；
取出上述矢量的頻率與由上述參數輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；
對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應的電壓信號進行積
分，經數字/模擬變換部作為控制電壓反饋到上述電壓控制振蕩部的單
元；禾口
頻率引入單元，其中，
上述頻率引入單元，
(A) 當裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小 且設定頻率與該輸出頻率的頻率差過大，不能夠從頻率差取出單元得 到電壓信號的期間，通過積分電路部對第一常數進行積分，輸出電壓 控制振蕩部的控制電壓，
(B) 在從頻率差取出單元輸出電壓信號后，通過上述積分電路部對該 電壓信號進行積分，以大于上述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，
(C) 在設定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差位于預先 設定的范圍內后，停止上述積分電路部的積分動作，令來自上述頻率 引入單元的控制電壓為固定值，
(D) 為了減少反饋單元中的數字/模擬變換部的同時切換，降低尖峰
脈沖噪聲(glitch noise)，上述固定值被設定為，在上述頻率引入單元 中的數字/模擬變換部能夠設定的控制電壓中，相比于輸出頻率最接近 設定頻率的控制電壓，僅偏離與能夠調整的頻率刻度的整數倍對應的 量的值，
由上述電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將上述電壓信號反饋到 電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當PLL被鎖定時電壓控制振蕩 部的輸出頻率被調整為設定頻率，
上述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電壓 和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值。
上述分頻單元也包括N-1的情況，在此情況下在實際的裝置中不 使用分頻器，電壓控制振蕩部的輸出端和模擬/數字變換部的輸入端之 間的導電路徑相對于本發明中所說的分頻單元。這樣，在本發明中， 為了使得容易理解權利要求的范圍的記載，即使在N—的情況下，也 記載有分頻單元的結構。
為了令電壓控制振蕩部的控制電壓為來自上述反饋單元的控制電 壓和來自上述頻率引入單元的控制電壓的相加值，能夠采用設置有用 于將來自上述反饋單元的控制電壓和來自上述頻率引入單元的控制電 壓相加后供向電壓控制振蕩部的耦合器的結構。
或者，上述電壓控制振蕩部也可以采用設置有分別被輸入來自上 述反饋單元的控制電壓和來自上述頻率引入單元的控制電壓的端口的 結構。
列舉本發明的更具體的實施方式的一個例子，設置有輸出用于驅
動電壓控制振蕩部的電壓的電壓輸出部，
設置有輸出用于驅動電壓控制振蕩部的電壓的電壓輸出部， 將上述電壓信號反饋到電壓控制振蕩部的單元包括設置在頻率
差取出單元的后段的具有積分功能的環路濾波器，和從來自上述電壓輸出部的輸出電壓減去該環路濾波器的輸出電壓后供向電壓控制振蕩 部的單元。
作為本發明的優選實施方式能夠列舉以下例子，例如上述參數輸 出部，在用N除電壓控制振蕩部的輸出頻率的設定值時，對成為與在 模擬/數字變換部中使用的基準時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使 用的co0/2兀之差最接近的頻率的N的值進行計算，分頻單元利用該值 對來自電壓控制振蕩部的頻率信號進行分頻。
進一步說明本發明的優選實施方式，上述參數輸出部對用于粗調
整的頻率刻度fa的整數倍的頻率中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率 成為設定值時的上述矢量的頻率最接近的頻率n，fa (n為整數)，以 及比上述頻率刻度fa更小的用于微調整的頻率刻度fb的整數倍的頻率 中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的上述矢量的頻率 和上述頻率n.fa之差最接近的頻率m'fb (m為整數)進行計算，
上述頻率差取出單元包括在通過上述矢量取出單元得到的上述 矢量上乘上以頻率n ，fa逆旋轉的逆矢量，取出從上述矢量的頻率減去 逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量的單元；從該微速矢量的各取 樣時的實數部分和虛數部分的值求取上述微速矢量的頻率的微速矢量 的微速檢測單元；和輸出與由該微速檢測單元檢測出的微速矢量的頻 率和頻率m fb之差相當的信號的單元。
在此情況下，微速矢量的頻率優選低到能夠將表示矢量的復數平 面上的相位0看作sin0，通過近似計算能夠求取該頻率的程度。
此外，微速矢量的微速檢測單元能夠形成為包括以下單元的結構， 該單元計算由某個取樣時的微速矢量的實數部分和虛數部分決定的復
數平面上的位置、與由下一個取樣時的微速矢量的實數部分和虛數部 分決定的復數平面上的位置的距離，并將計算值看作當兩個取樣時的 微速矢量的相位差。
將相當于頻率差的電壓信號反饋到上述電壓控制振蕩部的單元例 如包括將與微速矢量的頻率和頻率m fb之差相當的信號進行累積的 單元。
此外，逆矢量能夠通過沿旋轉方向依次排列有規定復數平面上的 逆矢量的位置的實數部分和虛數部分的組的數據表、以及利用與逆矢量的旋轉方向和頻率對應的增量(increment)數或減量(decrement) 數產生上述數據表的地址的單元而生成。
本發明的頻率合成器為與如現有技術那樣頻率的調整單位(能夠 以多大的刻度調整頻率)依靠分頻器的分頻比的方法完全不同的方法。 即，
X.對電壓控制振蕩部的輸出頻率的正弦波信號進行正交檢波，制作 以與檢波中使用的頻率信號的頻率的差分的頻率(速度)旋轉的矢量，
Y.預先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的矢量的頻 率，
Z.在驅動電壓控制振蕩部時將與矢量的頻率和上述計算出的頻率的 差分相當的電壓信號反饋到電壓控制振蕩部，以使得該差分成為零的 方式形成PLL。
因此，當PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調整為設 定頻率，但是因為只預先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值 時的矢量的頻率，而且可以說雖然是1段PLL，但是能夠設定輸出頻 率，所以能夠噪聲小且在寬頻帶中精細地設定頻率。例如能夠以例如 1Hz單位或其以下的單位設定幾百MHz的電壓控制振蕩器，能夠得到 極其劃時代的頻率合成器。
