專利名稱：阻抗轉換電路和包括其的集成電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于建立包括電感的阻抗的阻抗轉換電路和包括其的集成電路。
背景技術：
在半導體集成電路中難于建立期望的阻抗，特別是電感。
日本專利申請公開11-205087號公開了如圖25中所示的作為建立包括電感的阻抗的電路的一種使用多個運算放大器的阻抗轉換電路。
在此阻抗轉換電路中，阻抗Z1、Z2、Z3、Z4和Z5在被供以輸入信號電壓Vin的輸入端91和地之間彼此串聯。阻抗Z2和Z3的連接節點和輸入端91連接到運算放大器92的反相輸入端和非反相輸入端。運算放大器92的輸出端連接到阻抗Z3和Z4的連接節點。阻抗Z4和Z5的連接節點和阻抗Z2和Z3的連接節點連接到運算放大器93的非反相輸入端和反相輸入端。運算放大器93的輸出端連接到阻抗Z1和Z2的連接節點。
如圖25中所示，在所述阻抗轉換電路中，從輸入端91所看的阻抗Zin是Zin＝(Z1·Z3·Z5)/(Z2·Z4)(91)但是，在圖25中所示的現有技術中的阻抗轉換電路基于在輸入端91和地之間建立阻抗的前提。因此，為了提取作為兩端元件的阻抗，使用總共四個運算放大器。而且，為了提取作為四端元件的阻抗，使用總共8個運算放大器。因此，當被轉換為兩端元件或轉換為四端元件時，所述阻抗引起功耗的提高，因此不適合于降低功耗。
另外，因為所建立的阻抗的特性，特別是頻率特性由所使用的運算放大器的性能決定，因此當增加運算放大器的數量時，所使用的頻率被更多地限制。
發明內容
因此，本發明使得可以形成具有小數量元件的阻抗轉換電路、降低功耗和拓寬所使用的頻帶。
按照本發明的實施例，提供了一種阻抗轉換電路，包括被供以差分輸入信號電壓的第一電壓到電流轉換器和第二電壓到電流轉換器；反相放大器；以及，用于反饋的第三電壓到電流轉換器。在阻抗轉換電路中，第一電阻器和第二電阻器在反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯，第一電壓到電流轉換器的輸出端連接到反相放大器的輸入端，第二電壓到電流轉換器的輸出端連接到第一電阻器和第二電阻器的連接節點。而且，在阻抗轉換電路中，反相放大器的輸出端連接到第三電壓到電流轉換器的輸入端，第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到第一電壓到電流轉換器的輸入端，并且在所述連接節點和地之間連接阻抗。
按照本發明實施例的如此形成的阻抗轉換電路使用一個反相放大器，諸如運算放大器等，并且可以使用很小數量的元件來形成電壓到電流轉換器。因此，即使在轉換成兩端元件或轉換成四端元件的情況下，也有可能使用小數量的元件形成阻抗轉換電路，降低功耗和拓寬所使用的頻帶。
如上所述，按照本發明的實施例，可以使用小數量的元件而形成阻抗轉換電路，降低功耗和拓寬所使用的頻帶。
圖1是示出按照第一實施例的阻抗轉換電路的圖；圖2是示出圖1的電路的等同電路的圖；圖3是示出由圖1的電路形成的帶通濾波器的圖；圖4是示出幫助說明圖1到3的電路的方程的圖；圖5是示出按照第二實施例的阻抗轉換電路的圖；圖6是示出圖5的電路的等同電路的圖；圖7是示出圖5的電路的等同電路的圖；圖8是示出由圖5的電路形成的差分型帶通濾波器的圖；圖9是示出幫助說明圖5到8的電路的方程的圖；圖10是示出按照第三實施例的阻抗轉換電路的圖；
圖11是示出圖10的電路的等同電路的圖；圖12是示出圖10的電路的等同電路的圖；圖13是示出由圖10的電路形成的對稱四端網的圖；圖14是示出由圖10的電路形成的差分型陷波電路的圖；圖15是示出幫助說明圖10-14的電路的方程的圖；圖16是示出幫助說明圖10-14的電路的方程的圖；圖17是示出按照第四實施例的阻抗轉換電路的圖；圖18是示出具有驅動電阻器和終端電阻器的圖17的電路的圖；圖19是示出圖18的電路的不同表示的圖；圖20是示出由圖17的電路形成的對稱四端網的圖；圖21是示出由圖17的電路形成的差分三階低通濾波器的圖；圖22是示出幫助說明圖17-21的電路的方程的圖；圖23是示出幫助說明圖17-21的電路的方程的圖；圖24是示出按照第五實施例的阻抗轉換電路的圖；圖25是示出在現有技術中的阻抗轉換電路的圖。
