專利名稱：用于在d類放大器中實現軟開關的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及D類放大器。更具體地，本發明涉及減小D類放大器電 路中的開關損耗。
背景技術：
傳統上，高品質音頻功率放大器是大而笨重的，并且效率較差。 典型地，這些設備能夠提供具有很低的總諧波失真(THD)的大功率音 頻輸出。然而，這些設備在正常的音頻操作條件下僅實現了大約25% 的效率，這是因為它們一般使用了效率較差的線性或準線性放大器(例 如A、 B、 G和H類)。
近年來，對更有效率的音頻功率放大器的需求有所增加。因此， 需要把B類放大器更換為D類放大器以進行聲音再現。
D類放大器提供了較高的效率，但典型地具有有限的帶寬，這導 致高音頻處的高THD。
D類放大器基本上是被修改為以高頻(例如音頻頻率)在4個象限
中操作的開關模式電源。開關模式電源使用脈寬調制(PWM)來控制向 負載供電的功率開關晶體管的ON/OFF占空比。其效率較高，因為開關
不在其線性區中進行操作。
圖1是簡化的D類布局的示意圖。如圖所示，脈寬調制器110中的 比較器電路(未示出)把輸入模擬音頻信號101的幅度與以期望的開關 頻率工作的參考三角波的幅度進行比較。比較器電路通過把輸入音頻 的幅度與三角波的幅度進行比較而將其輸出在高低之間切換。當音頻
信號101高于三角波的幅度時，比較器把P麗110的輸出D+切換至0N (開)狀態。在輸入音頻信號超過三角波的幅度的持續時間期間，輸 出D+維持ON。相反，當輸入音頻信號小于三角波的幅度時，P麗的輸出 D+處于0FF (關)狀態。輸出D-是相反的，即與輸出D+互補。
輸入音頻幅度和脈寬調制器輸出D+與D-之間的關系呈一階線性。 比較器的輸出D+和D-驅動"圖騰柱(totem-poled)"晶體管開關Q,和 Q2。每一個晶體管開關是MOSFET器件，并具有耦合于其兩個端子的二 極管器件131，以實現4象限切換。圖1所示的布局是D類放大器的示例 性實施例，其中兩個開關使用了同樣類型的MOSFET。備選實施例包括 使用互補晶體管，即一個p型和一個n型的ATOSFET。因此，所使用的 MOSFET的符號沒有表示出極性。
輸出濾波器140典型地為二階低通濾波器，例如LC結構的濾波器。 輸出濾波器140主要用于對載波的變化的脈寬占空比進行低通濾波或 積分，以再現原始的音頻內容，同時對開關的載頻進行衰減。
對于高保真度音頻再現，D類功率放大器的操作(即開關)頻率 必須明顯高于所再現的音頻的帶寬。因此，為了以較高的保真度來再 現較高帶寬的音頻，需要相對高的開關頻率。然而，開關頻率越高， 開關損失越大(即效率降低)。使用圖2中的示意圖來討論開關損失的 一些原因。
圖2是具有主要寄生元件的傳統半橋式D類放大器的示意圖。如圖 所示，電壓源Vg剛驅動晶體管Q,的柵極，而電壓源V^驅動晶體管Q2的 柵極。該示意圖是標準的半橋，其示出了寄生元件U和C。2，寄生元件 C。,是晶體管Q,的固有電容，而寄生元件C。2是晶體管Q2的固有電容。元 件D,是Q,的固有二極管或具有低壓降的外部二極管；而元件D2是Q2的固 有二極管或具有低壓降的外部二極管。利用雙箭頭示出了電流及其流
動方向(即從漏極到源極)。
在這個示意圖中，晶體管i^和Q2向由輸出電感器Li和輸出電容器d
形成的濾波器提供準方波。由晶體管Q,和Q2以及電感器L,共享的節點 201在此被稱作開關節點。在操作期間，開關節點201處的電壓是由波 形310所示的方波，如圖3中所示。這個電壓由包括電感器L和電容器 C,的輸出LC濾波器進行低通濾波，以產生電容器C,兩端上的相對低頻 的輸出電壓。
