專利名稱：一種高增益射頻低噪聲放大器的制作方法
技術領域：
一種高增益射頻低噪聲放大器技術領域本發明屬于無線通信技術領域，涉及一種高增益射頻低噪聲放大器， 特別涉及用于無線通信接收機系統射頻前端芯片中的低噪聲放大器。
背景技術：
當今，隨著包括移動通信和無線局域網的各類無線通信系統和技術的飛速發展，與無線通信密切相關的射頻集成電路(RFIC)形成了一個快速 增長的市場，而倍受世界范圍通信相關產業的關注，成為研究和開發的熱 點。無線通信接收機系統射頻前端芯片中的低噪聲放大器也是無線收發機 系統設計的瓶頸之一，市場用戶對無線產品的性能要求極為苛刻，既要求 低功耗、小體積、高性能，又要求低成本。天線接收的信號在亞微伏量級， 甚至會完全淹沒在噪聲里，將如此微弱的信號進行放大而不惡化信噪比是 低噪聲放大器設計的技術難題。低噪聲放大器是無線接收機系統中的關鍵 模塊，其噪聲系數直接決定了整個系統的噪聲系數的下限值，并對系統的 靈敏度有決定性的影響。此外，還要求低噪聲放大器具有足夠高的放大增 益，呈現特定的輸入阻抗與天線實現阻抗匹配，以及盡可能低的功耗。一般低噪聲放大器是單端輸入至單端輸出的結構，此類單端輸出結構 的低噪聲放大器要求其后的混頻器也必須為單端輸入式，因而存在下列重要的缺點它無法有效地降低混頻器的共模噪聲和減小本地振蕩器到混頻器輸出的泄漏。其次，它對于接地的寄生電感非常敏感。若采用差分結構 的低噪聲放大器，可以有效的解決這些問題。以往的射頻低噪聲放大器一般采用GaAs、 Bipolar或BiCMOS工藝，成本 高。隨著射頻CMOS工藝的發展，已能實現高頻下的低成本、低功耗和高集 成度。傳統的CM0S差分結構低噪聲放大器電路如圖1所示。在這個結構中， Moi Mo4是放大的有源器件，電感Loi和Lo2使差分信號兩個輸入端與天線的 50歐姆阻抗匹配，L03和L04將低噪聲放大器的輸入回路的諧振頻點調諧到輸入射頻信號的載波頻率上，L05和L06調諧低噪聲放大器的輸出回路和阻抗匹配，電流源Iss則為整個放大器電路提供直流偏置。它采用電感源端負反 饋來實現噪聲優化，但是，由于Moi和Mo2的柵一漏的重疊電容會顯著地減小 從Moil和Mo2的柵和漏之間的阻抗，使噪聲性能和輸入匹配都變差，必須加 大負反饋電感值來進行補償，同時，該重疊電容還會通過密勒效應使低噪 聲放大器的功率一電流轉換效率降低，要達到所需電壓增益，必然要增大 負載阻抗，使構成差分共源共柵電路晶體管的噪聲以及放大管的漏端電流 噪聲也會增大。另外要抑制密勒效應的影響，需要用較大尺寸的共柵器件 以減小共源晶體管的增益，但伴隨而來的源端寄生電容會對共柵器件高頻 的內部噪聲顯著放大。此類低噪聲放大器的缺陷顯而易見，用獲得足夠大 的負反饋電感值和足夠大的輸入阻抗的電阻部分來優化噪聲，其結果是總 的放大級跨導減小，使整個放大器的增益減小，進而影響整個接收機的系 統噪聲。發明內容本發明的目的是為克服已有技術的不足之處，提出一種高增益射頻低 噪聲放大器，電路在具有良好的噪聲性能的前提下，提高增益，并能顯著 改善系統的噪聲性能。本發明的上述目的是通過如下的技術方案實現的 一種高增益射頻低 噪聲放大器，包括輸入匹配電路，主放大器電路，直流偏置電路和輸出匹 配電路，如圖2所示。一個輸入匹配電路，它有輸入端1和輸入端2、輸出端1和輸出端2， 輸入端1和輸入端2分別連接RF一INP和RF一INN射頻信號兩路輸入端。 一個主放大器電路為共源共柵結構的差分放大器，它有輸入端1和輸入端2、輸出端1和輸出端2以及恒流源接入端，其輸入端1和輸入端2分 別連接輸入匹配電路輸出端1和輸出端2;其輸出端1和輸出端2分別連在 接低噪聲放大器的輸出端OUT一P和OUT—N;其恒流源接入端連接直流偏 置電路的輸出端。