而且，在本發明中，在來自電壓控制振蕩部的輸出頻率較小且相 對設定頻率存在大的間隔的期間，通過由積分電路部對第一常數進行 積分后作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，提高上述輸出頻率，在 兩者的差幾乎消失后，停止積分，之后在兩者的間隔變大后由積分電 路部對第二常數進行積分，因此頻率的引入范圍寬，即使電壓控制振 蕩部的頻率存在偏差，或由于溫度特性等使頻率發生變化，也能夠進 行頻率的引入，從而能夠穩定地動作。
此外，在第二發明中，因為在微調整用的反饋單元的數字/模擬變 換部中在中心值附近進行切換的概率變低，所以同時進行切換的切換 元件數變少，能夠達到降低尖峰脈沖噪聲的目的。
圖1是表示本發明的頻率合成器的基本結構的框圖。20
圖2是表示本發明的頻率合成器的實施方式的框圖。
圖3是表示在上述實施方式中使用的載波除去器(carrier remove)
的結構圖。
圖4是表示通過載波除去器得到的矢量的說明圖。
圖5是表示逆矢量乘法部的結構的結構圖。
圖6是表示用于在參數發生部中產生逆矢量的數據表的說明圖。
圖7是表示利用頻率差取出單元使通過載波除去器得到的矢量與
逆矢量相乘的狀態的說明圖。
圖8是表示在相前后的時刻取樣的矢量的相位差的說明圖。
圖9是表示圖1的框圖中的相位差的累積加法部的結構圖。
圖IO是表示圖1的框圖中的環路濾波器的結構圖。
圖11是表示上述實施方式的作用的流程圖。
圖12是表示上述實施方式的作用的時序圖。
圖13是表示電壓控制振蕩部的其它例子的電路圖。
圖14是表示D/A變換器的結構例的電路圖。
圖15是表示通過在頻率引入單元的輸出上施加偏壓(offset),使
本來的反饋單元中的D/A變換器的輸出的中心值偏離的狀態的說明圖。
圖16是表示現有的頻率合成器的結構的框圖。
具體實施例方式
本發明的頻率合成器根據新原理進行動作，首先參照圖1簡單地 對本發明的動作原理進行概略的說明。在圖1中，1是作為電壓控制振 蕩部的電壓控制振蕩器，從電壓輸出部11經第一加法部12輸出與供 給電壓對應的頻率的為矩形波的頻率信號。來自電壓控制振蕩器1的 頻率信號被分頻單元2分頻至1/N (N是整數)，進一步被變換為正弦 波，被變換成數字信號，這里僅限于對由矢量取出單元20取出以與上 述頻率信號的頻率對應的頻率(速度)旋轉的矢量的情況進行說明。
矢量取出單元20的后段的頻率差取出單元30取出上述矢量的頻 率、和電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設定頻率時的矢量的頻率fr 的差。作為取出頻率差的方法，例如能夠列舉以下方法制作在與旋轉方向相反的方向上以頻率fr旋轉的逆矢量，該旋轉方向為當電壓控 制振蕩器l的輸出頻率成為設定頻率時由矢量取出單元20取出的矢量 的旋轉方向，將上述矢量和逆矢量相乘而取出其頻率差。
此外，也可以利用逆矢量使矢量的頻率某種程度地降低，利用近 似數學式檢測余下的頻率差分例如矢量的速度。列舉將這種例子更具
體化的例子，將使矢量的頻率與fr一致的調整(由頻率差取出單元30
取出頻率差的調整工序)分成粗調整和微調整。而且預先計算在用于
粗調整的頻率刻度fa的整數倍的頻率中，與電壓控制振蕩器1的輸出 頻率成為設定值時的上述矢量的頻率最接近的頻率n fa (n是整數)， 將以頻率n ，fa逆旋轉的逆矢量與上述矢量相乘，取出從上述矢量的頻 率減去逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量。然后計算在比上述頻 率刻度fa小的用于微調整的頻率刻度fb的整數倍中，與fr和上述頻率 n fa之差最接近的頻率m fb (m是整數)，取出上述微速矢量的頻 率和頻率m fb之差，這樣求取通過矢量取出單元得到的矢量的頻率 和fr之差。
在未圖示的參數輸出部中進行以上的一連串計算。而且，在這樣 將取出頻率差的調整工序分為粗調整和微調整的情況下，具有當矢量 的頻率到達fr附近時能夠得到正確的頻率差的優點、和頻率的檢測的 計算變得簡單的優點等。這方面通過后述的圖2的具體例將變得很清 楚。
而且，與由頻率差取出單元30取出的頻率差對應的電壓被作為反 饋單元的一部分的積分單元40進行積分，并被供向電壓控制振蕩器1 的輸入側。從而，圖1的環路形成PLL，當上述頻率差為零時PLL被 鎖定，電壓控制振蕩器1的輸出頻率被鎖定在設定頻率上。
但是，當上述頻率差較大時， 一般而言，因為不能夠得到使進行 數字處理的矢量取出單元20和頻率差取出單元30等動作的足夠的電 壓，所以換言之，因為電壓控制振蕩器1的輸出頻率較小，所以不能 夠得到供向電壓控制振蕩器l的控制電壓。因此，在運行開始的初期， 從頻率引入單元100內的積分電路部產生控制電壓，提高電壓控制振 蕩器l的輸出頻率。然后，在進入PLL的控制范圍內后，停止頻率引 入單元100內的積分電路部的積分動作。更具體而言，首先當電壓控制振蕩器1啟動時，控制電壓從頻率 引入單元100例如經耦合器11被供向電壓控制振蕩器1，并逐漸增大 該控制電壓。與此相隨，電壓控制振蕩器1的輸出頻率上升，矢量取
出單元20和頻率差取出單元30開始發揮作用，由矢量取出單元20取 出的矢量的頻率變高。而且當該頻率進入PLL的控制范圍時，預先計 算出的、電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設定頻率時的矢量的頻率 fr，和由矢量取出單元20取出的矢量的頻率之差(頻率差)變小。
于是，停止來自頻率引入單元100的控制電壓的上升并令其為固 定值，并且對與上述頻率差對應的電壓進行積分，作為控制電壓供給 到電壓控制振蕩器1。結果，電壓控制振蕩器1的輸出頻率的上升率也 變小，上述頻率差的積分值的上升率也逐漸變小。因此，電壓控制振 蕩器1的輸出頻率的上升方式變得更加緩慢，與此相隨，與上述頻率 差對應的電壓的積分值的上升的方式變得更加緩慢。不久上述輸出頻 率穩定在設定頻率上，PLL環路被鎖定。
但是，該頻率合成器在原理上不一定需要頻率引入單元100，如果 在數字處理部分中即使當上述頻率差較大時也輸出與其對應的電壓， 則以下述方式動作。即，因為當開始運行時，與由頻率差取出單元30 取出的頻率差對應的電壓較大，該電壓被積分并作為電壓控制振蕩器1 的控制電壓被供給，所以輸出頻率上升。此后，如上所述那樣PLL環 路被鎖定。