處于空閑(即零輸出電壓)的電感器電流(Iu)由圖3中的三角 波320來表示。三角波320是紋波電流，其在輸出電容器C,上產生了準 正弦紋波電壓，即圖3中的波形330。這個輸出紋波電壓(即330)必須 在數值上加以限制，否則會出現輻射的問題。為此，輸出電感器L,的 值被保持得足夠高，從而把紋波電流限制為全功率輸出電流的一小部 分，根據經驗一般是20%。圖4是紋波電流與負載電流之間的關系的示意圖。
如圖4所示，空閑處的電流由波形410示出，而l/8功率處的電流 由波形420示出。如波形410和420中所示，紋波特性引起輸出電流關于 穩態值的非穩定擾動。在空閑處，平均電流是零，而且D類的紋波特性 導致非穩態的負和正的電流振蕩。由于振蕩(即紋波)幅度由電感器 L,的大小來控制，類似的紋波幅度存在于其他負載值處。例如，如波 形420中所示，1/8功率處的穩態電流由電流值IuK來表示，而其上疊 加的紋波電流具有大約1/8功率負載電流值^^的峰峰值的20%的紋波幅度。
因此，盡管圖2所示的電路中不存在刻意的耗散元件，然而實際 電路不會是100%有效的，因為其中存在多種有限的損耗機制。例如， 輸出LC濾波器和開關晶體管中存在固有損耗。濾波器部分中的損耗是 公知的，并且被選擇作為成本折衷，但是晶體管(FET)中的損耗具有 更多約束。首先，FET Qi和Q2將具有有限的導通電阻，這導致導通損 耗。其次，Q冴叫2將經歷開關轉變處的一些損耗，這導致開關損耗。 正是這些開關損耗主要限制了開關頻率。因此，即使通常來說較高的 開關頻率(音頻帶寬)將有益于音頻性能，然而其還會導致較低的效
率；因此，現有技術的系統為了效率而對帶寬有所折衷。
對于現有技術中的傳統的D類放大器的大約209&的電流紋波，當輸 出電流為高時，存在有損(或硬性)開關轉變。使用圖14中的波形示 出了傳統的D類放大器中的這個有損開關轉變。
如圖所示，開始時Q2處于導通態(即柵極供電電壓V一2 1402大于 閾值)，而且大的正電流Iu 1403流過電感器L,。電感器電流Iu 1403 從源極到漏極地流過Q2的導通電阻，其值是由I"。2 1404所表示的負值。
在時刻tl， Q2截止且電感器電流Iu從Q2的導通電阻流到D2，其中D2
是Q2的固有二極管或具有低壓降的外部二極管。Q2上的電壓(即VdsQ2
1406)在Q,導通的時刻t2之前不會升高，但這將導致大量反向恢復電 流(ID2 1405)流過D2和Q,，因為D2具有由t2和t3之間的時段所表示的 有限截止時間。因此，反向恢復時段持續到時刻t3。因此，從t2到t3， 晶體管Q,同時經歷高電流(ID2 1405)和高電壓(VdsQ2 1406)，兩者的 乘積是高開關損耗(即耗散功率)。
因此，可以利用幵關損耗的減小而實現效率的改進。備選地，可 以提升開關頻率，以實現改進性能的同時不降低效率。但是，在不增 大高頻紋波的情況下，這不能在傳統的D類放大器中實現。
盡管人耳通常聽不到高頻紋波，但是高頻紋波的存在仍是不希望 的，理由如下(1)這是發射問題，例如其表現為AM無線波段和其他 地方的假象(artifact); (2)其影響了音頻測量；(3)限制了輸出信 號對末端用戶表現出的潔凈度；以及(4)在饋送至控制電路的反饋信 號上添加了不希望的假象，限制了性能。因此，用于減小開關損耗的 任何方案都必須解決高頻紋波的問題。
如上所述，波形330清楚地示出了紋波現象。實際中，全帶寬D類 放大器上的電壓紋波可以是具有幾百kHz基頻的l伏的峰峰值，使得其 很容易傾向于和其他電子設備發生干擾，特別是AM無線接收機。開關 頻率可變的調制方案尤其會遇到麻煩。
現有技術中用于減小紋波的方法包括使用輸出電容器C,兩端上 的LC串聯阱(trap)電路。這個方法具有若干缺點。首先，LC阱的Q (品質因數)必須很高，以有效地對電流進行旁路，使之離開d,其
位于開關頻率上的阻抗公知地小于1歐姆。其次，該阱僅在單頻處有效。 如果開關頻率是可變的，貝UQ越高，阱的效率越低。該阱對于衰減開關 頻率的諧波來說不是很有效；盡管相對來說，這通常已經從基頻下降