具體實施例方式圖1示出了按照第一實施例的阻抗轉換電路。
在此示例中的所述阻抗轉換電路被形成為包括電壓到電流轉換器11、12和13以及反相放大器14的電路10。
電壓到電流轉換器11將被提供到輸入端1a的輸入信號電壓Vin轉換為輸出電流。電壓到電流轉換器12將被提供到輸入端1b的、相對于輸入信號電壓Vin的差分(相反相位)輸入信號電壓-Vin轉換為輸出電流。
運算放大器等可以用作反相放大器14。電阻器15和16在反相放大器14的輸入端(在運算放大器情況下為反相輸入端)和輸出端之間彼此串聯。在電阻器15和16的連接節點17與地之間連接阻抗18。電壓到電流轉換器11的輸出端連接到反相放大器14的輸入端，電壓到電流轉換器12的輸出端連接到連接節點17。
電壓到電流轉換器13將反相放大器14的輸出電壓Vout轉換為電流，并且將該電流反饋到電壓到電流轉換器11的輸入側。即，電壓到電流轉換器13的輸入端連接到反相放大器14的輸出端。電壓到電流轉換器13的輸出端連接到電壓到電流轉換器11的輸入端。
在如此形成的阻抗轉換電路中，gm1、gm2和gm0分別表示電壓到電流轉換器11、12、13的電導(電壓到電流轉換系數)。R1和R2分別表示電阻器15和16的電阻值。Z表示阻抗18的阻抗值(對于阻抗，阿拉伯數字用作表示電路或元件的附圖標號，將字母表符號Z、Zin等用于表示阻抗值)。由圖4中的方程(1)表示反相放大器14的輸出電壓Vout。
假定gm1和gm2之間滿足圖4的方程(2)所表示的條件，則由圖4中的方程(3)來表達輸出電壓Vout。
這樣，由圖4中的方程(4)來表達從電壓到電流轉換器13流到電壓到電流轉換器11的輸入側的電流Iin，并且由圖4中的方程(5)來表達從輸入端1a所看的阻抗Zin。
設Z＝sL(其中s是拉普拉斯算子)，公知地，在這種情況下輸入阻抗Zin是電感。改變gm0可以改變電感的值，即阻抗的值。
可以改變除了gm0之外的參數gm1、R1或R2。但是，在這種情況下，以與參數gm1、R1或R2的改變互鎖的方式改變其他參數，以便滿足在圖4中的方程(2)的條件。這樣，參數改變和控制變得困難，因此改變gm0。
圖2示出了從圖1示例中的阻抗轉換電路的輸入端1a所看的等同電路。在此電路中，在信號源2和地之間存在由圖4中的方程(5)所表達的阻抗Zin。
作為具體示例，圖3示出了通過使用作為圖1中的阻抗18(阻抗Z)的電感和電容的并聯電路而形成的帶通濾波器51，其中附接了驅動電阻器3(電阻值R)。
使用其中將諸如電阻器等的線性元件用作阻抗18(阻抗Z)并且可以改變gm0或gm1的配置，可以實現具有線性增益控制特性的增益控制放大器電路。
圖5示出了按照第二實施例的阻抗轉換電路。通過對于差分輸入信號電壓Vin和-Vin對稱地布置圖1中所示的電路10和與電路10具有相同配置的電路20而形成此示例中的阻抗轉換電路。
具體上，在電路20中，電壓到電流轉換器21、22和23，反相放大器24，電阻器25、26，連接節點27、阻抗28以與電路10完全相同的方式連接。與電路10相反，被提供到輸入端1b的輸入信號電壓-Vin被提供到電壓到電流轉換器21，而被提供到輸入端1a的輸入信號電壓Vin被提供到電壓到電流轉換器22。
設gm1是電壓到電流轉換器11和21的電導，gm2是電壓到電流轉換器12和22的電導，gm0是電壓到電流轉換器13和23的電導，R1是電阻器15和25的電阻值，R2是電阻器16和26的電阻值，Z是阻抗18和28的阻抗值，則反相放大器14的輸出電壓Vout由圖9中的方程(11)來表達，所述方程(11)與在圖4中的方程(1)相同。反相放大器24的輸出電壓Vout’類似地由圖9中的方程(12)來表達。輸出電壓Vout和Vout’彼此具有差分關系，如圖9中的方程(13)所表達的。
