專利名稱：相位同步電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及相位同步電路，尤其涉及根據輸入信號頻率而自動 變更響應常數的自律控制型相位同步電路。
背景技術：
理技術核心的LSI ( Large Scale Integration(of Circuits):(電路的)大規
模集成)。近年來，對這些處理器提出了低耗電和高速工作這兩個
方面的要求。因此，搭載在這些處理器上的相位同步電路需要生成
從非常高速的時鐘信號到間歇工作時等非常低速的時鐘信號。此外，
這些處理器的應用范圍廣，所以對相位同步電路提供非常寬的頻率
范圍的輸入信號。因此，希望搭載在處理器中的相位同步電路具有
按照輸入信號和輸出信號的頻率，能自動變更響應常數的功能。具
有這樣的功能的相位同步電路稱作自律控制型相位同步電路。
一般，相位同步電路的自然頻率(也稱作環路帶寬或響應頻率)
con和阻尼因數(damping factor )《分別由以下表達式(1)和(2)
表示。 <formula>complex formula see original document page 5</formula>其中，Ko是電壓控制振蕩器的增益，Ip是從充電泵電路輸出的 充電電流的大小，C是環路濾波器的電容值，R是環路濾波器的電阻 值。此外，在輸入頻率coin和自然頻率oon之間，以下的表達式(3)
的關系成立。
oHri=afam …(3)
其中，oc是比例常數。
在相位同步電路中，優選為輸入頻率co in和自然頻率co n之間的 關系即比例常數cc和阻尼因數《與輸入頻率ooin無關，是恒定的。 在以往的自律控制型相位同步電路中，與電壓控制振蕩器的控制電 壓聯動來控制充電電流的大小和環路濾波器的時間常數，從而針對 輸入信號頻率變動，將比例常數和阻尼因數保持為預定值(例如， 參照專利文獻1 )。
專利文獻l:美國專利第5727037號說明書
發明內容
在以往的自律控制型相位同步電路中，針對輸入頻率的變動， 需要以其平方的比例來使充電電流的大小變化。因此，特別是在搭 載在處理器中那樣的輸入頻率以數百倍的幅度變化的相位同步電路 的情況下，需要以從數十納安至數百微安的這樣的、實際上數萬倍 的幅度來控制充電電 流。
當充電泵電路的工作電流變得過小時，從充電泵電路產生的噪 聲增大，相位同步電路的顫動(jitter)特性惡化。而當充電泵電路 的工作電流變得過大時則引起功耗的增加，并且需要增大構成充電 泵電路的晶體管尺寸，從而由于晶體管的寄生電容引起的充電注入 噪聲而使相位同步電路的顫動特性惡化。
鑒于上述問題，本發明的目的在于在相位同步電路中針對大范 圍變化的輸入頻率而實現優異的顫動特性。
為了實現上述課題，本發明采取的辦法是作為相位同步電路， 包括比較基準信號和反饋信號的相位的相位比較器；根據相位比 較結果，輸出充電電流的充電泵電路；對充電電流進行濾波的環路 濾波器；按照環路濾波器的輸出電壓進行振蕩的電壓控制振蕩器； 將電壓控制振蕩器的輸出信號分頻來生成反饋信號的輸出信號分頻
器；常數決定部，用于決定充電電流的大小、環路濾波器的時間常 數和電壓控制振蕩器的增益的各常數，根據該決定，輸出第一至第 三控制信號，以使針對輸入信號頻率的該相位同步電路的自然頻率 的比例常數和阻尼因數分別變為預定值。其中，充電泵電路能按照 第一控制信號，變更充電電流的大小。此外，環路濾波器能按照第 二控制信號，變更時間常數。此外，電壓控制振蕩器能按照第三控 制信號，變更增益。
據此，按照相位同步電路的輸入信號頻率來決定從充電泵電路 輸出的充電電流的大小、環路濾波器的時間常數和電壓控制振蕩器 的增益的各常數，以使對于該頻率的相位同步電路的自然頻率的比 例常數和阻尼因數分別變為預定值。由此，對于輸入頻率的變動， 沒有必要以其平方的比例使充電電流的大小變化，充電電流大小的 控制幅度可以比較小。因此，對于大范圍變化的輸入頻率，能取得 優異的顫動特性。
