多頻帶查找表型前置補償器的制作方法

專利名稱：多頻帶查找表型前置補償器的制作方法
技術領域：
本發明涉及對功率放大器的失真進行補償的前置補償器，該功率放大器對適當變更多個頻帶的高頻信號進行功率放大，特別涉及將多個頻帶的高頻信號統一地放大的多頻帶查找表型前置補償器。
背景技術：
作為微波帶功率放大器的非線性失真補償方法之一，有通過數字信號處理的前置補償法(以下為數字前置補償法)(例如GB 2 335 812 A，以下稱作專利文獻1)。數字前置補償法的特征在于通過數字信號處理使前置補償器的結構成為可能，從而不需要復雜的模擬電路。現有的線性放大器以前饋放大器、負反饋放大器等為主，由模擬電路來實現。前置補償器也同樣由模擬電路實現(例如，H.Girard and K.Feher，“A new baseband linearizer for moreefficient utilization of earth station amplifiers used for QPSK transmission”，IEEEJ.Select.Areas Commun.SAC-1，No.1，1983，以下稱作非專利文獻1，以及野島、岡本，“複素べき級數表示による進行波增幅器入出力非線形特性の解析とひずみ補償法への応用”，電子情報通信學會論文志B，Vol.J64-B，No.12，Dec.1981，以下稱作非專利文獻2)。但是，這些通過模擬電路的線性化電路技術一般需要高度的調整技術。而且為了可以包含調制電路而進行發送器的小型化以及經濟化，需要簡潔且簡單地構成模擬電路。
目前為止，數字前置補償器中已知通過具有預先將放大器的非線性特性線性化的表的查找表的結構。(例如，L.Sundstrom，M.Faulkner，and M.Johansson，“Quantization analysis and design of a digital predistortion linearizerfor RF power amplifers”，IEEE Trans.Vech.Tech.，Vol.45，No.4，pp.707-719，1996.11，以下稱作非專利文獻3)。查找表型前置放大器使用功率放大器輸入信號和功率放大器輸出信號的差分信號，將預先存儲在查找表中的失真校正數據與功率放大器輸入信號相加。如果在功率放大器輸出信號中失真補償被完全地進行的情況下，即線性化了的情況下，差分信號成為0。在查找表型前置放大器中，階段地更新查找表，以使該差分信號的絕對值為0。這樣，查找表型前置放大器不會預先知道功率放大器的非線性特性，不能適當地進行失真補償。
目前為止的無線系統中，使用單一系統、例如PDC(Personal DigitalCellualr)、GSM(Global System for Mobile Communications)、IMT-2000(International Mobile Telecommunication 2000)等標準化了的無線系統。對這些無線系統分配互相不同的頻帶。相對于此，存在進行無線機的軟件化以便由單一的硬件可以應對多個無線系統。如果可以由單一的硬件應對多個無線系統，則利用單一硬件的人可以利用由無線系統提供的單一的移動通信環境而絲毫不會意識到無線系統或存在于其背景的核心網絡。但是，現實中對應于多個無線系統的單一的硬件尚未實現。
認為或對于每個地區或對于每個操作者，由無線系統提供的服務不同，要求的無線系統也多樣化。因此，認為在同一時期并且相同場所，需要分別混合存在不同目的的最佳的無線系統。
作為使用這些多個無線系統的方法，有多頻帶無線系統。該無線系統可根據傳輸環境或通信量狀況而適應地改變使用的頻帶或頻帶數。對于為了確保規定的傳輸質量或傳輸量，使用了未使用的頻帶的多頻帶傳輸是有效的。在多頻帶無線系統中，通常根據各個無線系統中應保證的傳輸狀況而改變使用的頻帶數。此外，在同一頻帶內也同樣可改變帶寬。在本事業提供商(business entity)使用的頻帶和其它事業提供商使用的頻帶混合存在的情況下，多頻帶無線系統通過干擾認知技術、頻率共用技術、干擾消除技術、給予干擾(giving-inference)降低避免技術、多頻帶控制技術等，通過進行使用空的頻帶的適應控制可以提高頻率利用效率。