一個直流偏置電路，它有一輸入端和一輸出端，其輸入端與參考電壓 Vb相連，其輸出端與恒流源接入端相連。一個輸出匹配電路，雙路LC電路均并接在電源VDD和地之間，它有 輸出端1和輸出端2，并接在低噪聲放大器的輸出端OUT—P和OUT_N。所述的輸入匹配電路為兩路獨立的LC串聯濾波網絡，它由電容C1和C2， 電感L3和L4組成。輸入端1和輸入端2分別連接低噪聲放大器前級的射頻信 號輸出端RF—INP和RFJ畫，輸出端1和輸出端2分別連接主放大器電路的輸 入端1和輸入端2，即M0S管M1和M2的柵極。所述的主放大器電路為共源共柵結構的差分放大器，它由M0S管M1、 M2、 M3和M4，電感L1和L2、電容C3和C4以及電阻R1和R2組成。輸入匹配電路的 兩路差分射頻信號輸出端分別接入M0S管M1和M2的柵極，M0S管M1和M2的源 極分別接電感L1和L2的一端，電感L1和L2的另一端并接點為恒流源接入端， 連接到恒流源的輸出端；M0S管M1和M3、 M2和M4為漏極源極串聯，M1和M2的 的漏極分別接M0S管M3和M4的源極，M0S管M1的漏極通過電容C3連接到M0S管 M4的柵極，M0S管M2的漏極通過電容C4連接到M0S管M3的柵極，M0S管M3和M4 的柵極直接連在電源VDD上，M0S管M3和M4的漏極為主放大器電路的輸出端， 通過輸出匹配電路連接電源VDD供電端。電阻R1和R2的一端分別接M0S管M1 和M2的漏極，另一端分別連接M0S管M1和M2的柵極，提供固定柵極偏置電壓。所述的直流偏置電路為互補型直流偏置恒流源，它由M0S管M5 M11組 成，其中PM0S管的M5和M6以及M0S管的M7和M8均為共柵結構；M0S管M10的漏 極連接電感L1和L2的并接端，M10的源極接MU的漏極，Mll的源極接地；PMOS
管M5和M6的柵極耦合端接在參考電壓Vb的輸入端上，參考電壓Vb由系統提 供，漏極分別連接MOS管M7和M8的漏極，它們的源極都接在電源VDD上，而 M7和M8的柵極耦合接在M10的柵極上，M7的源極接M9的漏極，M9和M11的柵 極耦合接在M7的漏極上，M8和M9的源極都接地；它有一輸入端和一輸出端， 其輸入端與參考電壓Vb輸入端相連，其輸出端與主放大器電路的恒流源接 入端相連。所述的主放大器電路的兩路直流偏置柵壓為可調分壓式偏置電壓，它 是由電阻R3、 R4 、 R5和R6組成的兩路分壓器，電阻R3—端接在電源VDD供 電端，電阻R4—端接地，電阻R3和R4的分壓端連接電阻R5和R6，電阻R5和 R6的另一端為分壓值Vbl和Vb2的輸出端，分別接在M0S管M1和M2的柵極，電 阻R3和R4為可變電阻，通過改變R3或R4的阻值來調整M0S管M1和M2的直流柵 壓Vbl和Vb2，優化放大器的工作狀態。所述的主放大器電路的兩路直流偏置柵壓為有源偏置電壓，它是由MOS 管M12、電容C7、電阻R7和R8以及MOS管M13、電容C8、電阻R9和R10組成的 兩路有源偏置電路，M0S管M12和M13的漏極分別通過電阻R7和R9接在電源 VDD上，它們的源極接地，柵極與漏極并聯并分別通過電容C7和C8接地，電 阻R8和R10的一端分別接在M0S管M21和M13的柵極，電阻R8和R10的另一端為 兩路直流偏置柵壓輸出端，分別連接主放大器電路的兩路M0S管M1和M2的柵 極，直流偏置柵壓是有源偏置形成的。所述的輸出匹配電路由電容C5和C6，電感L5和L6組成。L5和C5， L6和 C6均為串聯連接，它們的串聯端分別接在M3和M4的漏極，即低噪聲放大器 的輸出端的輸出端OUT—P和OUT一N， L5和L6的一端連接電源端VCC， C5和C6 的一端接地；L5和C5以及L6和C6的取值滿足低噪聲放大器輸出調諧于中心 頻率。