上述相位同步電路具有測量輸入信號頻率的頻率計數器，優選 為包括接受提供給充電泵電路的偏壓而振蕩的 一 次振蕩器。具體而 言，頻率計數器將一次振蕩器的輸出信號的1個周期的輸入信號的 脈沖數作為輸入信號頻率進行計數。
據此，按照環境溫度等的變化，相位同步電路的各常數變化， 成為輸入頻率的計數的基準的 一 次振蕩器的振蕩頻率也按照該環境 變化而變動，所以相位同步電路各常數的變動被一次振蕩器的振蕩 頻率的變動所抵消。因此，能提高對環境溫度的變化等的可靠性。
此外，具體而言， 一次振蕩器包括電容；比較該電容的電壓 和第一基準電壓的大小的第一比較器；比較該電容的電壓和第二基 準電壓的大小的第二比較器；接受第一和第二比較器的比較結果的 RS觸發器；按照RS觸發器的倒相輸出和非倒相輸出，以與上述偏 壓對應的大小的電流來進4于該電容的充電的充電泵電i 各。
具體而言，常數決定部包括按照輸入信號頻率，從多個值中 選擇任意 一 個作為增益的增益選擇部；根據充電電流的基準值乘以
輸入信號頻率的對基準值(ratio-to-reference)的平方值及纟皮選擇的 增益的對基準值的倒數而得到的值(乘積)即第一值，來決定充電 電流的大小的充電電流決定部；根據時間常數的基準值乘以輸入信 號頻率的對基準值的倒數而得到的值(乘積)即第二值，來決定時 間常數的時間常數決定部。
輸出信號分頻器能變更分頻比。而且，充電電流決定部根據上 述第一值乘以該分頻比的對基準值而得到的值(乘積)來決定充電 電流的大小。
此外，上述相位同步電路包括將輸入信號分頻來生成基準信號 的輸入信號分頻器。在此，輸入信號分頻器能變更分頻比。此外， 充電電流決定部根據上迷第 一 值乘以該分頻比的對基準值的倒數的 平方而得到的值(乘積)來決定充電電流的大小。此外，時間常數 決定部根據上述第二值乘以該分頻比的對基準值而得到的值(乘積) 來決定時間常數。
此外，環路濾波器能按照第三控制信號來變更電阻值，并且能 按照第四控制信號來變更電容值。此外，常數決定部具有按照輸入 信號頻率，作為環路濾波器的電容值，從多個值中選擇任意一個的 電容值選擇部；決定環路濾波器的電容值，根據該決定，輸出第四 控制信號。此外，充電電流決定部根據上述第一值乘以被選擇的電 容值的對基準值而得到的值(乘積)來決定充電電流的大小。此外， 時間常數決定部根據上述第二值乘以被選擇的電容值的對基準值的 倒數而得到的值(乘積)來決定環路濾波器的電阻值。
此外，常數決定部包括按照輸入信號頻率，從多個值中選擇任 意一個作為比例常數的比例常數選擇部。此外，充電電流決定部根
的值(乘積)來決定充電電流的大小。此外，時間常數決定部4艮據 上述第二值乘以被選擇的比例常數的對基準值而得到的值(乘積) 來決定時間常數。
而環路濾波器具有開關電容濾波器。具體而言，開關電容濾波
器由輸入信號控制。
如上上述，根據本發明，對于相位同步電路的輸入頻率的變動， 用其一次方的級別控制充電電流的大小，所以能抑制由充電電流的 大小控制引起的顫動特性的惡化，實現優異的顫動特性。
圖1是第一實施方式的相位同步電路的結構圖。 圖2是充電泵電路的內部結構圖。
圖3是環路濾波器的內部結構圖。 圖4是電壓控制振蕩器的內部結構圖。 圖5是一次振蕩器的內部結構圖。 圖6是一次振蕩器的振蕩波形圖。 圖7是頻率計數器的內部結構圖。 圖8是常數決定部的內部結構圖。
圖9是表示第一實施方式的相位同步電路的響應特性的曲線圖。
圖IO是第二實施方式的相位同步電路的結構圖。
圖11是環路濾波器的內部結構圖。
圖12是常數決定部的內部結構圖。
圖13是第三實施方式的相位同步電路的結構圖。
圖14是環路濾波器的內部結構圖。
符號的說明