實際上，因為只要按照設定頻率的大小選擇分頻比即可，所以通 過導入稱為矢量的構思，這樣雖然是1段PLL，但是能夠在寬頻帶中 進行精細的頻率設定。
以下，利用圖2之后的圖對將使本發明的頻率合成器具體化后的 例子進行說明。
依次對設置在電壓控制振蕩器1的后段的單元進行說明，2是例如 由可編程計數器構成的分頻器，該分頻器2的分頻比N (N是整數) 由后述的參數輸出部決定。在分頻器2的后段，作為用于將作為來自 分頻器2的頻率信號的矩形波信號變換成正弦波信號的單元設置有低 通濾波器21。
3是A/D (模擬/數字)變換器，根據來自基準時鐘發生部31的時鐘信號對作為來自低通濾波器21的頻率信號的正弦波信號進行取樣， 將取樣值作為數字信號輸出。基準時鐘發生部31，為了對上述頻率信 號進行取樣，輸出頻率穩定度極高的作為頻率信號的時鐘信號。
利用在A/D變換器3中得到的數字信號而特定的高頻信號除了包 含基波以外，還包含高次諧波。即在對具有高次諧波畸變的正弦波進 行取樣的情況下，高次諧波成分受到折回的影響，根據情況還能夠估 計在頻譜的頻率軸上基波頻率和高次諧波的頻率重疊的情況。因此需 要避免這種重疊，之后需要取出與電壓控制振蕩器1的輸出頻率正確 地對應的矢量。
一般而言，在以頻率fs的時鐘信號對頻率fl的正弦波信號進行取 樣的情況下，取入結果的頻率f2由數學式(1)表示。其中mod (，) 表示modulo函數。
G叫mod (fl+fs/2， fs) -fs/2| (1)
因為在該取入結果中，n次諧波的頻率相對于基波頻率被表示為nx (基波頻率)，所以如果令它為G并代入上述(1)式，則能夠計算高 次諧波作為怎樣的頻率被取入。通過利用該計算，能夠設定來自分頻 器2的高頻信號的頻率fc和取樣頻率(時鐘信號的頻率)fs，使得基 波的頻率與高次諧波的頻率不重疊合，例如以使得矢量停止時的fc成 為36MHz的方式設定分頻比N，將fs設定在40MHz。在此情況下， 以來自A/D變換器3的為數字信號的輸出信號特定的頻率信號的基波 成為4MHz的正弦波。而且，如果令fc/fs為9/10，則基波的頻率和高 次諧波的頻率不重合，但是fc/fs的值不限定于此。
在A/D變換器3的后段，設置有載波除去器4。該載波除去器4 利用頻率為co0t/2兀(角速度為co0t)的正弦波信號對通過來自A/D變 換器3的數字信號而被特定的正弦波信號進行正交檢波，與取出以通 過A/D變換器3的數字信號而被特定的頻率信號的頻率和用于檢波的 正弦波信號的頻率的差的頻率旋轉的矢量的單元相當，更詳細而言， 與取出復數表示該矢量時的實數部分和虛數部分的單元相當。
對載波除去器4進行詳細的說明，如圖3所示，載波除去器4設 置有在上述正弦波信號上乘上cos (co0t)的乘法部41a和在上述正 弦波信號上乘上-sin(coOt)的乘法部41b;以及分別設置在乘法部41a、41b的后段的低通濾波器42a和42b。從而，當令由A/D變換器3得到 的正弦波信號為Acos (co0t+e)時，乘法部41a的輸出和乘法部41b的 輸出分別由數學式(2)和數學式(3)表示。 A cos (co0t+e) cos (co0t) =1/2 Acos9+l/2{ cos (2co0t) cos0+sin (2co0t) si, (2)
Acos (coOt+e) -sin (coOt) =1/2 Asin6-l/2{ sin (2co0t) cos6+cos (2co0t) sin9} (3)
于是，因為通過分別使乘法部41a的輸出和乘法部41b的輸出通 過低通濾波器42a和42b，除去2co0t的頻率信號，所以結果從低通濾 波器42a、 42b分別取出1/2 Acos6和1/2 Asin0。低通濾波器42a、 42b中的實際的數字處理，針對從乘法部41a、 41b輸出的時間序列數 據，計算連續的多個數據例如6個數據的移動平均。
以上，當由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率和用于正交檢 波的正弦波信號的頻率相等時，在輸出中不包含時間函數，因此由載 波除去器4得到的矢量停止。另一方面，當由Acos (co0t+e)表示的正 弦波信號的頻率發生變化時，Acos (co0t+e)成為Acos (co0t+e+colt) 從而，1/2 AcosG成為1/2 Acos (9+colt)， 1/2 Asin0成為1/2 Asin (e+。lt)。即，從低通濾波器42a、42b得到的輸出是與正弦波信號[Acos (co0t+e)]的頻率的變化量(colt)對應的信號，即是復數表示以差分 (colt/2兀)的速度旋轉的矢量時的實數部分(I)和虛數部分(Q)，其 中，該差分(colt/2兀)為由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率和 用于正交檢波的正弦波信號的頻率的差分(colt/2兀)。而且，因為在本 說明書沒有必要分開使用頻率和角速度，所以存在將兩者混在一起使 用的情況。
圖4是表示矢量V的圖，該矢量V的長度為A，旋轉速度為colt (=小)(頻率為colt/2兀)。在此例子中，用于正交檢波的頻率為4MHz， 如果由A/D變換器3得到的正弦波信號的頻率為4HMz，則矢量的旋 轉速度為零，但是如果從4HMz偏離，則以與該偏離的頻率差對應的 頻率(旋轉速度)旋轉。
在載波除去器4的后段設置有逆矢量乘法部5。該逆矢量乘法部5在由載波除去器4得到的矢量V上乘上由參數輸出部6制作的逆矢量 V'。直觀而言，該乘法使矢量V的速度減少逆矢量V'的速度的量，換 言之，得到以矢量V的頻率和逆矢量V'的頻率的差旋轉的矢量。
對逆矢量乘法部5中的計算進行說明，載波除去器4和逆矢量乘 法部5通過計算機的計算而被執行，在計算的取樣中，當令某個時刻 的取樣例如第n次的矢量V的取樣值為I (n) +JQ (n)時，第n次的 逆矢量V'的取樣值為I' (n) +JQ' (n)。將這兩個矢量相乘后得到的矢 量I+jQ為{1 (n) +JQ (n) }x{I' (n) +JQ' (n) }。對該數學式進行整 理后，成為數學式(4)。 I+jQ={I (n) I' (n) -Q (n) Q' (n) } +
j{ I (n) Q' (n) +1' (n) Q (n) } (4)