了20dB，但如果它們的絕對數值過大，其仍會出現問題。
用于減小紋波的另一現有技術的方法是，向輸出添加另一個二階 濾波器，從而創建4階濾波器。該方法的一些缺點包括必須使電感器
的大小能夠對全輸出電流進行處理，而且由于所用器件中的非線性， 濾波器可能會增添失真，并且濾波后的輸出處于任何反饋環的控制之 外。
用于處理紋波問題的另一現有技術的方法是，向輸出添加第二LC 低通濾波器，由此有效地把濾波器的階從2增大至4。然而，4階濾波器 造成了可控性和線性方面的問題。另外，較高階的濾波器增加了總諧 波失真(THD)。
本發明的教導在減小開關損耗的同時把紋波所帶來的影響減至 可接受的水平。
發明內容
本發明是一種用于減小D類放大器中的開關損耗的方法和裝置。 基本上，D類放大器是由高頻調制器(例如脈寬調制器)來驅動的開關 模式電源。因此，高頻開關紋波(例如高頻開關噪聲)在傳統的D類放 大器中是常見的。由于高頻紋波帶來的負面影響，包括音頻再現的退 化，現有技術的D類設計通過使輸出電感器足夠大以限制紋波不超過負 載電流的20%，犧牲功率損耗(即接受較高的功率損耗)以換攻紋波的 減小。
高功率損耗(因此效率降低)是由于電壓和電流同時處于正峰值 時的晶體管開關操作而引起的，這導致功率必然被消耗。高的正電流 是相對大的電感器值的產物，這還會限制幵關頻率帶寬。因此，本發 明的實施例利用開關晶體管處的紋波，顯著地降低了功率損耗，因而 允許效率的改進或開關頻率的增大，或是兩者。
此外，本發明的實施例應用耦合電感器的方法，引導紋波使其離
開D類放大器的輸出，因此消除了音頻性能中增大的紋波的任何不希望 的假象。
圖1是簡化的D類布局的示意圖。
圖2是具有主要寄生元件的典型半橋D類放大器結構的示意圖。 圖3是表示輸出紋波的現有技術的D類放大器的波形的示意圖。 圖4是典型的D類放大器結構的輸出鬼感器處的電流波形的示意圖。
圖5是作為理想變壓器的耦合電感器電路的示意圖，其具有以兩
個相連的AC電壓源而示出的集總寄生元件。
圖6是重新繪制的耦合電感器電路的示意圖，其將U反射到次級
側，以更好地表示分壓器。
圖7是半橋結構中的紋波引導的耦合電感器方法的示意圖。 圖8是用于紋波引導的耦合電感器實施例的全橋結構的示意圖。 圖9是使用抽頭電感器方法的零紋波半橋結構的示意圖。 圖10是用于紋波引導的抽頭電感器實施例的全橋版本的示意圖。 圖ll是使用反向繞線(back-would)耦合電感器結構的零紋波半
橋D類放大器的示意圖。
圖12是用于紋波引導的備選耦合電感器實施例的全橋版本的示意圖。
圖13是根據本發明實施例的零紋波D類放大器的采樣波形的示意圖。
圖14是傳統的D類放大器的有損開關特性的示意圖。 圖15是在紋波引導之前的本發明的D類放大器的輸出電感器處的
電流波形的示意圖。
圖16是本發明實施例的D類放大器的軟開關特性的示意圖。
具體實施例方式
本發明包括一種用于減小D類放大器中的開關損耗的方法和裝置。
在下面的描述中，提出了多個特定細節，以提供對本發明更加徹底的 描述。然而，本領域的技術人員可以明顯看出，可以在這些特定細節 之外而實踐本發明。另外，沒有詳細描述公知特征，以免混淆本發明。 一般地，本發明的實施例提供了無損開關D類放大器，其不存在紋
波的負面影響。現有技術的D類放大器(參考Q,導通時針對二極管D2所 描述的)的開關損耗僅由于電感器電流在轉變時刻處為正(參見圖14 中的波形L, 1403)而顯著。因此，如果電感器電流在這個開關轉變 期間為負，則Q2的截止將使電感器電流對C。,和C。2充電，導致開關節點 電壓諧振地增大，直到D,導通為止。因此，Ql的導通不會導致反向恢 復損耗，而且不會把Cw和U中的能量放電到Q,中。如圖4所示，傳統D 類放大器的負電流條件僅在空閑功率條件(即波形410)處(或很靠近 之處)出現，而不是在大多數負載條件(例如波形420)期間出現。