IO—分頻器(輸入信號分頻器)；20 —相位比較器；30—充電 泵電路；40、 40A、 40B —環路濾波器；401 —開關電容濾波器；50— 電壓控制振蕩器；60—分頻器(輸出信號分頻器)；70—一次振蕩 器；701 —電容；702—比較器(第一比較器)；703_比較器(第二 比較器)；704—RS觸發器；705 —充電泵電路；80—頻率計數器； 90、 90A—常數決定部；91一增益選擇部；93、 93A—充電電流決定 部；94、 94A—時間常數決定部；95—電容值選4奪部；92—比例常數 選擇部。
具體實施例方式
下面，參照附圖來說明用于實施本發明的最佳方式。
(第一實施方式) 圖1表示第一實施方式的相位同步電路的結構。本相位同步電
路具有將輸入信號CKin分頻，生成基準信號CKref的分頻器10; 比較基準信號CKref和反饋信號CKdiv的相位的相位比較器20;根 據該相位比較結果(信號UP和DN),輸出充電電流Ip(以下，有 時使用Ip作為充電電流的大小)的充電泵電路30;對充電電流Ip 進行濾波的環路濾波器40;按照環路濾波器40的輸出電壓Vc而進 行振蕩的電壓控制振蕩器50;將電壓控制振蕩器50的輸出信號 CKout分頻，生成反饋信號CKdiv的分頻器60;接受提供給充電泵 電路的偏壓Vb并進行振蕩的一次振蕩器70;對一次振蕩器70的輸 出信號CKO的1個周期的輸入信號CKin的脈沖數進行計數的頻率 計數器80;決定該相位同步電路的各常數的常數決定部90。
分頻器IO能按照所輸入的分頻比設定值M,變更分頻比(1/M) 而構成。同樣，分頻器60能按照所輸入的分頻比設定值N,變更分 頻比(1/N)而構成。此外，充電泵電路30能按照控制信號CTLl， 變更充電電流Ip的大小而構成。環路濾波器40能按照控制信號 CTL2，變更時間常數而構成。電壓控制振蕩器50能按照控制信號 CTL3,變更增益而構成。這些控制信號CTL1、 CTL2和CTL3才艮據 從頻率計數器80輸出的計數值co和分頻比設定值M和N，從常數決 定部90輸出。
圖2表示充電泵電路30的內部結構例。本例的充電泵電-各30 按照控制信號CTLl,連接在偏壓Vb的輸入端子上的NMOS晶體管 的個數發生變化而構成。充電電流Ip的大小按照偏壓Vb的輸入端 子上連接的NMOS晶體管個數而變化。
圖3表示環路濾波器40的內部結構例。本例的環路濾波器40 按照控制信號CTL2，并聯連接的電阻個數發生變化而構成。環路濾波器40的時間常數按照并聯連接的電阻個數而變化。
圖4表示電壓控制振蕩器50的內部結構例。本例的電壓控制振 蕩器50具有電壓電流轉換器501、電流鏡電路502和反相傳輸鏈振 蕩器503。控制電壓Vc由電壓電流轉換器501轉換為電流，由電流 鏡電路502反射的電流驅動反相傳輸鏈振蕩器503。電壓電流轉換器 501按照控制信號CTL3，連接在控制電壓Vc的輸入端子上的NMOS 晶體管的個數發生變化而構成。電壓控制振蕩器50的增益按照連接 在控制電壓Vc的輸入端子上的NMOS晶體管個數而變化。
圖5表示一次振蕩器70的內部結構例。本例的一次振蕩器70 具有電容701、比較電容701的電壓和基準電壓REFH的大小的比較 器702、比較電容701的電壓和基準電壓REFL(其中，REFH>REFL ) 的大小的比較器703、接受比較器702和703的比較結果的RS觸發 器704、按照RS觸發器704的倒相輸出和非倒相輸出，對電容701 以與偏壓Vb對應大小的電流進^亍充i文電的充電泵電^各705。 RS觸 發器704的倒相輸出和非倒相輸出中的任意一個成為一次振蕩器70 的輸出信號CKO。圖6表示一次振蕩器70的振蕩波形。 一次振蕩器 70的振蕩波形成為在基準電壓REFH和REFL之間變化的三角波。 而且，當電容701的電容值為CO、充電泵電^各705的輸出電流的大 小為10時， 一次振蕩器70的振蕩頻率coO如以下表達式(4)那樣 表示。