圖5表示逆矢量乘法部5的結構，進行數學式(4)的計算。 當產生逆矢量V'時，實際上以復數平面上的矢量逆旋轉的方式令 該矢量的實數部分和虛數部分的值即逆矢量V'的相位為(t)'時，產生 cos(()'和sin小'的值。圖6表示矢量的cos小'和sinf的對沿矢量的旋轉方向 被依次排列后的I/Q表60，參數輸出部6在此例子中設置有上述I/Q 表60，以按照被指示的電壓控制振蕩器1的設定頻率決定的增量數或 減量數，讀出I/Q表60的地址，輸出到逆矢量乘法部5。例如通過從O 地址到k地址根據時鐘的讀出的定時每次1個地讀出地址，矢量V以 某個速度旋轉，當令增量數為2每隔1個地讀出地址時，矢量的速度 增加一倍。能夠根據由載波除去器4取出的矢量V的旋轉方向決定是 增量地讀出還是減量地讀出。這樣，能夠生成相對矢量V逆旋轉的逆 矢量V'。
關于圖2中的至此為止的框，對具體的一連串的計算進行說明。 當令電壓控制振蕩器1的輸出頻率為fVco時，被分頻器2分頻后的頻 率為fvco/N。在A/D變換部3中，因為頻率通過fs的時鐘信號被取樣， 所以利用由A/D變換部3得到的數字信號而特定的頻率信號的頻率成 為fs-(fvco/N)。因為在此例中fs為40MHz，所以成為40MHz-(fVco/N)。 而且因為用于載波除去器4的檢波的正弦波信號的頻率(co0t/2;:)為 4MHz，所以從載波除去器4取出的矢量V的頻率成為40MHz-(fVco/N)-4MHz。
可是，在本發明中，以下述方式控制，即，當電壓控制振蕩器1 的輸出頻率^co成為設定頻率時矢量V的頻率和上述頻率fr的頻率差 成為0。如果(fVco/N)為36MHz，則因為矢量V停止(因為頻率為 零)，所以在此情況下，將逆矢量V'的頻率設定為零，PLL被鎖定，電 壓控制振蕩器1的輸出頻率fvco成為設定頻率。但是因為這種情況只 有l處(l點)，所以實際上從載波除去器4取出的矢量V以某個速度 旋轉。因此，需要產生用于使矢量V停止的逆矢量V'，因為通過軟件 進行一連串的計算，所以在設計上要求存儲用于產生逆矢量V'的數據 的存儲器容量盡可能小。
從該觀點出發，當令電壓控制振蕩器1的設定頻率為fset時，優 選fset/N盡可能接近36MHz，在此例子中，在參數輸出部6中，相對 由用戶設定的所希望的設定頻率fset，計算fset/N最接近36MHz的整 數，令該整數為分頻器2的分頻比N。這樣，用于停止從載波除去器4 取出的矢量V的逆矢量V'的頻率成為比4MHz小的值，能夠減少用于 產生逆矢量V'的數據量。
此處，列舉頻率的具體例，當令電壓控制振蕩器l的設定頻率fset 例如為520.0001MHz時，分頻比N例如為最接近fset/36MHz的整數時， N=14。這時，電壓控制振蕩器1的輸出頻率為設定頻率fset時的分頻 后的頻率為fset/14=37.1428642857143MHz。如上所述，當分頻后的頻 率為36MHz時，利用由A/D變換部3得到的數字值而特定的頻率信號 的頻率為40MHz-36MHz二4MHz，通過以4MHz的正弦波信號進行正交 檢波的載波除去器4得到的矢量V的頻率成為4MHz-4MHz=0，即矢 量V停止。因此，fset/14二37.1428642857143MHz的頻率信號在A/D變 換部3被數字化，該頻率信號被輸入載波除去器4后得到的矢量V的 頻率為37.1428642857143MHz -36MHz=1.1428642857143MHz。
通過將設定頻率輸入到頻率合成器，在使電壓控制振蕩器1動作 前在參數輸出部6中進行這種計算。并且，參數輸出部6參照未圖示 的存儲器，選擇能夠得到接近設定頻率的頻率的電壓值，由此，電壓 輸出部11的輸出電壓朝向該電壓值上升。然后，如果設定分頻比N為 14，并且設定逆矢量V'的頻率為1.1428642857143MHz，則電壓控制振蕩器l的輸出頻率fVco上升，直到由A/D變換部3得到的頻率信號的 頻率成為1.1428642857143MHz為止，不久當矢量V的頻率和逆矢量 V'的頻率一致時PLL被鎖定，fvco收斂于fset。
圖7是圖像地表示矢量V通過逆矢量V'被進行逆轉處理后停止的 狀態的圖。
但是，上述動作是僅依賴逆矢量V'使矢量V停止的方式的情況下 的動作，在此情況下，只需將與由逆矢量乘法部5得到的矢量的頻率 對應的信號輸入環路濾波器8即可。但是，在這種結構中用于產生逆 矢量V'的數據量變得相當多。因此，在圖2所示的實施方式中，利用 逆矢量V'將矢量V的頻率減速到某個程度，令剩余的減速由后段的相 位的時間差檢測部71、加法部72和相位差的累積加法部73的動作進 行。換言之，通過在逆矢量乘法部5中進行矢量V的頻率的粗調整， 在后段部位進行矢量V的微調整，使矢量V停止。
例如能夠以152.587890625Hz刻度設定進行矢量V的頻率的粗調 整的逆矢量V'的頻率。其理由是，在以40MHz對數據進行取樣的情況 下，當將逆矢量V'的相位的點(point)數設定在2的18次方時，40MHz/2 的18次方452.587890625Hz的緣故。即在參數輸出部6中，最小粗調 頻率(頻率刻度fa)為152.587890625Hz，計算使頻率刻度fa為多少 倍才最接近上述矢量V的頻率1142864.2857143Hz (1.1428642857143 MHz)。
最接近1142864.2857143Hz/152.587890625Hz的整數為74卯，參數 輸出部6通過求取該整數，求取與電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為 設定值時的上述矢量V的頻率最接近的頻率n fa (n是整數) =7490 152.587890625Hz=1142883.30078125Hz。
然后，參數輸出部6進行下一次計算。首先從矢量V的頻率減去 被逆矢量V'調整的頻率，求得142864.2857143Hz-1142883.30078125Hz =19.0150669664145Hz。
進一步，對比粗調整用的上述頻率刻度fa小的用于微調整的頻率 刻度fb的整數倍中的、與電壓控制振蕩器1的輸出頻率成為設定值時 的上述矢量V的頻率和上述頻率n fa的差19.0150669664145Hz最接 近的頻率m.fb (m是整數)進行計算，其中，在本例中fb為頻率刻度lHz。因為fb為lHz，所以m為19，由逆矢量乘法部5的后段的部 分進行19Hz量的調整。而且，這里所謂的粗調整和微調整這種術語與 作為該新方式的頻率合成器的改良部分的反饋單元中的粗調整和微調 整不同。
回到圖2， 7是減法處理部，71是低通濾波器，71是相位的時間 差檢測部，72是第二加法部，73是相位差的累積加法部，8是環路濾 波器，80是D/A (數字/模擬)變換部。
因為逆矢量V'使矢量V的旋轉減速，所以能夠以簡單的近似數學 式求取矢量V的頻率(速度)。如圖8所示，在復數平面上，如果矢量 V的頻率與取樣頻率相比足夠小且能夠看作e=sine，則通過第(n-l) 次取樣求得的矢量V (n-l)和通過第n次取樣求得的矢量V (n) =V (n-l) +么丫形成的角度厶())、即兩次取樣時的矢量V的相位差A())能夠 看作AV的長度。