假定gm1和gm2之間滿足由與圖4中的方程(2)相同的圖9中的方程(14)表達的條件，則輸出電壓Vout’由圖9中的方程(15)來表達。方程(15)中的G是由圖9中的方程(16)表達的傳遞函數。
這樣，從電壓到電流轉換器23流到電壓到電流轉換器21的輸入側的電流Iin’由圖9中的方程(17)來表達，并且從輸入端1b所看的阻抗Zin’由圖9中的方程(18)來表達，所述方程(18)與圖4中的方程(5)相同。
即，在圖5中的示例中，從輸入端1a所看的阻抗Zin和從輸入端1b所看的阻抗Zin’彼此相同，并且分別出現在地和輸入端1a以及地和輸入端1b之間。這等同于由圖4中的方程(5)表達的阻抗Zin和由圖9中的方程(18)表達的阻抗Zin’在輸入端1a和1b之間彼此串聯。
因此，如圖6中所示，從圖5的示例中的阻抗轉換電路的輸入端1a和1b所看的等同電路具有在信號源2a和信號源2b之間彼此串聯的兩個相同的阻抗Zin。
圖7示出了當圖5中的電路10和20中的用于產生由圖9中的方程(16)所表達的傳遞函數G的相應元件被示出為運算電路5a和5b時的等同電路。
作為具體示例，圖8示出了通過使用作為圖5中的阻抗18和28(阻抗Z)的、電感和電容的并聯電路而形成的差分型帶通濾波器52，其中附接了驅動電阻器3a和3b(電阻值R)。
使用其中諸如電阻器等的線性元件用作阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改變gm0或gm1的配置，有可能實現具有線性增益控制特性的增益控制放大器電路。
圖10示出了按照第三實施例的阻抗轉換電路。此示例中的阻抗轉換電路由電路31和32來形成。
在電路31中，兩個電壓到電流轉換器11a和11b被提供作為與圖5示例中的阻抗轉換電路中的電壓到電流轉換器11對應的轉換器，兩個電壓到電流轉換器12a和12b被提供作為與電壓到電流轉換器12對應的轉換器，兩個電壓到電流轉換器13a和13b被提供作為與電壓到電流轉換器13對應的轉換器。電阻器15和16彼此串聯在反相放大器14的輸入端和輸出端之間。阻抗18連接在電阻器15和16的連接節點17與地之間。電壓到電流轉換器11a和11b的輸出端連接到反相放大器14的輸入端。電壓到電流轉換器12a和12b的輸出端連接到連接節點17。電壓到電流轉換器13a和13b的輸入端連接到反相放大器14的輸出端。電壓到電流轉換器13a的輸出端連接到電壓到電流轉換器11a的輸入端。電壓到電流轉換器13b的輸出端連接到電壓到電流轉換器11b的輸入端。
在電路32中，兩個電壓到電流轉換器21a和21b被提供作為與圖5示例中的阻抗轉換電路中的電壓到電流轉換器21對應的轉換器，兩個電壓到電流轉換器22a和22b被提供作為與電壓到電流轉換器22對應的轉換器，兩個電壓到電流轉換器23a和23b被提供作為與電壓到電流轉換器23對應的轉換器。電阻器25和26彼此串聯在反相放大器24的輸入端和輸出端之間。阻抗28連接到在電阻器25和26的連接節點27與地之間。電壓到電流轉換器21a和21b的輸出端連接到反相放大器24的輸入端。電壓到電流轉換器22a和22b的輸出端連接到連接節點27。電壓到電流轉換器23a和23b的輸入端連接到反相放大器24的輸出端。電壓到電流轉換器23a的輸出端連接到電壓到電流轉換器21a的輸入端。電壓到電流轉換器23b的輸出端連接到電壓到電流轉換器21b的輸入端。
而且，在電路31和32中，電壓到電流轉換器11a和電壓到電流轉換器22a的輸入端和電壓到電流轉換器13a的輸出端被連接作為終端1a。電壓到電流轉換器12a和21a的輸入端和電壓到電流轉換器23a的輸出端被連接作為終端1b。電壓到電流轉換器11b和22b的輸入端和電壓到電流轉換器13b的輸出端被連接作為終端1d。電壓到電流轉換器12b和21b的輸入端和電壓到電流轉換器23b的輸出端被連接作為終端1c。終端1a和1b被供以差分輸入信號電壓Va和Vb。