但是，在對應于這樣的多頻帶無線系統的基站查找表型前置補償器中，一般可進行失真補償的頻率范圍以載波頻率為中心二十幾MHz左右。例如，在同時發送800MHz帶和1.5GHz帶兩者的信號的系統中，不能對這些頻帶信號同時進行失真補償，同時達成規定的失真補償。從而，在通過查找表型前置補償器進行失真補償，同時發送多個頻帶的信號的情況下，對各頻帶分別構筑查找表型前置補償器，矢量調制器、頻率變換器、功率放大器也必須對各頻帶分別準備，因此裝置的規模龐大化，存在進一步增大消耗功率量時，裝置變得大型的缺點。
如果可以使多個頻帶的查找表型前置補償處理統一，則可以實現裝置的簡易化、低消耗功率化以及小型化。因此，要使用單一的查找表進行多個頻帶的查找表型前置補償處理時，頻帶例如800MHz和1.5GHz這樣，與各頻帶的帶寬(例如15MHz)相比較而較大地分離的情況下，存儲在查找表中的校正值對于雙方的頻帶的信號成為不可靠的值，不能適當地補償在雙方的頻帶發生的失真。
在具有多個發送頻帶的多頻帶無線系統中，考慮無線系統的服務狀況、對其它無線系統的干擾等而考慮變更頻帶。在這樣的無線系統的頻帶等的變更時，在失真補償的頻帶固定的現有的查找表型前置補償器中，也不能進行動作頻率的適應性的變更。對于長時間使用的查找表型前置補償器，頻帶的變更必須在各基站中進行查找表型前置補償器修改、變更，對于再調整多個查找表型前置補償器來說需要很大的勞動力和時間。需要通過使它們成為不需要而實現經濟化的查找表型前置補償器結構。
例如，在頻帶f1和f2可同時進行失真補償的查找表型前置補償器中，在使用信號的頻帶從f2變更為f3的情況下，不能在頻帶f1和f3同時進行失真補償。這是由于現有的查找表型前置補償器的動作頻帶被固定。
進而，在無線系統的頻帶等的變更時，在現有的查找表型前置補償器中不能進行適應性的失真補償的頻帶和其帶寬的變更。目前為止，需要進行各個查找表型前置補償器的修改和更換。

發明內容
本發明的目的在于提供一種可容易地進行對于多個頻帶的失真補償的查找表型前置補償器。
根據本發明，對輸入發送信號附加用于抵消功率放大器發生的失真分量的前置失真分量后輸出的多頻帶查找表型前置補償器包含N個輸出端可變頻帶信號提取器，從功率放大器的輸出信號中提取N個頻帶的輸出信號，N為大于等于2的整數；N個差分檢測器，檢測N個頻帶的發送信號和上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的N個輸出信號的差分；N個查找表，使用上述N個頻帶的差分作為參照信號，用于讀出分別對應的N個頻帶的失真校正數據；
N個加法器，將從上述N個查找表中讀出的失真校正數據分別與對應的上述N個頻帶的發送信號相加；合成器，將上述N個加法器的加法輸出合成，將合成結果作為帶前置失真的發送信號輸出；以及頻帶控制部，控制上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的頻帶。


圖1是表示本發明的多頻帶查找表型前置補償器的第一實施例的圖。
圖2是表示由可變帶通濾波器構成可變頻帶信號提取器的情況下的頻率相對衰減特性的一例的圖。
圖3是表示四個濾波器的濾波器組結構例的圖。
圖4A是表示由多個中心頻率不同的帶通濾波器構成可變頻帶信號提取器的情況下的頻率相對衰減特性的例子的圖。
圖4B是表示其它的頻率相對衰減特性的例子的圖。
圖5是表示本發明的第二實施例的圖。
圖6是表示本發明的第三實施例的圖。
圖7是表示本發明的第四實施例的圖。
圖8是表示本發明的第五實施例的圖。
圖9是表示本發明的第六實施例的圖。
圖10是表示帶阻濾波器的頻率相對衰減量特性的圖。
圖11是表示由帶阻濾波器從四個頻帶中提取一個頻帶的例子的圖。
圖12是表示用于進行自動控制的頻帶控制部的結構的圖。
圖13A是輸入信號的頻譜的例子的概念圖。
圖13B是用于說明頻率掃描的圖。
圖13C是表示頻帶檢測器的檢測輸出的例子的圖。
圖13D是表示掃描電壓和掃描頻率的關系的圖。
圖13E是用于說明基于閾值的頻帶檢測的圖。
圖14是表示與數字前置補償器對應的頻帶控制部的結構的圖。
圖15是表示頻帶控制部的其它的結構例的圖。
圖16A是用于說明離散頻率掃描的圖。
圖16B是表示功率檢測部的輸出例的圖。
具體實施例方式
以下，參照

本發明的實施方式。在各附圖中關于對應的部分賦予同一參照符號并省略重復說明。
圖1表示在不同的多個離散的頻帶中同時進行失真補償的查找表型前置補償器的第一實施例。在圖1中，是對前置補償器100的輸入發送信號ST的頻率為中間頻率或無線頻率的情況，省略了從根據需要使用的頻率變換有關的部分以及功率放大器解調后返回的部分。此外，省略了與一般由存儲器構成的查找表17-1、17-2的輸入輸出有關的數字模擬變換器(以下為DAC)或模擬數字變換器(以下為ADC)。