差分放大輸入射頻信號RF—INP和RF—INN，分別通過電容C1和C2以及電 感L3和L4輸入到M0S管M1和M2的柵極，M0S管M1和M2的源極分別接電感L1和 L2，它們的漏極分別接MOS管M3和M4的源極，M0S管M1放大后的信號通過電 容C3交流耦合到M0S管M4的柵極，M0S管M2放大后的信號通過電容C4交流耦 合到M0S管M3的柵極，而M0S管M3和M4的柵極直接連在電源VDD上，它們的漏 極分別通過電感L5和L6也接到電源VDD上，同時它們的漏極分別通過電容C5 和C6接地。電感L1和L2的另一端接到M0S管M10的漏極，M10的源極接M11的 漏極，Mll的源極接地。PM0S管M5和M6的柵極耦合接在參考電壓Vb上，它們 的源極接在電源VDD上，漏極分別連接M0S管M7和M8的漏極，而M7和M8的柵 極耦合接在M10的柵極上，M7的源極接M9的漏極，M9和M11的柵極耦合接在 M7的漏極上，M8和M9的源極都接地。放大后的信號分別從M3和M4的漏極輸 出。在這個結構中，電容C1和C2是隔直電容，電感L1和L2分別用于產生一 個實部電阻，使差分信號兩個輸入端與天線的50歐姆阻抗匹配，L3和L4分 別用于將低噪聲放大器的輸入回路的諧振頻點調諧到輸入射頻信號的載波 頻率上，M1 M4是用于放大的有源器件，電容C3和C4分別將M0S管M1和M2放 大的信號交流耦合到M0S管M4和M3的柵極，后兩個管子又提供了附加的增 益，共柵連接的M0S管M3和M4的Cascode管方式，可以提高放大器的輸出阻 抗，使得放大器的負載阻抗完全由負載網絡來決定。Cascode晶體管M3和M4 又給放大管M1和M2提供一個低阻抗負載，使放大管處于合理的低增益，降 低了放大管密勒效應對放大器性能的影響。Cascode晶體管還提高了反向隔 離性能，可有效減弱了本地振蕩信號的泄漏，使放大器單向化而大大簡化 設計方程，并避免了穩定性問題。Cascode晶體管還使得放大管漏端電壓降 低，減弱了載流子速度飽和對放大管的影響。C5和C6以及L5和L6分別用于 低噪聲放大器的輸出回路的調諧和阻抗匹配，在M3和M4的漏極端的總節點 電容與電感L5和L6分別形成諧振回路，既增加了在中心頻率處的增益，同 時又提高了帶通濾波能力。由M5 Mll構成的電流源Iss為整個放大器電路 提供直流偏置。本實用新型改進的CMOS射頻低噪聲放大器的技術方案具有以下明顯的 優點1) 通過電容C3和C4分別將MOS管Ml和M2放大的信號交流耦合到MOS 管M4和M3的柵極，由后兩個管子提供附加放大量，增大整個低噪聲放大 器的增益，經驗證，功率增益有12dB的提高；2) M0S管M1和M2的柵漏電容分別通過C3和C4交流接地，有效地減 少了密勒效應的影響，使電路的噪聲性能和輸入匹配性能都得到了改善， 經驗證，噪聲系數有0.9dB的減小；3) 電容C3和C4的存在，補償MOS管Ml和M2柵漏電容影響的源端負 反饋電感的取值可減小，使負反饋電感的寄生效應影響得以削弱，提高了 電路高頻性能。4) 在微電子電路中電感占據很大的面積，源端負反饋電感的取值減小 既節省了電路版圖面積，又節約了流片成本，經濟效益顯著。
圖1為已有技術的CMOS射頻低噪聲放大器電原理示意圖。 圖2為本發明的CMOS射頻低噪聲放大器第一實施例電路結構示意圖。 圖3為本發明的CMOS射頻低噪聲放大器第二實施例電路結構示意圖。 圖4為本發明的CMOS射頻低噪聲放大器第三實施例電路結構示意圖。 圖中RF—INP射頻信號的P路輸入端、RF—INN射頻信號的N輸入端、 OUT—P—低噪聲放大器的P路輸出端、OUT!N—低噪聲放大器的N路輸出 端、Vb—參考電壓、Vbl—直流偏置柵壓l、 Vb2—直流偏置柵壓2。
具體實施方式