同樣在此示例中，假定滿足了圖9中方程(14)所表達的條件，并且設Vc和Vd分別是終端1c和1d的電壓，則在此示例中，通過將圖9中的方程(14)代入方程(11)和(12)，在方程(11)中表達Vin＝Va-Vd，在方程(12)中-Vin＝Vb-Vc，反相放大器14的輸出電壓Vout和反相放大器24的輸出電壓Vout’由圖15中的方程(21)和方程(22)來表達。
方程(21)和方程(22)中的G是由圖15中方程(23)表達的傳遞函數，所述方程(23)與圖9中的方程(16)相同。
因此，如圖11所示，當用于產生圖15中方程(23)所表達的傳遞函數G的元件被分別示出為運算電路6a和6b時，可以給出圖10示例中的阻抗轉換電路的等同電路。
圖12示出了其中進一步增加了驅動電阻器3a和3b(電阻值R)和終端電阻器4c和4d(電阻值R)的等同電路的狀態。信號源2a和2b提供差分輸入信號電壓Vin和-Vin。
在圖12的電路中，設Ia是流過驅動電阻器3a的電流，Id是流過終端電阻器4d的電流，圖15中的方程(31)和方程(32)對于電流Ia和Id成立。由圖15中的方程(33)表達電壓Vd。因此，電壓Va和Vd由圖15中的方程(34)和方程(35)來表達。
類似地，設Ib是流過驅動電阻器3b的電流，Ic是流過終端電阻器4c的電流，則圖15中的方程(41)和方程(42)對于電流Ib和Ic成立。電壓Vc由圖15中的方程(43)來表達。因此，電壓Vb和Vc由圖15中的方程(44)和方程(45)來表達。
從方程(34)和方程(44)之間的比較和方程(35)和方程(45)之間的比較很清楚，電壓Va和電壓Vb彼此具有差分關系，并且電壓Vd和電壓Vc之間具有差分關系。
而且，從圖15中的方程(34)，電流Ia由圖16中的方程(51)來表達。從圖15中的方程(44)，電流Ib由圖16中的方程(52)來表達。從圖15中的方程(35)，電流Id由圖16中的方程(53)來表達。從圖15中的方程(45)，電流Ic由圖16中的方程(54)來表達。
從方程(51)到(54)可以理解，電流Ia、Ib、Id和Ic都具有相同的絕對值，并且電流Ia在圖12中從終端1a到終端1d的箭頭方向上流動，電流Ib在圖12中的從終端1c到終端1b的箭頭方向上流動。
即，如圖13中所示，圖10示例中的阻抗轉換電路形成具有兩個輸入端和兩個輸出端的對稱四端網30。
圖13中的電壓V1和-V1對應于由圖15中的方程(34)和方程(44)表達的電壓Va和Vb，并且指示所述兩個電壓彼此具有差分關系。圖13中的電壓V2和-V2對應于由圖15中的方程(45)和方程(35)表達的電壓Vc和Vd，并且指示所述兩個電壓彼此具有差分關系。
從圖15中的方程(34)和方程(44)，由圖16中的方程(55)表達電壓V1。從圖15中的方程(45)和方程(35)，由圖16中的方程(56)表達電壓V2。設Z12是在終端1a和1d之間的阻抗，圖16中的方程(57)成立，并且由圖16中的方程(58)來表達阻抗Z12。終端1b和1c之間的阻抗是同樣的阻抗Z12。
因此，圖10的示例中的阻抗轉換電路在終端1a、1b、1d和1c之間形成對稱的四端網30。
重要的是，在所述四端網的輸入側上的差分輸入和在輸出側上的差分輸出的情況下，由圖16中的方程(58)所表達的阻抗作為所述對稱四端網中的輸入和輸出之間的兩端(two-terminal)元件而存在，并且同時，通過所使用的阻抗Z的配置可以建立各種四端網。另外，在上述的示例中，可以通過改變gm0而改變所建立的阻抗Z12。
作為具體示例，圖14示出了通過使用作為在圖10中的阻抗18和28(阻抗Z)的、電感和電容的并聯連接電路而形成的差分型(在這種情況下是二階對稱四端類型)的陷波電路53。
如圖5的示例中的阻抗轉換電路那樣，使用其中將諸如電阻器等的線性元件作為阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改變gm0和gm1的配置，可以實現具有線性增益控制特性的增益控制放大器電路。
圖17示出了按照第四實施例的阻抗轉換電路。