從未圖示的發送機對分配器10輸入發送信號ST。分配器10例如由寬頻帶的方向性耦合器構成。圖1為了使說明簡單，表示同時對兩個頻帶的信號進行失真補償的情況，但對于大于等于三個頻帶的信號也可以同樣地構成。
包含兩個頻帶發送信號的輸入信號ST由分配器10分配給兩個輸入端的可變頻帶信號提取器11-1、11-2，兩個頻帶的發送信號被提取。當前，例如由頻帶控制部8設定為可變頻帶信號提取器11-1提取800MHz帶，可變頻帶信號提取器11-2提取1.5GHz帶的頻帶。提取出的兩個頻帶的發送信號的一個由分配器12-1分配給加法器13-1和差分檢測器16-1，另一個由分配器12-2分配給加法器13-2和差分檢測器16-2。各個頻帶的被分配的一個發送信號經由加法器13-1、13-2由合成器14互相合成，作為前置補償器100的輸出信號SD被供給到未圖示的功率放大器。
另一方面，作為該前置補償器100進行失真補償的對象的功率放大器的輸出的一部分作為監視信號SM被反饋，由分配器21分配給輸出端的可變頻帶信號提取器15-1、15-2。可變頻帶信號提取器15-1、15-2提取與可變頻帶信號提取器11-1、11-2分別相同的頻帶的信號，并分別提供給差分檢測器16-1、16-2。差分檢測器16-1、16-2檢測互相對應的頻帶下的發送信號和放大器輸出信號(監視信號SM)的差分e1、e2。從而，功率放大器在各個頻帶發生的失真分量作為差分信號被檢測。以檢測出的各個頻帶的差分e1、e2、即失真分量作為參照信號，從查找表17-1、17-2中讀出對應的失真校正數據，并提供給加法器13-1、13-2。失真校正數據是消除檢測出的失真分量的數據，功率放大器對于各個頻帶中發生的失真分量預先決定的失真校正數據被存儲在查找表17-1、17-2中。
將由差分檢測器16-1和16-2檢測出的差分信號e1、e2作為參照信號提供給查找表17-1、17-2。基于差分信號e1、e2，從查找表17-1和17-2讀出各個頻帶下的失真校正數據D1、D2，將失真校正數據D1、D2與應由加法器13-1和13-2發送的頻帶的信號相加，進行失真補償(前置失真的附加)。由于這樣對各個頻帶進行失真補償，因此在多個頻帶中可以進行精度高的失真補償動作。
通過加法器13-1和13-2被加上了失真校正數據的發送信號由合成器14合成，該合成輸出由未圖示的功率放大器進行功率放大，或者被變換為無線頻率信號后由功率放大器放大并發送。
將本發明的查找表型前置補償器應用于移動通信時，由可變頻帶信號提取器11-1和11-2提取的頻帶信號例如可以設為800MHz帶和1.5GHz帶的信號。頻帶數不限于兩個，例如，如果設為2GHz帶、5GHz帶的信號也同時發送，則輸入端的可變頻帶信號提取器的數成為4個，伴隨于此，分配器、加法器、差分檢測器、查找表、輸出端的可變頻帶信號提取器的數也分別成為4個。
可變頻帶信號提取器11-1、11-2以及可變頻帶信號提取器15-1、15-2的特性可以由分別將中心頻率設為f1、f2的希望的頻帶的例如帶通濾波器構成。圖2中分別以實線和虛線概念性地表示由可變帶通濾波器構成可變頻帶信號提取器11-1、11-2的情況下的頻率相對衰減特性。橫軸為頻率，縱軸為衰減量(dB)。需要設為中心頻率分別在f1、f2的頻帶的頻帶外衰減量急劇地增大，頻帶間的分離充分的特性。這樣的特性以便可以通過將多個帶通濾波器級聯連接而得到。對于可變頻帶信號提取器15-1、15-2也同樣。
關于中心頻率的改變方法，例如在由微波傳輸帶線構成的濾波器的情況下，可通過二極管或MEMS等開關切換諧振器長。關于各可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2的帶寬的改變方法，可通過中心頻率不同的濾波器組的組切換來進行。圖3表示由四個帶通濾波器組成的濾波器組構成可變頻帶信號提取器11-1的例子。
可取得來自分配器10的多個頻帶的輸入發送信號ST被輸入單刀四擲開關11A的單刀端子。單刀四擲開關11A的四擲端子的各個上連接帶通濾波器BPF1～BPF4的一端。帶通濾波器BPF1～BPF4的另一端上分別各連接單刀四擲開關11B的四擲端子的一擲。單刀四擲開關11B的單刀端子連接到分配器12-1(圖1)。
單刀四擲開關11A、11B的各接點的導通/非導通由來自帶通控制部8的共用的控制信號控制。當前，將BPF2的中心頻率設為f1時，如圖4A所示，BPF1的中心頻率為f1-Δf1，BPF3的中心頻率為f1+Δf2，BPF4的中心頻率為f1+Δf3。將各個頻帶作為鄰接的頻率的濾波器組，并選擇大于等于一個的希望的濾波器的組，從而可以合成可改變中心頻率和通過帶寬的可變濾波器。