<formula>complex formula see original document page 11</formula>…(4)
2普(FEFH-REFL)
圖7表示頻率計數器80的內部結構例。本例的頻率計數器80 具有對輸入信號CKin(頻率coin)的脈沖數計數的計數器801、和 用一次振蕩器70的輸出信號CKO鎖存計數器801的計數值CNT的 鎖存電路802。即頻率計數器80對一次振蕩器70的輸出信號CKO (頻率coO)的1個周期的輸入信號CKin的脈沖數計數，將該計數 值co輸出。因此，計數值co由以下表達式(5 )表示。
<formula>complex formula see original document page 12</formula>
在本相位同步電路中，當考慮分頻器10和60的分頻比時，表 達式(1 )和(2)按以下表達式(6)和(7)變換。
<formula>complex formula see original document page 12</formula>在此，當設輸入頻率(oin的基準值為coref、增益Ko的基準值為 Kref，分頻比1/M和1/N的基準值為1/Mref和1/Nref，比例常數a 的基準值為ocref,充電電流Ip的基準值為Iref,環路濾波器40的電 阻值R的基準值為Rref時，充電電流Ip和電阻值R有以下表達式 (8)和(9)成立。
<formula>complex formula see original document page 12</formula>9)
其中，表達式(6)和(7)的coin在表達式(8)和(9)中， 被置換為從頻率計數器80輸出的計數值w。此外，a ( co )是把計 數值co作為變量，返回比例常數a的函數，Ko ( co )是把計數值co 作為變量，返回增益Ko的函數。
常數決定部90按照表達式(8)和(9),輸出對充電電流Ip 的大小進行控制的控制信號CTL1、控制環路濾波器40的時間常數
的控制信號CTL2、控制電壓控制振蕩器50的增益的控制信號CTL3。 圖8表示常數決定部90的內部結構例。本例的常數決定部卯具有 增益選擇部91、比例常數選擇部92、充電電流決定部93和時間常 數決定部94。
增益選擇部91輸出表示與計數值oo對應的增益Ko的控制信號 CTL2。即增益選擇部91實現上述函數Ko ( co )。同樣，比例常數 選擇部92輸出表示與計數值co對應的比例常數a的信號。即比例常 數選擇部92實現上述函數a ( co )。具體而言，增益選擇部91和 比例常數選擇部92分別能用針對計數值w而輸出離散值的查找表實 現。
充電電流決定部93由多個乘法器901、多個平方運算電路902 和倒數運算器903構成，其接受計數值co、分頻比設定值M和N、 增益選擇部91的輸出、比例常數選擇部92的輸出，按照表達式(8 ), 輸出針對計數值co的充電電流Ip的大小進行控制的控制信號CTL1 。 時間常數決定部94由多個乘法器901和倒數運算器903構成，接受 計數值co 、分頻比設定值M和N、比例常數選擇部92的輸出，按照 表達式(9),輸出針對計數值co的環路濾波器40的時間常數進行 控制的控制信號CTL2。在充電電流決定部93和時間常數決定部94, 內部輸入的coref等各種基準值存儲在寄存器組中。
須指出的是，上述常數決定部90的結構僅僅是一個例子，實現 表達式(8)和(9)的電路結構還可以考慮其他各種結構。此外， 也可以用處理器等通過數值計算分別計算充電電流Ip的大小、環路 濾波器40的時間常數和電壓控制振蕩器50的增益。