本發明提出的一種高增益射頻低噪聲放大器結合拓撲結構示意圖和實 施例結構示意圖詳細說明如下本發明提出的一種高增益射頻低噪聲放大器，包括輸入匹配電路、主 放大器電路、輸出匹配電路和直流偏置電路。如圖2所示。輸入匹配電路主要是由電容C1和C2，電感L3和L4組成，其連接關系
為差分輸入的射頻信號RF—INP和RF—INN,分別通過CI和L3以及C2和 L4輸入到主放大器電路。主放大器電路主要是由共源共柵結構的M0S管M1、 M2、 M3和M4，電感 LI和L2以及電容C3和C4組成，其連接關系為經過輸入匹配電路的差分 射頻信號分別輸入到MOS管Ml和M2的柵極，而MOS管Ml和M2的源極分 別接電感LI和L2，它們的漏極分別接MOS管M3和M4的源極，MOS管Ml 的漏極通過電容C3連接到MOS管M4的柵極，MOS管M2的漏極通過電容C4 連接到MOS管M3的柵極，而MOS管M3和M4的柵極直接連在電源VDD上， 電感LI和L2的另一端接到恒流源輸出接點上。輸出匹配電路由電容C5和C6，電感L5和L6組成。經過主放大器放大 后的信號分別從MOS管M3和M4的漏極輸出，電感L5和L6的一端分別連 接在MOS管M3和M4的漏極，另一端接在電源VDD上，電容C5和C6的一 端也分別連接在MOS管M3和M4的漏極，另一端接地。直流偏置電路為由M0S管M5 M11構成的恒流源，其中M5和M6為PMOS 管。M0S管M10的漏極連接電感L1和L2，， MlO的源極接Mll的漏極，Mil 的源極接地。PMOS管M5和M6的柵極耦合接在參考電壓輸入端Vb上，它們 的源極都接在電源VDD上，漏極分別連接M0S管M7和M8的漏極，而M7和 M8的柵極耦合接在M10的柵極上，M7的源極接M9的漏極，M9和Mil的柵 極耦合接在M7的漏極上，M8和M9的源極都接地。輸入匹配電路將天線接收到的差分射頻信號通過電容Cl和C2先隔去 直流成分，再通過電感L3和L4將低噪聲放大器的輸入回路的諧振頻點調 諧到輸入射頻信號的載波頻率上。主放大器的差分低噪聲放大器的電路結構，其中的電感Ll和L2分別 用于產生一個實部電阻，使差分信號兩個輸入端與天線的50歐姆阻抗匹配, M1 M4是用于放大的有源器件，其中M1和M2是放大管，電容C3和C4分 別將MOS管Ml和M2放大的信號交流耦合到MOS管M4和M3的柵極，由后
兩個管子提供附加的增益，同時電容C3和C4能夠減少密勒效應以及放大 管柵漏電容對電路匹配性能，功率一電流轉換效率和噪聲系數的影響。共 柵方式連接的MOS管M3和M4是Cascode管，它們可以提高放大器的輸出阻抗，使得放大器的負載阻抗完全由負載網絡來決定；Cascode晶體管給放 大管Ml和M2提供了一個低阻抗負載，使放大管的增益有所減小，密勒效 應對放大器性能的影響則大為降低；Cascode晶體管還提高了反向隔離性 能，減弱了本地振蕩信號的泄漏，同時使放大器成為一個單向化放大器， 這會使得設計方程大大簡化，并避免穩定性問題；Cascode晶體管還使得放 大管漏端電壓降低，減弱了載流子速度飽和對放大管的影響。輸出匹配電路中，C5和C6以及L5和L6分別用于低噪聲放大器的輸出 回路的調諧和阻抗匹配。在M3和M4的漏端總的節點電容與電感L5和L6 分別形成諧振既增加了在中心頻率處的增益同時又額外地提高了非常希望 的帶通濾波能力。直流偏置電路為整個放大器電路提供直流偏置。本發明的CMOS射頻低噪聲放大器的第二和第三實施例電路結構如圖3 和如圖4所示，它們的基本電路結構如第一實施例電路，不再重復描述。 主要對M0S管Ml和M2建立直流柵電壓的分壓式和有源式直流柵壓電路作 如下說明。低噪聲放大器的源阻抗一般固定不變為50歐姆。如果要保持晶體管的 特征頻率不變即保持晶體管的過驅動電壓不變，放大管的跨導存在一個最 優值，可以使得該放大器的噪聲性能最優。