可以通過減小電感器L并由此把電感器紋波電流增大至負載電流 的更高比例，來增大其上可獲得接近于無損開關的軟開關的輸出負載 電流范圍，如圖15中所示。
圖15是在減小的輸出電感的條件下紋波和穩態電流之間的關系的 波形示意圖。空閑電流由波形1510來表示，而全負載電流由波形1520 表示。如圖所示，電流振蕩的紋波或峰峰幅度大于負載電流的數值(由 Ludc表示)，導致負載處的負電流情況。因此，如果在小的負電感器電 流的情況下進行開關操作，則耗散功率將會很小。
傳統D類放大器和本發明的實施例之間的功率耗散存在明顯不同，
這是因為本發明的特性迫使以小的負電感器電流進行開關操作，從而 導致在與傳統D類放大器相比更寬的輸出電流范圍上的所謂的"軟"開 關。在傳統的D類放大器中，當輸出電流超過某個小值時，開關操作是 "硬性"的，因為大的正電感器電流將伴隨著晶體管上大的正電壓， 從而導致大的功率的耗散。使用圖16中的波形以及圖2中的D類放大器 結構進一步示出了本發明實施例的軟開關操作。
如同硬性開關操作的情況，該示意圖開始時晶體管Q2處于導通態。 就是說，類似的電壓波形V^ 1402和Vgs。， 1401分別施加到晶體管Q2和 Q,的柵極，以示出本發明的方法相對于現有技術的益處。如圖所示，
與硬性開關操作情況下的電感器電流Iu 1403相比，本發明實施例中
的電感器電流Iu 1603現在是小的負值。這使得晶體管Q2上從漏極到源 極的電流(IdsQ2 1604)是小的正電流。
當晶體管Q2在時刻tl截止時，二極管D2導通。因此，電流被轉向固 有電容U (以及Cq,)，其以正確的方向對這些電容進行正充電，直到 D,在時刻t2導通。在時刻t3，晶體管Q,導通，且電流從D,轉向Q,。因此， 現有技術的示例(參見圖5)中所示的晶體管Q,上同時為高電流和高電 壓的時段是不存在的。因此，極大地降低了開關損耗。
因此，本發明的實施例提供了相同開關頻率上的一階效率改進。 備選地，使用本發明的實施例，可以在不使效率降低的情況下增大開 關頻率。
然而，增大紋波電流的數量級導致了輸出電容器d上的紋波電壓 的相應增大。由于這個紋波對于傳統D類設計來說具有1伏的數量級， 所以由于多種原因，使用本發明的實施例來增大紋波電壓(可能具有 IO伏的數量級)可能是無法接受的，這些原因包括音頻系統中的輻射 和性能。因此，本發明的實施例使用這里所討論的紋波引導技術來控 制增大的紋波。
本質上，通過向傳統的D類放大器添加輔助輸出而實現零紋波。除 了從原始輸出中消除紋波，該輔助輸出不需提供任何其他有用的功能。 半橋D類結構具有一個輔助輸出，而全橋電路可以具有兩個輔助輸出， 而在一些實施例中可以把這兩個輔助輸出合并為一個。在全橋零紋波
結構中，第二輔助輸出可以被配置為浮動輸出。
在本發明的一個或更多個實施例中，耦合電感器電路用于把紋波 從D類放大器的原始輸出中去除。為了形象地表示耦合電感器電路如何 從原始輸出中去除紋波，把耦合電感器表示為圖5中所示的理想變壓 器。
如圖所示，耦合電感器501的原理可以表示為具有匝數比為Np:Ns 的理想變壓器。其中，Np是初級側繞組的匝數，而Ns是次級側繞組的 匝數。變壓器具有有限磁化電感lm;初級側510上的有限非耦合電感 LP;以及次極端520上的有限非耦合電感U。
實際中，非耦合電感Ls可以由耦合電感器泄露電感和較大的離散 電感器的組合來描述。耦合電感器的兩端由AC電壓源Vp和Vs來驅動，