對求取AV的近似數學式進行說明，首先以數學式(5)表示相位 差A())。其中，imag是虛數部分，conj{V (n))是V (n)的共軛矢量， K是常數。
△<1)=K imag[AV conj( V (n) }] (5)
此處，關于I值(矢量V的實數部分)和Q值(矢量V的虛數部 分)，如果令與第n次取樣對應的值分別為I (n)和Q (n)，則AV和 Conj{V (n) }以復數表示時，分別由數學式(6)和數學式(7)表示。
AV=AI+jAQ (6)
conj(V (n) }=1 (n) -jQ (n) (7)
其中，AI為I (n) -I (n-l)， AQ為Q (n) -Q (n-l)。將數學式(6) 和數學式(7)代入數學式(5)中進行整理，A(()由數學式(8)表示。
A—AQ I (n) -AI Q (n) (8)
上述相位的時間差檢測部71具有如上所述那樣使用近似數學式求 取A())的功能。因為該A())是與被逆矢量乘法部5減速后的矢量V的頻 率對應的值，所以相位的時間差檢測部71能夠稱為輸出被減速后的矢 量V的頻率的單元(微速矢量檢測單元)。
此外，如果求得矢量V (n-l)和矢量V (n)，則求取它們之間的 角度A())的方法能夠使用種種數學方法，只不過作為一個例子列舉了數學式(5)的近似數學式。作為該數學式，也可以使用作為連接中點與
原點的矢量VO的(V (n)和V (n-l) }/2，其中，該中點為連結V (n) 和V (n-l)的各終點的線的中點，在數學式(5)中代替V (n)代入 該矢量V0。這種數學式(5)能夠近似的理由是，能夠將VO和AV看 作相互正交，因此能夠將AV的長度看作相當于將V0當作實軸時的AV 的虛數值。
另一方面，因為參數輸出部6通過計算求得作為矢量V的頻率微 調整量的19Hz的值，所以在加法部72使由相位的時間差檢測部71檢 測出的矢量V的頻率和微調整量19Hz相對照，矢量V的頻率和微調 整量19Hz的差分被取出，并被輸入相位差的累積加法部73。而且， 來自相位差的累積加法部73的輸出值被輸入環路濾波器8。
本發明如圖1所示那樣進行使矢量V停止的處理，該處理在圖2 的例子中分為譬如進行逆轉的粗略的停止處理和正確地停止微速的矢 量V的處理，由相位的時間差檢測部71和加法部72負責后半部分的 處理。逆矢量乘法部5、相位的時間差檢測部71和第二加法部72相當 于頻率差取出單元。而且，在此例子中，當電壓控制振蕩器1的輸出 頻率比設定頻率低時，即當旋轉矢量的頻率比設定頻率低時，因為相 位的時間差檢測部71的輸出被以負值輸出，所以設置有在該輸出上乘 上-1的乘法部711。
如圖9所示，相位差的累積加法部73構成為，在寄存器73a中保 持某個取樣時的輸入值，在下一次取樣時輸出保持至此的值并將該值 送回到加法器73b與輸入值相加，將該加法值輸入寄存器73a。
此外，環路濾波器8與圖1的積分單元相當，如圖10所示那樣構 成為，在累積加法部8a對輸入值進行累積相加，并在加法部8b將輸 入值加在該累積加法值上。該環路濾波器8的輸出電壓在D/A變換器 80中被形成為模擬電壓，通過耦合器11與來自后述的頻率引入單元的 D/A變換單元的輸出電壓相加并作為控制電壓輸入到電壓控制振蕩器 1。環路濾波器還具有抑制信號的變動，實現環路的穩定化的作用。
在此例子中，相位差的累積加法部73、環路濾波器8和D/A變換 器80相當于反饋單元。
從電壓控制振蕩部1經頻率差取出單元和環路濾波器8回到電壓控制振蕩部1的環路形成PLL。并且，從A/D變換器3到環路濾波器 8的各部位由FPGA等的數字處理裝置構成。
此處，本發明者經過對相位的時間差檢測部71的檢測值和低通濾 波器21的輸出電平的關系進行調查，掌握了當電壓控制振蕩器1的輸 出頻率從以設定頻率的點為中心的規定的頻率區域偏離時，低通濾波 器21的增益降低的情況。這樣，在電壓控制振蕩器1的頻率因溫度特 性等而在該范圍以上進行變化的情況下，因為控制系統不能夠跟上， 所以不能夠將頻率引入到設定頻率。并且，因為在裝置開始運行時控 制電壓沒有被輸入電壓控制振蕩部1中，所以需要提高控制電壓直到 頻率的引入范圍。
作為頻率引入單元100，設置有切換部101、積分電路部102、加 法部103和D/A變換器104。切換部101被切換到接點a、 b、 c中的任 一個，當被切換到a時相位的時間差檢測部71的輸出被導入積分電路 部102，當被切換到b時第二常數被導入積分電路部102，當被切換到 c時第一常數被導入積分電路部102。該第一常數和第二常數被從參數 輸出部6輸出，例如被設定為第二常數(接點b的設定值)比第一常 數(接點c的設定值)小。
積分電路部102構成為，以鎖存部102a鎖存在前一次取樣中得到 的值，并將該值和在這一次取樣中得到的值依次相加。此外，D/A變 換器104構成為，與D/A變換器80相比，數字側的位(bit)數變少， 相對輸入信號以較大的頻率刻度輸出。
通過動作控制部105進行切換部101的切換動作和積分電路部102 的積分/停止。動作控制單元105具有以下功能，其決定用于與設定頻 率相應地進行動作控制的閾值 的頻率，對電壓控制振蕩器1的輸出頻 率和輸入到相位的時間差檢測部71的載波電平進行檢測，按照檢測結 果和閾值控制切換部101和積分電路部102的動作。
動作控制單元105的動作在后述的作用說明中如圖11、圖12所示 那樣變得很明顯，此處對其功能作如下總結。 (A)在由于來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率過小且設定頻率和該輸 出頻率的頻率差過大，而不能夠從加法部72得到電壓信號的期間，將 切換部101設定在c并且導通積分電路部102，由積分電路部102對第一常數進行積分，
(B) 在由積分電路部102對第一常數進行積分，并輸出電壓控制振蕩 器1的控制電壓后，通過使得設定頻率和來自電壓控制振蕩器1的輸 出頻率的頻率差變小，在從相位的時間差檢測部71輸出電壓信號(該
電壓信號還不是有效)后，將切換部101設定在a處，并且為了對來 自加法部72的電壓信號進行積分而導通上述積分電路部102，
(C) 在設定頻率和來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率的頻率差變得更 小，為能夠從相位的時間差檢測部71得到相對該頻率差有效的電壓信 號的范圍內，并且在該頻率差收斂于預先設定的范圍內后，停止上述 積分電路部102的積分動作，