圖9是表示本相位同步電路的響應特性的曲線圖。當輸入信號 CKin的頻率coin變化時，則計數值co就變化，相應地相位同步電^各 的各常數發生變更。其結果是，電壓控制振蕩器50的控制電壓Vc 發生變化而收斂在預定值，使得與輸入信號CKin的相位同步。
但是，在一般的相位同步電路中，環境溫度等變化時，充電電 流Ip的大小和各種電容值發生變化導致響應特性發生變化。而本相
位同步電路根據按照一次振蕩器70的振蕩頻率coO而變動的頻率計 數器80的計數值co,控制各常數，所以如下述那樣可靠性 (robustness)優異。例如，當由于環境溫度的變化等，充電電流Ip 變大(或小)時， 一次振蕩器70的電流I0也變大(或小)。當電流 10變大(或小)時， 一次振蕩器70的振蕩頻率co0就變大(或小)， 頻率計數器80的計數值w就變小(或大)。其結果是，通過常數決 定部90控制充電電流Ip的值變小(或大)，^t氐消充電電流Ip的變 動。
此外，當一次振蕩器70和環路濾波器40安裝在相同芯片上時， 一次振蕩器70的電容701的電容值CO和環路濾波器40的電容值C 就以相同的比例變動。因此，例如當環路濾波器40的電容值C變小 (或大)時， 一次振蕩器70的電容701的電容值CO也以與該相同 的比例變小(或變大)。當電容701的電容值CO減小， 一次振蕩器 70的振蕩頻率co0變大(或變小)，頻率計數器80的計數值co就變 小(或變大)。其結果是，通過常數決定部90進行控制以使充電電 流Ip的值變小(或變大)，在表達式(6)中，環路濾波器40的電 容值C的變動由充電電流Ip的控制4氐消。
此外，對充電泵電路30和一次振蕩器70提供公共的偏壓，抵 消伴隨著偏壓變動的充電電流Ip的變動。理所當然，通過從基準電 壓源供給偏壓Vb，從而抑制針對環境溫度等變化的偏壓特性。
以上，根據本實施例，輸入頻率變化時，不僅控制充電電流的 大小還同時控制電壓控制振蕩器的增益，所以充電電流大小的變化 幅度可以比較小。例如，當輸入頻率在IOO倍的范圍內變化時，使 電壓控制振蕩器的增益在16倍的范圍內可變，由此充電電流的變化 的幅度為625倍(=1002/16 )即可。即充電電流大小的變化比例相對 于輸入頻率的變動為其一次方的程度。據此，可以不使用微小的充 電電流，另外，也沒必要特別增大構成充電泵電路的晶體管尺寸， 所以能避免相位同步電路的顫動特性惡化。
須指出的是，分頻器10和60的分頻比和比例常數ot都是固定
值。此外，也可以省略分頻器10。另外，如果不考慮上述可靠性
(robustness)，可以代替一次振蕩器70而使用水晶振蕩器。此外， 如果從外部對相位同步電路提供關于輸入信號頻率信息，也可以省 略頻率計數器80。
此外，也能代替輸入信號CKin而對頻率計數器80輸入基準信 號CKref。但是，基于頻率計數器80的頻率計數的精度惡化，所以 優選為將輸入分頻器10的信號即輸入信號CKin輸入頻率計數器80。 (第二實施方式)
在表達式(6)中，電容值C也可變，因此能進一步減小充電電 流的變化幅度。圖IO表示第二實施方式的相位同步電路的結構。本 相位同步電鴻"使電容值C可變。具體而言，本相位同步電路具有與 第一實施方式的相位同步電路不同結構的環路濾波器40A和常數決 定部90A。環路濾波器40A能按照控制信號CTL2和CTL4而變更 時間常數。控制信號CTL4從常數決定部90輸出。以下，只說明與 第一實施方式不同之處。
圖11表示環路濾波器40A的內部結構例。本例的環路濾波器 40A按照控制信號CTL2，并聯連接的電阻個數發生變化，并且按照 控制信號CTL4并聯連接的電容個數發生變化。環路濾波器40A的 時間常數按照并聯連接的電阻和電容個數而變化。
在表達式(6)中，當電容值C可變，則表達式(8)和(9)成 為以下表達式(10)和(11 )。
<formula>complex formula see original document page 15</formula>