其中Vs可以被約束為Vp的標量倍數("a"), Vs=aVP。不需要對Vs和Vp施 加其他約束，因此它們可以具有任意波形和頻譜。這些電壓源產生了 流入耦合電感器501的電流Ip和Is。當繞組Np兩端上的電壓等于初級源 電壓Vp時，非耦合電感Lp上不存在電壓降，因此初級側電流Ip等于零。 當由非耦合電感Ls和反射磁化電感LM形成的分壓器對次級電壓源 Vs進行減小，然后以匝數比Np:Ns增大，這在初級繞組Np上施加了可等 于Vp的電壓，從而滿足零紋波條件。圖6是重新繪制以把磁化電感Lw反 射到次級側520以更好地示出分壓器的耦合電感器電路的示意圖。只要 初級繞組Np上不存在電壓降，即Np上的電壓等于初級側電壓Vp，則當初 級側電壓Vp和次級側電壓Vs相等時，初級繞組上會出現零紋波條件。
下面進一步論述零紋波條件。
如圖6所示，可通過使匝數比的平方相等的變換把磁化電感反射到 次級側520。次級繞組Ns上的電壓(以VNs表示)可以利用所得到的分 壓器來計算
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沖
通過以匝數比對VNs進行變換，可以計算初級繞組Np上的電壓(以 VNp表示)。
卿=<formula>formula see original document page 12</formula>
由于對于零紋波來說Np上的電壓必須等于Vp，把VNp設為Vp并對兩端 的項進行化簡，得到
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進一步化簡并重新整理:
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對Ls進行求解<formula>formula see original document page 13</formula>最后，針對a二l的情況(即VfVp)進行求解:
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在這些條件下，零紋波出現在初級繞組處。因此，耦合電感器方
法是解決D類放大器的紋波問題的一種方法。本領域的普通技術人員可 以明顯看出，也可以采用其他磁等效方法和電路。
如這里所示，本發明的一個或更多個實施例采用耦合電感器方法 來消除D類放大器中的紋波假象。圖7是用于半橋D類放大器結構中的紋 波引導的耦合電感器方法的示意圖。如圖所示，主電感器710包括平行 的初級繞組L,a和耦合次級繞組U。這兩個繞組Lu和U的第一端(即圖 7中示出為沒有圓點的一端)耦合至開關節點201 (即MOSFET開關Q,和 Q2的連接點)。繞組Lu的第二端耦合至電容器d，而電容器C,又耦合至 地。因此，繞組L,a和電容器C,依然被配置為現有技術的低通濾波器的 等同物(參見圖2)，加上了使用次級繞組W的輔助輸出。
耦合電感器710的次級繞組U形成了包括電容器G和電感器L2的輔助輸出的基礎，其中輸出電容器C2主要用于把紋波從主放大器(即 原始)輸出(在電容器C,處)中去掉。如圖所示，繞組Lu:的第二端耦 合至電感器L2的一端，而電感器L2又耦合至電容器C2。最后，可以把電
容器C2耦合至地。因此，電容器C2去除了原始輸出中的紋波。
在這個示意圖中，主輸出電容器C,和第二輸出電容器C2上的低頻 電壓是相同的，因為這兩個輸出均跟蹤開關節點201的DC值。假定任一 輸出電容器上均不存在實際的AC電壓，則如同參考圖5和6中的示意圖 所討論的那樣，開關節點201處的AC電壓類似于Vp和Vs。因此，這個實 施例對應于初級繞組上的零紋波條件，因為初級側電壓Vp和Np上反射 的次級側電壓是相等的。
圖8是用于紋波引導的耦合電感器實施例的全橋結構的示意圖。 如圖所示，該全橋結構包括圖7中的半橋結構的鏡像，并把兩方組合在 一起。然而，當把兩個半橋結構耦合在一起時，所產生的電路將具有 兩個電感器L2和兩個電容器C2。在本發明的一個或更多個實施例中， 把所產生的兩個電感器U進行統一，以創建一個電感器L"并且把所 產生的兩個電容器C2統一為一個電容器C3，如圖8中所示。
如圖8所示，包括Lu和U的第一耦合電感器710在第一端耦合至開