通過下述方式來形成在此情況下的阻抗轉換電路為圖10示例中的阻抗轉換電路提供作為輸入側上的終端1a和1b之間的橋的阻抗7a和7b(阻抗Z11)和作為在輸出側上的終端1c和1d之間的橋的阻抗7c和7d(阻抗Z22)，該圖10示例中的阻抗轉換電路形成作為等同電路的如圖11(圖13)中那樣的對稱四端網。
同樣在這種情況下，假定滿足圖9中的方程(14)所表達的條件，則通過圖22中的方程(61)來表達運算電路6a的輸出電壓Vout，所述方程(61)與圖15中的方程(21)相同。方程(61)中的G是由圖22中的方程(62)表達的傳遞函數，所述方程(62)與圖15中的方程(23)相同。
在這種情況下，如圖22中的方程(63)中所示，將G用G12替換，并且將gm0用gm12替換。
因此，如圖17中所示，由運算電路6a和6b產生的傳遞函數是G12，并且電壓到電流轉換器13a、13b、23a和23b的電導是gm12。
圖18示出了其中進一步增加了驅動電阻器3a和3b(電阻值R)和終端電阻器4c和4d(電阻值R)的狀態。如上面參見圖12所述，信號源2a和2b提供差分輸入信號電壓Vin和-Vin。
在圖18的電路中，流過驅動電阻器3a和3b的電流Ia和Ib由圖22中的方程(65)和方程(66)來表達，并且流過終端電阻器4c和4d的電流Ic和Id由圖22中的方程(67)和方程(68)來表達。
方程(65)減去方程(68)和方程(66)減去方程(67)得到由圖23中的方程(71)和方程(72)表達的電壓Vc和Vd。而且，將方程(71)和方程(72)相加得到由圖23中的方程(73)表達的電壓Vc和Vd的加和。另外，將圖22中的方程(65)和(66)相加得到由圖23中的方程(74)表達的電壓Vc和電壓Vd的加和。
這樣，因為方程(73)與方程(74)等同，所以如圖23中的方程(75)所示，電壓Va和電壓Vb的加和與電壓Vc和電壓Vd的加和每個都是零，并且如圖23中的方程(76)所示，電壓Va和電壓Vb彼此具有差分關系，電壓Vc和電壓Vd彼此具有差分關系。而且，可以從這些差分關系明白，對于由圖22中的方程(65)到(68)所表達的電流，Ib＝-Ia，并且Id＝-Ic。
從上述結果，圖18的電路可以表示為圖19中的形式。圖19中的電壓V1和-V1對應于電壓Va和Vb，并且指示所述兩個電壓彼此具有差分關系。電壓V2和-V2對應于電壓Vc和Vd，并且指示所述兩個電壓彼此具有差分關系。
一個阻抗7e表示輸入側上的阻抗7a和7b。一個阻抗7f表示輸出側上的阻抗7c和7d。
如上參見圖10-14所述，在所述四端網的輸入側上的差分輸入和輸出側上的差分輸出的情況下，圖16中的方程(58)所表達的阻抗Z12作為在所述輸入和所述輸出之間的兩端元件而存在。
同樣在圖17-19的示例中，如圖20中所示，圖23中的方程(78)所表達的阻抗Z12作為兩端元件而存在，所述方程(78)是通過重寫圖16中的方程(58)而獲得的。
因此，在此示例中，如圖20所示，可以形成梯形電路。由此有可能實現集成電路中的切比雪夫(Chebyshev)濾波器等的陡峭(steep)濾波特性。
作為具體示例，圖21示出了通過使用作為阻抗Z(阻抗18和28，如圖10中所示的，雖然在圖17中未示出)的、電感器和電容器的并聯電路，并且使用電容器作為阻抗7e和7f而形成差分型的三階低通濾波器(三階切比雪夫型低通濾波器)54。
如圖10中的阻抗轉換電路中那樣，使用其中將諸如電阻器等的線性元件用作阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改變gm12或gm1的配置，可以實現具有線性增益控制特性的增益控制放大器電路。
圖24示出了按照第五實施例的阻抗轉換電路。
這個示例基本上與圖17的示例相同。在這種情況下，輸入側上的終端1a和1b之間的阻抗被設置為上述的阻抗Z11，并且阻抗Z11通過運算電路41和電壓到電流轉換器42、43而形成為差分型阻抗。輸出側上的終端1c和1d之間的阻抗被設置為上述的阻抗Z22，并且阻抗Z22通過運算電路45和電壓到電流轉換器46、47而形成為差分型阻抗。
假定運算電路41產生傳遞函數G11，并且運算電路45產生傳遞函數G22。假定電壓到電流轉換器42和43的電導是gm11，并且電壓到電流轉換器46和47的電導是gm22。