(D) 在停止上述積分電路部102的積分動作后，在能夠從相位的時間 差檢測部71得到有效的電壓信號的范圍內，并且在設定頻率和來自電 壓控制振蕩器1的輸出頻率的頻率差從預先設定的范圍偏離后，由積 分電路部102對第二常數進行積分，在該頻率差收斂到預先設定的范 圍內后，停止上述積分電路部102的積分動作。
接著，參照圖11和圖12，對圖2所示的實施方式的整體的動作進 行說明。現在，如在上述具體例中所列舉的那樣，令電壓控制振蕩器l 的設定頻率fset例如為520.0001MHz，并己從未圖示的輸入部將其輸 入(圖11的步驟Sl)。參數輸出部6設置有寫入有電壓控制振蕩器1 的設定頻率和供給電壓的關系的表，選擇該表中的最接近520.0001 MHz的設定頻率。
此外，如上所述那樣對作為最接近fset/36MHz的整數的分頻比 N=14、以及將得到設定頻率時的矢量V的頻率分為粗調整量和微調整 量時的各個量進行計算。在此情況下，對頻率的粗調整量即逆矢量的 頻率1142883.30078125Hz和輸入第二加法器72的作為微調整量的進 行逆轉處理后的矢量的頻率19Hz進行計算。
然后，作為與設定頻率相稱的值對在作為頻率引入單元的加法部 103中被進行加法運算的初期電壓進行計算，進一步清除積分電路部 102的積分值(步驟S2， S3)。當從輸入部輸入開始的指示時，上述初 期電壓在加法部103中被進行加法計算，電壓控制振蕩器1被起動， 但是在此時刻，因為輸出頻率低且與設定頻率的頻率差大，所以PLL環路不動作、即從加法部72不輸出電壓信號，過判斷步驟S4移至步
驟S5，切換部101被設定在接點c，第一常數在積分電路部102中被
進行積分。
此外，關于從載波除去器4至加法部72的計算，如已詳細述說的 那樣，在后面進行總結的說明。
上述積分的結果是，如圖12所示，電壓控制振蕩器1的輸出頻率 上升，在時刻U開始從加法部72輸出電壓信號。因此，經判斷步驟 S4移至步驟S6，但是在此階段即使從相位的時間差檢測部71輸出電 壓信號，也不是與輸出頻率對應的有效值。當能夠檢測出相位的時間 差檢測部71的輸入載波時，在步驟S7將切換部101切換到a。因此， 在該積分電路部102中來自相位的時間差檢測部71的電壓信號被進行 積分，該積分值經D/A變換器104被供向耦合器11 ，與來自D/A變換 器80的電壓相加后作為控制電壓被供向電壓控制振蕩部1。
這樣，電壓控制振蕩器1的輸出頻率上升，當進入相位的時間差 檢測部71的輸出值已被設定的閾值范圍(第一設定范圍)內時(時刻 t2)， PLL基本上被鎖定，移至步驟S8，將切換部101切換到b，停止 積分電路部102的積分動作。所謂第一設定范圍內是指，例如以設定 頻率為中心將引入頻率區域分割成幾等份，使分割值相對設定頻率區 域為加或減的區域。
在PLL被鎖定后，因為存在電壓控制振蕩器1的輸出頻率因溫度 特性等而發生變化的問題，所以動作控制部105在步驟S9中對D/A變 換器80的設定數字值是否處于某個閾值范圍(例如作為整個范圍的 1/6 5/6的范圍的第二設定范圍)內進行監視，如果從該范圍偏離，則 通過步驟S10開始積分電路部102的積分動作。由此，第二常數被積 分電路部102進行積分，第二常數在輸出頻率比設定頻率高時作為負 值被供向積分電路部102，而當輸出頻率比設定頻率低時作為正值被供 向積分電路部102。因此，例如當在時刻t3輸出頻率比第二范圍高時， 第二常數作為負值被供向積分電路部102，供向電壓控制振蕩器1的控 制電壓降低與第二常數的積分值相當的電壓，于是，輸出頻率降低， 在時刻t4位于第一范圍內后，積分電路部102停止，以后，來自D/A 變換器80的電壓作為控制電壓被供向電壓控制振蕩器1。接著，對從載波除去器4到加法部72的包括計算的作用進行說明。 在裝置起動時如果將電壓供向電壓控制振蕩器1，則輸出頻率信號且其 頻率上升。最初因為電壓控制振蕩器1的輸出頻率較低，所以由A/D
變換器3取出的頻率[40MHz-(輸出頻率/N)]較大，因此由載波除去 器4取出的矢量V的頻率為負的大值，因為在低通濾波器71中載波衰 減，所以從相位的時間差檢測部71不輸出電壓信號。當電壓控制振蕩 器1的輸出頻率上升到某個值時，從載波除去器4取出矢量V的計算 變得有效，矢量V的頻率(速度)開始下降。
在本說明中，如果將40MHz-(輸出頻率/N)的值比4MHz小時、 即輸出頻率/N比36MHz大時的矢量V的旋轉方向稱為正方向，則沿 負方向旋轉的矢量V的頻率變低。這時，作為逆矢量乘法部5的輸出 的、乘上逆旋轉量的矢量V的頻率也變低。因此，相位的時間差檢測 部71的輸出，在計算變得有效時，因為設定頻率和輸出頻率的差還很 大，所以成為大的值，但是逐漸變小(負的速度變小)，將上述輸出(相 位差)和頻率的微調整量相加后的第二加法部72的相加值也變小。
電壓控制振蕩器1的輸出頻率進一步上升，分頻后的頻率變為 36MHz，成為從載波除去器4取出的矢量V的速度停止的定時。此處， 令粗調整頻率為AF (n fa)，令微調整頻率為Af (m fb)，因為從載 波除去器4取出的矢量V的頻率還比頻率的調整量AF+Af小，且頻率 差(第二加法部72的輸出)為負值，所以矢量V的頻率上升。不久， 矢量V的頻率變得與上述頻率的調整量AF+Af相同。這樣，相位的時 間差檢測部71的輸出收斂在Af (在上述的具體例中為19Hz)處，第 二加法部72的輸出、即由頻率差取出單元取出的頻率差變為零。由此， PLL被鎖定，電壓控制振蕩器1的輸出頻率被鎖定在設定頻率 520.0001MHz處。而且，因為在本例中環路濾波器8具有完全積分功 能，所以收斂于正的直流電壓。此外，在模擬計算中，從使電壓控制 振蕩器1的動作開始直到PLL被鎖定為止的時間大約為150msec。
根據上述實施方式，在來自電壓控制振蕩器1的輸出頻率較小， 且相對設定頻率存在大的間隔的期間，通過由積分電路部102對第一 常數進行積分并作為電壓控制振蕩器1的控制電壓輸出，能夠提高上 述輸出頻率，在兩者的差幾乎消失后，停止積分，之后在兩者的間隔變大后由積分電路部102對第二常數進行積分，因此頻率的引入范圍 寬，即使在電壓控制振蕩器1的頻率上存在偏差，或由于溫度特性等 而使頻率發生變化，也能夠進行頻率的引入，從而得到穩定的動作
此外，本發明采用的頻率合成器本身的控制方法則具有以下效果。 取出以與電壓控制振蕩器1的輸出頻率對應的速度(頻率)旋轉的矢 量，然后取出該矢量的頻率和輸出頻率變為設定頻率時的矢量的頻率 的差分，反饋到電壓控制振蕩器1形成PLL，因此能夠低噪聲地在寬 頻帶中進行精細的頻率設定。而且，在取出頻率差時，利用以粗的頻 率設定逆旋轉的逆矢量使矢量速度下降，檢測出微速矢量的速度并將 該檢測值與預先計算的微調整量對照，取出差分。從而，能夠如上所 述那樣抑制數據量并通過簡單的計算檢測出矢量的頻率，從而能夠提 供存儲器的容量較小且計算的負荷較小的頻率合成器。