關節點201。就是說，繞組Lu的第一端可以與繞組Lu:的第一端耦合到
一起，然后耦合至開關節點201。包括U和U的第二耦合電感器820在
第一端耦合至開關節點401。開關節點401是M0SFET開關q3和q4的耦合
點。兩個耦合電感器710和820的點朝向具有相同的方向，如圖所示。 耦合電感器710的繞組L,a的第二端耦合至電容器C,的一端。電容器
C,的另一端耦合至地。相似地，耦合電感器820的繞組L,b的第二端耦合
至電容器C,的另一端，而電容器d的這一端耦合至地。
對于輔助輸出，耦合電感器710的繞組Lu;的第二端耦合至電感器 L3的一端，而電感器L3耦合至輔助輸出電容器C3的一端。最后，輔助輸 出電容器C3的另一端耦合至耦合電感器820的繞組L,d的第二端。
本領域的技術人員可以理解，耦合電感器繞組Lu、 L1B、 U和L,d 全部可以作為單個集成磁結構存在于相同的磁芯上，而且僅需要單個 的耦合電感器L3和次級輸出電容器C3。其他實施例可以使用兩個耦合
電感器，例如LfU和U-Ld。
本領域的技術人員可以理解，存在與參考圖7和8的實施例所討論 的結構在磁效果上等同的其他結構。就是說，存在其他磁方式以實現 與參考圖7所討論的相同的行為。例如，由于耦合電感器的兩個繞組的 一端在相同節點處耦合在一起，所以次級電感器的輸出端上的電壓將 由匝數比來確定。這個電壓比也可以通過在主電感器繞組上添加簡單 的抽頭而實現，如圖9和10中所示。相比于參考圖7所討論的結構，該 結構是更加容易制造的繞組。
圖9是使用抽頭電感器方法的零紋波半橋結構的示意圖。如圖所 示，抽頭電感器實施例包括把初級和次級繞組之間相同的匝數進行合 并。因此，如圖所示，該實施例包括具有三個管腳910、 902和903的一 個電感器I^。電感器L,e的第一端處的管腳903耦合至開關節點201。電 感器l^的另一端處的管腳901耦合至主輸出電容器d的一端。輔助輸出 從管腳902抽出，并耦合至電感器L2以及輔助輸出電容器C2。
使用圖7中的耦合電感器實施例來解釋抽頭電感器結構的原理。 例如，如果耦合電感器710的初級繞組的匝數(例如Np)是30，而次級 繞組的匝數是24 (例如Ns)，那么相同匝數是24。使用上述示例，在采 用抽頭電感器結構的實施例中，主電感器U (參考圖9)在管腳901和 903之間將具有30匝。位于管腳901和903之間的管腳902處包括次級抽 頭，用于表示"的次級繞組的匝數。在本示例中，管腳902處的抽頭 的位置使得管腳902和903之間存在24匝。因此，取代圖7中所示實施例
的兩個繞組，可以僅使用一個抽頭繞組來在磁效果方面實現相同結果。 圖10是用于紋波引導的抽頭電感器實施例的全橋版本的示意圖。 如圖所示，全橋版本包括圖9中的半橋結構的鏡像，并把兩方進行組合。
然而，當把兩個半橋結構耦合在一起時，所產生的電路將會具有兩個 電感器"和兩個電容器C2。在本發明的一個或更多個實施例中，所產 生的兩個電感器L2被統一，以產生一個電感器L"而且所產生的兩個 電容器C2被統一為一個電容器C3，如圖10中所示。抽頭電感器Lw具有 多個管腳，例如904、 905和906。例如，按照上述示例，管腳904和906 之間的匝數將是30，而管腳905和906之間的匝數將是24。
本領域的技術人員可以理解，抽頭電感器繞組LiE和U全部可以作 為單個集成磁結構存在于相同的磁芯上，而且僅需要單個的耦合電感
器L3和單個的輔助輸出電容器C3。其他實施例可以使用分離的磁心上
的兩個抽頭電感器，例如U和L,f。
如圖10中所示，第一抽頭電感器"在管腳903處耦合至幵關節點 201。第二抽頭電感器W在管腳906處耦合至開關節點401。兩個抽頭 電感器U和"的點朝向具有相同的方向，如圖所示。