其中，Cref是電容值C的基準值，C ( co )是把計數值co作為變 量而返回電容值C的函數。
圖12表示常數決定部90A的內部結構例。本例的常數決定部 90A在圖8所示的常數決定部90上追加了電容值選擇部95。電容值 選擇部95輸出表示與計數值co對應的電容值C的控制信號CTL4。 即電容值選擇部95實現上述的函數C ( co )。具體而言，電容值選 擇部95能用針對計數值oo而輸出離散值的查找表實現。
充電電流決定部93A按照表達式(10),輸出針對計數值co的 充電電流Ip的大小進行控制的控制信號CTL1 。時間常數決定部94A 按照表達式(ll)，輸出針對計數值co的環路濾波器40的電阻值進 行控制的控制信號CTL2。在充電電流決定部93A和時間常數決定部 94A,內部輸入的基準值Cref存儲在寄存器組中。
須指出的是，上述常數決定部90A的結構是一個例子，實現表 達式(10)和(11)的電路結構還可以考慮其他各種結構。此外， 也可以用處理器等通過數值計算，分別計算充電電流Ip的大小、環 路濾波器40A的電阻值和電容值以及電壓控制振蕩器50的增益。
根據本實施例，當輸入頻率變化時，也同時控制電容值和電壓 控制振蕩器的增益，所以充電電流大小的變化幅度比第一實施方式 時更小。例如，輸入頻率在IOO倍的范圍內變化時，電容值和電壓 控制振蕩器的增益分別在16倍的范圍內可變，充電電流的變化幅度 約為39倍(=1002/16/16 )。 (第三實施方式)
圖13表示第三實施方式的相位同步電路的結構。本相位同步電 路中設置有由開關電容濾波器構成的環路濾波器40B以代替第一實 施方式的相位同步電路中的環路濾波器40。以下，只說明與第一實 施方式的不同點。
圖14表示環路濾波器40B的內部結構例。本例的環路濾波器 40B具有由基準信號CKref控制的開關電容濾波器401。開關電容濾 波器401的截止頻率與基準信號CKref的頻率即coin/M成比例，所
以在表達式(7)中，輸入頻率coin的變化和電阻值R的變化相抵消， 阻尼因數g保持一定。因此，在常數決定部90，沒必要生成用于控 制環路濾波器40B的時間常數的信號，從而簡化了電路。
須指出的是，也可以代替基準信號CKref而用輸入信號CKin控 制開關電容濾波器401。此外，也能用電壓控制振蕩器50的輸出信 號CKout控制開關電容濾波器401，但是在相位同步電路的起動時， 不輸出輸出信號CKout，開關電容濾波器401不工作，所以優選為用 輸入信號CKin或基準信號CKref來控制。
工業可利用性
本發明的相位同步電路對大幅度變化的輸入頻率呈現優異的顫 動特性，所以作為搭載在信號處理用處理器或計算處理用處理器等 中并生成上述處理器的同步信號的相位同步電路是有用的。
權利要求
1.一種相位同步電路，包括比較基準信號和反饋信號的相位的相位比較器；根據該相位比較結果來輸出充電電流的充電泵電路；對上述充電電流進行濾波的環路濾波器；按照上述環路濾波器的輸出電壓進行振蕩的電壓控制振蕩器；以及對上述電壓控制振蕩器的輸出信號進行分頻來生成上述反饋信號的輸出信號分頻器，上述相位同步電路的特征在于上述充電泵電路能按照第一控制信號來變更上述充電電流的大小，上述環路濾波器能按照第二控制信號來變更時間常數；上述電壓控制振蕩器能按照第三控制信號來變更增益；上述相位同步電路包括常數決定部，上述常數決定部用于決定上述充電電流的大小、上述環路濾波器的時間常數和上述電壓控制振蕩器的增益的各常數以使針對輸入信號頻率的上述相位同步電路的自然頻率的比例常數和阻尼因數分別成為預定值，并根據該決定來輸出上述第一控制信號、上述第二控制信號和上述第三控制信號。
2. 根據權利要求1所述的相位同步電路，其特征在于 包括測量上述輸入信號頻率的頻率計數器。