當放大器的噪聲性能最優時， 可以計算出放大管的直流柵電壓。在圖3所示的實施例中，該直流柵電壓的建立是通過電阻分壓實現的。 電阻R3和R4連接處的電壓就是M0S管M1和M2的直流柵電壓。電阻R5和R6阻止交流信號通過分壓電路，避免低噪聲放大器的信號通路受到分壓電路的影 響。電阻R3或R4用可變電阻實現，可以通過改變R3或R4的阻值來調諧M0S管 M1和M2的直流柵壓，優化放大器的工作狀態。在圖4所示的實施例中，該直流柵電壓的建立是通過有源偏置實現的。 如圖4所示，MOS管M12和M13的漏極分別通過電阻R7和R9接在電源VDD 上，它們的源極接地，同時它們的柵極與漏極相連并分別通過電容C7和C8 接地，M0S管M12和M13的柵極還分別通過電阻R8和R10接在M0S管Ml和 M2的柵極上。M0S管M12和Ml， M13和M2分別構成電流鏡結構，使得流過 放大管Ml和M2的偏置電流與流過M5和M6的電流成比例鏡像關系。為了 保證電流鏡像關系近似成立，M0S管M12和M13與Ml和M2 —樣，采用最小 溝道長度。電阻R8和R10阻止交流信號通過分壓電路，避免低噪聲放大器 的信號通路受到偏置電路的影響。電阻R8和R10產生的熱噪聲對電路的影 響近似可以忽略，但是在芯片實現時，會在放大器的輸入節點引入寄生電 容。電容C7和C8濾除偏置電路產生的噪聲，消除偏置電路的噪聲對低噪 聲放大器噪聲性能的影響，電容C7和C8還可以穩定流過M0S管M1、 M2和 M12、 M13的電流，提高抗干擾能力。
權利要求1. 一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于由輸入匹配電路、主放 大器電路、直流偏置電路和輸出匹配電路構成；其中一個輸入匹配電路，它有輸入端1和輸入端2、輸出端1和輸出端2， 輸入端1和輸入端2分別連接RF一INP和RF一INN射頻信號兩路輸入端；一個主放大器電路為共源共柵結構的差分放大器，它有輸入端1和輸 入端2、輸出端1和輸出端2以及恒流源接入端，其輸入端1和輸入端2分 別連接輸入匹配電路輸出端1和輸出端2;其輸出端1和輸出端2分別連在 接低噪聲放大器的輸出端OUT—P和OUT—N;其恒流源接入端連接直流偏 置電路的輸出端；一個直流偏置電路，它有一輸入端和一輸出端，其輸入端與參考電壓 Vb相連，其輸出端與恒流源接入端相連；一個輸出匹配電路，雙路LC電路均并接在電源VDD和地之間，它有 輸出端1和輸出端2，并接在低噪聲放大器的輸出端OUT—P和OUT一N。
2. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于 輸入匹配電路為兩路獨立的LC串聯濾波網絡，它由電容C1和電感L3， C2 和L4串聯組成，輸入端1和輸入端2分別連接低噪聲放大器前級的射頻信 號輸出端RF—INP和RF一INN，輸出端1和輸出端2分別連接主放大器電路的 輸入端1和輸入端2，即M0S管Ml和M2的柵極。
3. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于 主放大器電路為共源共柵結構的差分放大器，它由M0S管Ml、 M2、 M3和M4， 電感Ll和L2、電容C3和C4以及電阻Rl和R2組成；輸入匹配電路的兩路 差分射頻信號輸出端分別接入M0S管Ml和M2的柵極，M0S管Ml和M2的 源極分別接電感Ll和L2的一端，電感Ll和L2的另一端并接點為恒流源 接入端，連接到恒流源的輸出端；M0S管M1和M3、 M2和M4為漏極源極串 聯，Ml和M2的的漏極分別接MOS管M3和M4的源極，M0S管Ml的漏極通過電容C3連接到MOS管M4的柵極，M0S管M2的漏極通過電容C4連接到 MOS管M3的柵極，MOS管M3和M4的柵極直接連在電源VDD上，MOS管M3 和M4的漏極為主放大器電路的輸出端，通過輸出匹配電路連接電源VDD供 電端；電阻Rl和R2的一端分別接M0S管Ml和M2的漏極，另一端分別連 接M0S管M1和M2的柵極，為固定柵極偏置電壓電路。
4. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于 直流偏置電路為互補型直流偏置恒流源，它由MOS管M5 M11組成，其中 PM0S管的M5和M6以及MOS管的M7和M8均為共柵結構；M0S管M10的漏 極連接電感Ll和L2的并接端，M10的源極接Mil的漏極，Mil的源極接地； PM0S管M5和M6的柵極耦合端接在參考電壓Vb的輸入端上，漏極分別連接 M0S管M7和M8的漏極，它們的源極都接在電源VDD上；M7和M8的柵極 耦合接在M10的柵極上，M7的源極接M9的漏極，M9和Mil的柵極耦合接 在M7的漏極上，M8和M9的源極都接地；它有一輸入端和一輸出端，其輸 入端與參考電壓Vb的輸入端相連，其輸出端與主放大器電路的恒流源接入 端相連。
5. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于 所述的輸出匹配電路由電感L5和L6、電容C5和C6組成；L5和C5， L6 和C6均為串聯連接，它們的串聯端分別接在M3和M4的漏極，即低噪聲放 大器的輸出端的輸出端OUT—P和OUT一N，L5和L6的一端連接電源端VCC, C5和C6的一端接地；L5和C5以及L6和C6使低噪聲放大器輸出調諧于 中心頻率。
6. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于 主放大器電路的兩路直流偏置柵壓為可調分壓式偏置電壓，它是由電阻R3、 R4 、R5和R6組成，電阻R3—端接在電源VDD供電端，電阻R4—端接地， 電阻R3和R4的分壓端連接電阻R5和R6,電阻R5和R6的另一端為分壓值 Vbl和Vb2的輸出端，分別接在M0S管Ml和M2的柵極，電阻R3和R4為可 變電阻。
7. 根據權利要求1所述的一種高增益射頻低噪聲放大器，其特征在于主放大器電路的兩路直流偏置柵壓為有源偏置電壓，它是由M0S管M12、電 容C7、電阻R7和R8以及M0S管M13、電容C8、電阻R9和R10組成的兩路 有源偏置電路，MOS管M12和M13的漏極分別通過電阻R7和R9接在電源 VDD上，它們的源極接地，柵極與漏極并聯并分別通過電容C7和C8接地， 電阻R8和R10的一端分別接在MOS管M12和M13的柵極，電阻R8和R10 的另一端為兩路直流偏置柵壓輸出端，分別連接主放大器電路的兩路MOS 管Ml和M2的柵極，直流偏置柵壓是有源偏置形成的。
專利摘要本實用新型公開一種高增益射頻低噪聲放大器，特別涉及用于無線通信接收機系統射頻前端芯片中的低噪聲放大器。為了克服現有技術低噪聲放大器的缺陷，采用由輸入匹配電路，主放大器電路，直流偏置電路和輸出匹配電路組成的共源共柵結構的差分低噪聲放大器，放大器采用電容反饋來增大整個低噪聲放大器的增益，并有效地減少了密勒效應的影響，負反饋電感的取值可減小，寄生效應影響得以削弱，主放大器電路的放大管偏置電壓可調，可優化工作狀態，使電路的噪聲性能和輸入匹配性能都得到了改善，既節省了電路版圖面積，又節約了流片成本，經驗證，功率增益提高12dB，噪聲系數減小0.9dB，經濟效益顯著。
文檔編號H03F3/189GK201039094SQ20072010957
公開日2008年3月19日 申請日期2007年5月21日 優先權日2007年5月21日
發明者王良坤, 甘業兵, 馬成炎 申請人:杭州中科微電子有限公司