在這種情況下，在終端1a和1d之間和在終端1b和1c之間的阻抗Z12與阻抗Z 11和Z22通過下面的方程來表達Z11＝2×G11×gm11(81)Z22＝2×G22×gm22(82)Z12＝G12×gm12 (83)同樣在此示例中，如在圖17的示例中那樣，可以形成如圖20所示的梯形電路，并且可以形成如圖21所示的差分型三階低通濾波器(三階切比雪夫類型低通濾波器)。
可以通過比現有技術中的阻抗轉換電路更少數量的元件來形成每個上述實施例地阻抗轉換電路。因此，可以降低功耗，拓寬所使用的頻帶，并且實現直至高頻的有源濾波器。
通過使用作為反相放大器的寬動態范圍的運算放大器，可以拓寬輸入和輸出的動態范圍，并且過濾大輸入。
輸入部分中電壓到電流轉換器的使用使得所有的偏置點都可以被設置在電源電壓的中心，這有益于降低電壓和提高對于失真的抵抗力。另外，可以使用在過去不適合于有源濾波器的CMOS工藝。
因為可以通過比現有技術更少數量的元件來形成對稱四端網，因此有可能拓寬所使用的頻帶，實現直達高頻的有源濾波器，并且實現陡峭的濾波特性。
對于正在使用的阻抗值，可以通過使用電壓到電流轉換器的電導和電阻值之間的比率來自由地控制轉換后的阻抗值，因此容易實現集成電路中具有適當值的阻抗。
對稱四端網的形成使能了所有信號的差分處理，因此使能了在集成電路中對于諸如輻射等的噪聲有高度抵抗力的模擬信號處理。
使用其中將諸如電阻器等的線性元件用作阻抗Z并且可以改變電壓到電流轉換器的電導的配置，有可能實現具有線性增益控制特性的增益控制放大器電路。
本領域內的技術人員應當明白，根據在所附的權利要求及其等同內容的范圍內的設計要求和其他因素，可以進行各種修改、組合、子組合和替代。
本發明包含與2005年6月15日在日本專利局提交的日本專利申請JP2005-174657相關聯的主題，其整體公開通過引用被包含在此。
權利要求
1.一種阻抗轉換電路，包括被供以差分輸入信號電壓的第一電壓到電流轉換器和第二電壓到電流轉換器；反相放大器；以及，用于反饋的第三電壓到電流轉換器，其中，第一電阻器和第二電阻器在所述反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯，所述第一電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述反相放大器的輸入端，所述第二電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電阻器和所述第二電阻器的連接節點，所述反相放大器的輸出端連接到所述第三電壓到電流轉換器的輸入端，所述第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電壓到電流轉換器的輸入端，并且在所述連接節點和地之間連接阻抗。
2.一種阻抗轉換電路，包括作為第一電路和第二電路的兩個電路；所述兩個電路的每個包括第一電壓到電流轉換器和第二電壓到電流轉換器、反相放大器和用于反饋的第三電壓到電流轉換器；第一電阻器和第二電阻器在所述反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯；所述第一電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述反相放大器的輸入端，所述第二電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電阻器和所述第二電阻器的連接節點，所述反相放大器的輸出端連接到所述第三電壓到電流轉換器的輸入端，所述第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電壓到電流轉換器的輸入端，并且在所述連接節點和地之間連接阻抗，其中，向所述第一電路中的所述第一電壓到電流轉換器和所述第二電路中的所述第二電壓到電流轉換器提供相同的輸入信號電壓，并且向所述第二電路中的所述第一電壓到電流轉換器和所述第一電路中的所述第二電壓到電流轉換器提供相對于所述輸入信號電壓的差分輸入信號電壓。