抽頭電感器L,e的管腳901耦合至電容器C,的一端。電容器d的另一 端耦合至地。類似地，抽頭電感器L,f的管腳904耦合至電容器C,的另一 端，而電容器d的這一端耦合至地。
對于輔助輸出，抽頭電感器"的管腳902耦合至電感器L3的一端， 而電感器L3又耦合至輔助輸出電容器C3的一端。最后，輔助輸出電容 器C3的另一端耦合至抽頭電感器L,f的管腳905。
在另一實施例中，磁等同電路包括把用于輔助輸出的繞組耦合至 主電感器的輸出端，而且繞組以如圖11和12所示的補償(bucking)方 式后向繞線。圖11是使用反向繞線耦合電感器結構的零紋波半橋D類放 大器的示意圖。如圖所示，主電感器1110具有以通常的D類電路的方式 而耦合的初級繞組Lw。就是說，繞組Lu的第一端(即被示為沒有點的 端)耦合至開關節點201 (即M0SFET開關Q,和Q2的連接點)。繞組L,a的 第二端或輸出端耦合至電容器d，而電容器d又耦合至地。因此，繞 組Lu和電容器C,仍被配置為現有技術中的低通濾波器(參見圖2)。
次級繞組U形成了包括電容器C2和電感器L2的輔助輸出的基礎， 其中輸出電容器C2主要用于把紋波從主放大器輸出(在電容器C,處) 中去掉。如圖所示，次級繞組L,e的第二端(具有點的一端)耦合至電 感器Lu的輸出端(即節點1101)，并且在與繞組L,a相同的磁芯中反向 繞線至第一端。繞組l^的第一端耦合至電感器L2的一端，而電感器L2 耦合至電容器C2。最后，可以把電容器C2耦合至地。因此，電容器G
去除了原始輸出中的紋波。
使用與具有30匝的初級側電感器相同的示例，次級側電感器U反 向繞線6匝，從而得到有效的24匝。這個結構產生的效果與把次級電感
器的24匝耦合至開關節點(參見圖7中的結構)幾乎相同。
圖11和12中所示的實施例也產生了相同的電壓比，但是所添加的
匝數要少得多，相對于主繞組，這些匝可選地具有小得多的安培容量。 另外，如果使用螺線管形磁芯，則反向繞線方法更適于減小耦合電感 器上的外部泄露場。這是因為較小的補償繞組會占據螺線管圓周的較
小部分，使得每一個繞組(Lu和U)都具有接近于理想的360度繞組 覆蓋，這將會減小漏磁量。
圖12是用于紋波引導的備選耦合電感器實施例的全橋版本的示 意圖。如同這里所討論的其他實施例，全橋版本包括圖ll中的半橋結 構的鏡像，并把兩方進行組合。次級繞組與輸出節點1101和1201耦合， 而不是與幵關節點201和401耦合。當把兩個半橋耦合在一起時，所產 生的電路將具有兩個電感器L2和兩個電容器C2。然而，本發明的一個 或更多個實施例把所產生的兩個電感器L2統一為一個電感器L3，并把 所產生的兩個電容器C2統一為一個電容器C3，如圖12中所示。本領域 的技術人員可以理解，耦合電感器繞組Lu、 L1B、 1^和"全部可以作為 單個集成磁結構存在于相同的磁芯上，而且僅需要單個的耦合電感器 L3和次級輸出電容器C3。其他實施例可以使用兩個耦合電感器，例如
LlA-L/lG禾口LlB-LlH 。
圖13是根據本發明實施例的零紋波D類放大器的采樣波形的示意 圖。該波形來自在100-200V直流電上以130kHz運行的全橋零紋波實施 例(參見圖8)。這個D類電路針對高功率和低音頻帶寬做了優化，而且 與圖3中所示的現有技術中用于波形產生的電路類似。主D類輸出濾波 器包括200uH的電感器L,和5uF的薄膜電容器d。零紋波繞組包括N^30， Ns=24， Uf200uH，導致次級側非耦合電感Lf32uH。次級側非耦合電感 Ls包括大約7uH的泄露電感以及25uH的離散電感，例如L3。輔助輸出電 容器C3可以在寬范圍(例如從5uF到luF)內變化，不會對零紋波D類放
大器的操作產生影響。
如圖所示，作為調制器110驅動晶體管(MOSFET) Q,和Q2的柵極所
產生的結果，電感器Lu兩端上產生方波電壓1310。電感器Lu的輸出端
處的電流以波形1320來表示。最后，電容器C,處的電壓輸出以波形1330