3. 根據權利要求2所述的相位同步電路，其特征在于包括接受提供給上述充電泵電路的偏壓而進行振蕩的 一 次振蕩器，上述頻率計數器將上述一次振蕩器的輸出信號的每一個周期的
4. 根據權利要求3所述的相位同步電路，其特征在于 上述一次振蕩器包括電容；比較上述電容的電壓和第一基準電壓的大小的第一比較器；比較上述電容的電壓和第二基準電壓的大小的第二比較器； 接受上述第一比較器和上述第二比較器的比較結果的RS觸發器；以及按照上述RS觸發器的倒相輸出和非倒相輸出，以其大小與上述偏壓相對應的電流來進行上述電容的充放電的充電泵電路。
5. 根據權利要求1所述的相位同步電路，其特征在于 上述常數決定部包括按照上述輸入信號頻率，從多個值中選擇任意一個值作為上述增 益的增益選擇部；跟據第一值來決定上述充電電流的大小的充電電流決定部，其中該第一值是充電電流的基準值乘以上述輸入信號頻率的對基準值的平方和上述被選擇的增益的對基準值的倒數而得到的值；以及根據第二值來決定上述時間常數的時間常數決定部，其中該第二值是時間常數的基準值乘以上述輸入信號頻率的對基準值的倒數而得到的值。
6. 根據權利要求5所述的相位同步電路，其特征在于上述輸出信號分頻器能變更分頻比，上述充電電流決定部根據上述第一值乘以上述分頻比的對基準值而得到的的值來決定上述充電電流的大小。
7. 根據權利要求5所述的相位同步電路，其特征在于 包括將上述輸入信號分頻來生成上述基準信號的輸入信號分頻器；上述輸入信號分頻器能變更分頻比，上述充電電流決定部根據上述第一值乘以上述分頻比的對基準值的倒數的平方而得到的值來決定上述充電電流的大小，上述時間常數決定部根據上述第二值乘以上述分頻比的對基準值而得到的值來決定上述時間常數。
8. 根據權利要求5所述的相位同步電路，其特征在于上述環路濾波器能按照上述第三控制信號變更電阻值，并且能按照上述第四控制信號變更電容值，上述常數決定部包括按照上述輸入信號頻率，從多個值中選擇 任意 一 個值作為上述環路濾波器的電容值的電容值選擇部，上述常 數決定部決定上述環路濾波器的電容值，并根據該決定來輸出上述 第四控制信號，上述充電電流決定部根據上述第 一值乘以上述被選擇的電容值 的對基準值而得到的值來決定上述充電電流的大小，上述時間常數決定部根據上述第二值乘以上述被選擇的電容值 的對基準值的倒數而得到的值來決定上述環路濾波器的電阻值。
9.根據權利要求5所述的相位同步電路，其特征在于上述常數決定部具有按照上述輸入信號頻率，從多個值中選擇 任意 一 個值作為上述比例常數的比例常數選擇部，上述充電電流決定部根據上述第 一 值乘以上述被選擇的比例常 數的對基準值的平方的倒數而得到的值來決定上述充電電流的大小,上述時間常數決定部根據上述第二值乘以上述被選擇的比例常 數的對基準值而得到的值來決定上述時間常數。
10. 根據權利要求1所述的相位同步電路，其特征在于 上述環路濾波器具有開關電容濾波器。
11. 根據權利要求IO所述的相位同步電路，其特征在于 上述開關電容濾波器被上述輸入信號控制。
全文摘要
本發明提供一種相位同步電路，常數決定部(90)決定從充電泵電路(30)輸出的充電電流的大小、環路濾波器(40)的時間常數和電壓控制振蕩器(50)的增益的各常數，以使對于相位同步電路的輸入頻率的該相位同步電路的自然頻率的比例常數和阻尼因數分別成為預定值，并根據該決定來輸出各種控制信號。充電泵電路(30)、環路濾波器(40)和電壓控制振蕩器(50)按照從常數決定部(90)輸出的控制信號來分別變更充電電流的大小、時間常數和增益。
文檔編號H03L7/093GK101346882SQ20068004942
公開日2009年1月14日 申請日期2006年10月25日 優先權日2005年12月27日
發明者山田祐嗣, 曾川和昭, 柳澤直志, 道正志郎 申請人:松下電器產業株式會社