此外，作為分頻比N的決定方法，不限定于在以N除電壓控制振 蕩器1的輸出頻率的設定值時，以成為與在A/D變換器3中使用的基 準時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使用的co0/2;r之差最接近的頻 率的方式進行決定的方法。
此外，在本發明中，2個D/A換器單元80和104的各輸出相加后 得到的輸出成為電壓控制振蕩器1的控制電壓，但是作為此結構，也 可以代替如上述實施方式那樣設置耦合器11，而使用圖13所示的2個 端口型的電壓控制振蕩器12，將D/A變換器80的輸出和D/A變換器 104的輸出104分別輸入端口 12a和12b。
對本發明的其它實施方式進行說明。該實施方式在之前的實施方 式中，在將切換部101切換到a后，對PLL鎖定時的頻率引入單元中 的D/A變換器104施加僅幾位的量的偏壓(offset)。針對這一點進行 詳細的說明。
在反饋單元包括的D/A變換器80如圖14所示為梯形電阻形的情 況下，由于內部的切換元件的切換而發生尖峰脈沖噪聲，同時切換的 切換元件數越多，噪聲量增加越多。因此，在D/A變換器80的輸入值 橫切整個范圍的中心值的情況下，同時切換的切換元件數變得最大， 噪聲發生量也變得最大。所謂橫切整個范圍的中心值是指，在圖14所 示的8位用的情況下，例如從"01111111"切換到"10000000"時的情形。特別是如上述的實施方式那樣，在通過頻率引入單元(從切換部
101至D/A變換器104的部分)進行粗略的頻率的決定，并將例如PWM 控制編入D/A變換器80內進行細微的灰度等級表現的情況下，當將頻 率引入單元的D/A變換器104的設定值設定在中心附近時，存在D/A 變換器80在整個范圍的中心值附近高速地進行切換的概率變高的問 題。其中，所謂編入PWM控制是指，在每個取樣的定時輸出與作為 輸入值的數字值對應的占空比的脈沖串，使其平滑并作為控制電壓將 其輸出。然后，當由D/A變換器80進行細微的灰度等級表現時，因為 輸出變化較小，所以導致尖峰脈沖噪聲相對地變得很顯著。
圖15是表示電壓控制振蕩部1的控制電壓和輸出頻率的關系的特 性圖，黑圓點是以輸出頻率與設定頻率fs —致的方式鎖定PLL時的 D/A變換器80的輸出電壓。即，在此情況下，D/A變換器80被設定 為，內部的PWM信號的占空比為50%時能夠得到電壓Vs。因此，D/A 變換器80的整個范圍AD1的中心位于黑圓點的位置。
在本實施方式中，關于鎖定PLL時的頻率引入單元的D/A變換器 104，設定為在能夠設定的控制電壓中，相比輸出頻率最接近設定頻率 的控制電壓，僅偏離與能夠調整的頻率刻度的整數倍對應的量的值(施 加偏壓)。例如令與D/A變換器80的整個范圍對應的頻率可變量例如 為4.5MHz，并且頻率引入單元的D/A變換器104的每一位的頻率變化 量約為750kHz，經簡單計算，能夠使D/A變換器104最大偏置士3位 的量。
這樣，如圖15所示的那樣，因為D/A變換器80的整個范圍從AD1 變化到AD2，所以輸出頻率與設定頻率fs —致時的D/A變換器80的 輸出值從整個范圍的中心移位。結果，D/A變換器80在整個范圍的中 心值附近高速地進行切換的概率變低，能夠減少尖峰脈沖噪聲。
權利要求
1. 一種頻率合成器，其特征在于，包括振蕩輸出與被供給的電壓對應的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；按照電壓控制振蕩部的設定頻率將所述頻率信號分頻為1/N的分頻單元，其中，N為整數；根據基準時鐘信號對與所述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相當的頻率的正弦波信號進行取樣，將取樣值作為數字信號輸出的模擬/數字變換部；矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數字變換部的輸出信號對應的頻率信號，利用頻率為ω0/2π的正弦波信號的數字信號進行正交檢波，并取出對以與該頻率信號的頻率和ω0/2π的頻率差相當的頻率旋轉的矢量進行復數表示時的實數部分和虛數部分；對所述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的所述矢量的頻率進行計算的參數輸出部；取出所述矢量的頻率與由所述參數輸出部計算出的頻率的差分的頻率差取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應的電壓信號進行積分，經數字/模擬變換部作為控制電壓反饋到所述電壓控制振蕩部的單元；和頻率引入單元，其在裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間，對第一常數進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓，并且在PLL被鎖定后，當設定頻率和來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差從預先設定的第二范圍偏離時，對第二常數進行積分，在該頻率差位于預先設定的第一范圍內后，停止積分動作，其中，所述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自所述反饋單元的控制電壓、和來自所述頻率引入單元的控制電壓的相加值，通過電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將所述電壓信號反饋到電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調整為設定頻率。
2. 如權利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述第一范圍位于所述第二范圍內并且比第二范圍窄。
3. 如權利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述頻率引入單元在裝置開始運行時，在通過對第一常數進行積分使得來自電壓控制振蕩部的輸出頻率上升，從頻率差取出單元得到 電壓信號后，代替該第一常數，對由所述頻率差取出單元取出的頻率 差進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓。
4. 如權利要求1所述的頻率合成器，其特征在于 所述頻率引入單元構成為，在利用積分電路部對第一常數進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓后，在由于設定頻率與來自電壓 控制振蕩部的輸出頻率的頻率差己變小而從頻率差取出單元輸出電壓 信號后，利用所述積分電路部對該電壓信號進行積分，以大于所述反 饋單元的頻率刻度變換為模擬信號，將該模擬信號作為電壓控制振蕩 部的控制電壓輸出。