3.一種阻抗轉換電路，包括作為第一電路和第二電路的兩個電路；所述兩個電路的每個包括第一電壓到電流轉換器、第二電壓到電流轉換器、第三電壓到電流轉換器、第四電壓到電流轉換器、第五電壓到電流轉換器、第六電壓到電流轉換器和反相放大器；第一電阻器和第二電阻器在所述反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯；所述第一電壓到電流轉換器的輸出端和所述第四電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述反相放大器的輸入端；所述第二電壓到電流轉換器的輸出端和所述第五電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電阻器和所述第二電阻器的連接節點；所述反相放大器的輸出端連接到所述第三電壓到電流轉換器的輸入端和所述第六電壓到電流轉換器的輸入端；所述第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電壓到電流轉換器的輸入端；所述第六電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第四電壓到電流轉換器的輸入端；并且在所述連接節點和地之間連接阻抗，其中，所述第一電路中的所述第一電壓到電流轉換器的輸入端和所述第二電路中的所述第二電壓到電流轉換器的輸入端被連接作為第一終端，所述第二電路中的所述第一電壓到電流轉換器的輸入端和所述第一電路中的所述第二電壓到電流轉換器的輸入端被連接作為第二終端，所述第一電路中的所述第四電壓到電流轉換器的輸入端和所述第二電路中的所述第五電壓到電流轉換器的輸入端被連接作為第三終端，所述第二電路中的所述第四電壓到電流轉換器的輸入端和所述第一電路中的所述第五電壓到電流轉換器的輸入端被連接作為第四終端，并且所述第一終端和第二終端被提供以差分輸入信號電壓。
4.按照權利要求3的阻抗轉換電路，其中，在所述第一終端和所述第二終端之間連接阻抗，并且在所述第三終端和所述第四終端之間連接阻抗。
5.按照權利要求4的阻抗轉換電路，其中，所述阻抗是差分型阻抗。
6.一種集成電路，包括阻抗轉換電路，包括被提供以差分輸入信號電壓的第一電壓到電流轉換器和第二電壓到電流轉換器反相放大器；以及，用于反饋的第三電壓到電流轉換器，其中，第一電阻器和第二電阻器在所述反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯，所述第一電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述反相放大器的輸入端，所述第二電壓到電流轉換器的輸出端連接到所述第一電阻器和所述第二電阻器的連接節點，所述反相放大器的輸出端連接到所述第三電壓到電流轉換器的輸入端，所述第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到第一電壓到電流轉換器的輸入端，并且在所述連接節點和地之間連接阻抗。
全文摘要
一種阻抗轉換電路，包括被供以差分輸入信號電壓的第一電壓到電流轉換器和第二電壓到電流轉換器；反相放大器；以及，用于反饋的第三電壓到電流轉換器，其中，第一電阻器和第二電阻器在反相放大器的輸入端和輸出端之間彼此串聯，第一電壓到電流轉換器的輸出端連接到反相放大器的輸入端，第二電壓到電流轉換器的輸出端連接到第一電阻器和第二電阻器的連接節點，反相放大器的輸出端連接到第三電壓到電流轉換器的輸入端，第三電壓到電流轉換器的輸出端連接到第一壓到電流轉換器的輸入端，并且在所述連接節點和地之間連接阻抗。
文檔編號H03H11/02GK1881794SQ20061009255
公開日2006年12月20日 申請日期2006年6月15日 優先權日2005年6月15日
發明者平林敦志, 小森健司 申請人:索尼株式會社