來表示。與圖3中的(現有技術中的D類)波形330相比，紋波特性幾乎 完全從波形1330中消除。圖3和13中的曲線具有相同的比例。
注意，這里所使用的電感值和電容值僅為了示意性的目的。具體 地，用于產生圖13中的波形的電路針對高功率和低帶寬做了優化，因 而具有相對低的開關頻率130kHz。而且電感值和電容值反映出這個低 開關頻率。這些值可以遠大于低功率全帶寬電路應用。
另外，在零紋波D類放大器實現的開環轉移函數中，可能存在額 外的諧振。這個額外的諧振可能是由于輔助輸出路徑中附加的電感器 和電容器所引起的。當試圖利用反饋來控制系統時，這個額外的諧振 可能會引起問題。因此，可能希望把該諧振移至與開關頻率盡可能地 接近，即遠離閉環系統。
參考半橋D類實施例，當C2上的開關電壓紋波對零紋波操作產生干 擾時，輔助輸出電容器C2的值(例如針對全橋的C3)處于其下限。因 此，簡單地調整C2可能不足以把額外的諧振移至期望的頻率(例如開 關頻率)。然而，還可以通過如下方式來移動該諧振把次級繞組的匝 數Ns移至與初級繞組的匝數Np很接近，同時減小諧振電感器值。這樣， 可以把該諧振移至高得多的頻率，而且對零紋波D類放大器操作的影響 很小。
應用這里的零紋波技術允許使用高得多的紋波電流幅度，這對于 在不把輸出電壓紋波增大到不可接受的水平的前提下實現軟開關來說 是必需的。
可以理解，上述裝置和方法的設置僅為了示出本發明原理的應 用，在不背離權利要求中所限定的本發明的精神和范圍的前提下，可 以實現多種其他的實施例和修改。
權利要求
1、一種D類放大器，包括第一組開關，耦合到一起以形成第一開關節點；輸出電感器電路，耦合至所述第一開關節點，其中，所述輸出電感器的大小適于提供導致非空閑功率條件下的負電流情況的紋波電流幅度；輸出濾波器，包括輸出電容器和所述輸出電感器；以及紋波引導電路，把所述紋波電流引導離開所述輸出電容器。
2、 根據權利要求1所述的D類放大器，其中，所述第一組幵關中 的每一個均包括晶體管。
3、 根據權利要求1所述的D類放大器，其中，所述第一組開關由 調制器來驅動。
4、 根據權利要求1所述的D類放大器，其中，所述紋波電流幅度 提供了一直到針對固定負載的期望的穩態功率條件的軟開關。
5、 根據權利要求4所述的D類放大器，其中，所述固定負載是1/8功率條件。
6、 一種用于減小D類放大器中的開關損耗的方法，包括 把第一組開關耦合在一起，以形成第一開關節點； 把輸出電感器電路耦合至所述第一開關節點，其中，所述輸出電感器的大小適于提供導致非空閑功率條件下的負電流情況的紋波電流 幅度；把輸出電容器耦合至所述輸出電感器和地；以及 把紋波引導電路耦合至所述輸出電感器電路，把所述紋波電流引 導離開所述輸出電容器。
7、 根據權利要求6所述的方法，其中，所述第一組開關中的每一個均包括晶體管。
8、 根據權利要求6所述的方法，其中，所述第一組開關由調制器來驅動。
9、 根據權利要求6所述的方法，其中，所述紋波電流幅度導致一 直到針對固定負載的期望的穩態功率條件的軟開關。
10、 根據權利要求9所述的方法，其中，所述固定負載是l/8功率條件。
全文摘要
本發明提供了無損開關，對輸出電感器進行配置，使得負載條件處的紋波電流幅度導致開關操作期間的小的負電流。重新配置的輸出電感器導致增大的紋波電流幅度。這個增大的紋波幅度還可以通過使用零紋波引導技術而實現，以消除輸出電容器處的紋波。紋波引導技術包括向D類放大器添加次級輸出，其把開關紋波引導離開主輸出，從而基本上使主輸出不會受到現有技術的D類放大器的主要假象的影響。
文檔編號H03F3/217GK101385237SQ200680027296
公開日2009年3月11日 申請日期2006年7月28日 優先權日2005年7月28日
發明者艾里克·門登霍爾 申請人:Rgb系統公司