5. —種頻率合成器，其特征在于，包括振蕩輸出與被供給的電壓對應的頻率的頻率信號的電壓控制振蕩部；按照電壓控制振蕩部的設定頻率將所述頻率信號分頻為1/N的分 頻單元，其中，N為整數；根據基準時鐘信號對與所述電壓控制振蕩部的輸出頻率的1/N相 當的頻率的正弦波信號進行取樣，將取樣值作為數字信號輸出的模擬/ 數字變換部；矢量取出單元，其對于與來自該模擬/數字變換部的輸出信號對應的頻率信號，利用頻率為co0/2兀的正弦波信號的數字信號進行正交檢 波，對表示以與該頻率信號的頻率和co0/2ti的頻率差相當的頻率旋轉 的矢量進行取出復數時的實數部分和虛數部分；對所述電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的所述矢量的頻 率進行計算的參數輸出部；取出所述矢量的頻率與由所述參數輸出部計算出的頻率的差分的 頻率差取出單元；對與由該頻率差取出單元取出的頻率差對應的電壓信號進行積 分，經數字/模擬變換部作為控制電壓反饋到所述電壓控制振蕩部的單元；禾口頻率引入單元，其中， 所述頻率引入單元，(A) 當裝置開始運行時，在由于來自電壓控制振蕩部的輸出頻率過小 而不能夠從頻率差取出單元得到電壓信號的期間，通過積分電路部對 第一常數進行積分，輸出電壓控制振蕩部的控制電壓，(B) 在從頻率差取出單元輸出電壓信號后，通過所述積分電路部對該 電壓信號進行積分，以大于所述反饋單元的頻率刻度變換為模擬信號， 將該模擬信號作為電壓控制振蕩部的控制電壓輸出，(C) 在設定頻率與來自電壓控制振蕩部的輸出頻率的頻率差位于預先 設定的范圍內后，停止所述積分電路部的積分動作，令來自所述頻率 引入單元的控制電壓為固定值，(D) 為了減少反饋單元中的數字/模擬變換部的同時切換，降低尖峰 脈沖噪聲，所述固定值被設定為，在所述頻率引入單元中的數字/模擬 變換部能夠設定的控制電壓中，相對于輸出頻率最接近設定頻率的控 制電壓，僅偏離與能夠調整的頻率刻度的整數倍對應的量的值，通過所述電壓控制振蕩部、矢量取出單元和將所述電壓信號反饋 到電壓控制振蕩部的反饋單元形成PLL，當PLL被鎖定時電壓控制振 蕩部的輸出頻率被調整為設定頻率，所述電壓控制振蕩部的控制電壓為來自所述反饋單元的控制電壓 和來自所述頻率引入單元的控制電壓的相加值。
6.如權利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于，包括 用于將來自所述反饋單元的控制電壓和來自所述頻率引入單元的 控制電壓相加后供向電壓控制振蕩部的耦合器。
7. 如權利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于 所述電壓控制振蕩部設置有分別輸入來自所述反饋單元的控制電壓和來自所述頻率引入單元的控制電壓的端口。
8. 如權利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于 所述參數輸出部，在用N除電壓控制振蕩部的輸出頻率的設定值時，對成為與在模擬/數字變換部中使用的基準時鐘信號的頻率和在矢量取出單元中使用的co0/2tu之差最接近的頻率的N的值迸行計算，分頻單元利用該值對來自電壓控制振蕩部的頻率信號進行分頻。
9. 如權利要求1或2所述的頻率合成器，其特征在于所述參數輸出部對用于粗調整的頻率刻度fa的整數倍的頻率中 的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的所述矢量的頻率最 接近的頻率n *fa，以及比所述頻率刻度fa更小的用于微調整的頻率刻 度fb的整數倍的頻率中的、與電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值 時的所述矢量的頻率和所述頻率n fa之差最接近的頻率m fb進行 計算，其中，n為整數，m為整數，所述頻率差取出單元包括在通過所述矢量取出單元得到的所述 矢量上乘上以頻率n ，fa逆旋轉的逆矢量，取出從所述矢量的頻率減去 逆矢量的頻率后得到的頻率的微速矢量的單元；從該微速矢量的各取 樣時的實數部分和虛數部分的值求取所述微速矢量的頻率的微速矢量 的微速檢測單元；和輸出與由該微速檢測單元檢測出的微速矢量的頻 率和頻率m fb之差相當的信號的單元。
10. 如權利要求9所述的頻率合成器，其特征在于微速矢量的頻率低到能夠將表示矢量的復數平面上的相位e看作sine，通過近似計算能夠求取該頻率的程度。
11. 如權利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 微速矢量的微速檢測單元包括以下單元，該單元計算由某個取樣時的微速矢量的實數部分和虛數部分決定的復數平面上的位置、與由下一個取樣時的微速矢量的實數部分和虛數部分決定的復數平面上的 位置的距離，并將計算值看作兩個取樣時的微速矢量的相位差。
12. 如權利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 將相當于頻率差的電壓信號反饋到所述電壓控制振蕩部的單元包括將與微速矢量的頻率和頻率m *fb之差相當的信號進行累積的單元。
13. 如權利要求9所述的頻率合成器，其特征在于 逆矢量通過沿旋轉方向依次排列有規定復數平面上的逆矢量的位置的實數部分和虛數部分的組的數據表、以及利用與逆矢量的旋轉方 向和頻率對應的增量數或減量數產生所述數據表的地址的單元而生 成。
全文摘要
本發明提供一種頻率合成器，本發明的目的是提供根據新原理能夠在寬頻帶中精細地設定頻率，且頻率的引入范圍較寬的頻率合成器。作為具體的解決方法，對電壓控制振蕩部的輸出頻率的正弦波信號進行正交檢波，制作以與檢波中使用的頻率信號的頻率的差分的頻率(速度)旋轉的矢量，預先計算電壓控制振蕩部的輸出頻率成為設定值時的矢量的頻率，當驅動電壓控制振蕩部時將與矢量的頻率和上述計算出的頻率的差分相當的電壓信號反饋到電壓控制振蕩部，以使該差分成為零的方式形成PLL。從而，當PLL被鎖定時，電壓控制振蕩部的輸出頻率被調整為設定頻率。并且，在PLL的鎖定后，在兩者的間隔變大后通過積分電路部對設定值進行積分，并施加給控制電壓。
文檔編號H03L7/16GK101416393SQ20078001187
公開日2009年4月22日 申請日期2007年3月14日 優先權日2006年3月31日
發明者古幡司, 塚本信夫, 鹽原毅, 赤池和男 申請人:日本電波工業株式會社