例如圖4A的粗線表示基于來自頻帶控制部8的控制信號，僅使帶通濾波器BPF1通過單刀四擲開關11A、11B動作的情況。圖4B中，通過使BPF1和BPF2同時動作，如點劃線所示，帶寬以及中心頻率被變更。這樣，通過使用濾波器組，可以構成可改變通過帶寬的可變頻帶信號提取器。
頻帶控制部8由來自操作中心等的控制信號控制這些可變濾波器。或者，如圖1中虛線所示，從來自設在信號輸入端的分配器9的輸入信號中，由頻帶控制部8檢測各頻帶信號的中心頻率和帶寬，并基于此自動地控制可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2也可以。對于此，后面將詳細敘述。
圖5表示本發明的實施例2。該第二實施例表示由數字電路構成由虛線包圍的查找表型前置補償器100的部分的情況。在本例中，各信號系統由I信號系統和Q信號系統的兩個路徑構成。來自兩個頻帶的數字發送機T-1、T-2的不同的頻帶的數字基帶信號由合成器7合成，并作為發送信號ST被輸入前置補償器100的分配器10。分配器10將發送信號ST分配給兩個可變頻帶信號提取器11-1、11-2。數字電路中的分配器10為單一的接“或”電路即可。
如上所述，可變頻帶信號提取器11-1和11-2提取的頻帶基于來自頻帶控制部8的控制信號被決定。
查找表型前置補償器100的基本結構與圖1中說明的結構相同，因此對于對應的部分賦予與圖1相同符號，并省略其重復說明。在本實施例中，合成器14具有將來自加法器13-1、13-2的I信號合成并作為帶有前置失真的發送信號SDI輸出的I信號合成部14-1，以及將來自加法器13-1、13-2的Q信號合成并作為帶有前置失真的發送信號SDQ輸出的Q信號合成部14-2構成。由合成器14合成的信號SDI、SDQ由DAC24-1、24-2分別變換為模擬信號，并被提供給矢量調制器25。矢量調制器25基于這兩個模擬信號生成矢量調制信號，并提供給頻率變換器26。矢量調制信號由來自本機振蕩器27的載波信號頻率變換為無線頻帶的發送信號，并由功率放大器28進行功率放大，經由發送接收共用器(未特別圖示)供給到天線(未特別圖示)。
在功率放大器28的輸出端設有方向性耦合器29，由該方向性耦合器29將發送信號的一部分作為監視信號SM而分支取出，由監視接收機31解調。得到的模擬的I信號和Q信號由ADC32-1和32-2變換為數字的I信號和Q信號，并分別由前置補償器100的分配器21分配給可變頻帶信號提取器15-1、15-2，得到各個頻帶的I信號和Q信號。由差分檢測器16-1、16-2將這些頻帶的I信號和Q信號與來自分配器12-1、12-2的對應的頻帶的I信號和Q信號取得差分，得到差分信號e1、e2。得到的差分信號e1、e2作為參照信號，被用于從查找表17-1、17-2讀出校正數據D1、D2。
通過以上的結構，為了使發送信號由功率放大器28放大時產生的功率放大器28的非線性特性引起的相互調制失真分量由前置失真消除，預先在多頻帶查找表型數字前置補償器中生成前置失真并附加到發送信號中。由此，可以抵消由功率放大器放大時發生的失真分量。
查找表17-1和17-2的失真校正數據可以對各個頻帶事先測定功率放大器28的輸入輸出特性而寫入，也可以寫入任意的初始值，并更新以使差分信號e1、e2的絕對值減小。在功率放大器28中，由多個頻帶的輸入信號產生的相互調制失真分量與功率放大器28的各頻帶的帶寬相比，頻率間隔充分地寬，因此可以由功率放大器28的輸出端的發送接收共用器或帶通濾波器除去這些相互調制失真分量。
在圖5的實施例中，如虛線所示，也可以基于由分配器9分配的輸入數字發送信號ST自動地進行帶通控制部8的可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2的控制。后面敘述該情況下的頻帶控制部8的具體的結構例。
圖6表示由模擬電路構成本發明的第三實施例。由于查找表17-1、17-2由數字信號處理實現，因此由降頻變換器33-1、33-2將參照信號e1、e2的頻率從高頻信號變換為基帶信號，該基帶信號由ADC34-1、34-2變換為數字信號。此外，從查找表17-1、17-2被讀出的失真校正數據D1、D2由DAC35-1和35-2變換為模擬信號，進而由增頻變頻器36-1、36-2變換為高頻信號，并提供給加法器13-1、13-2。除此以外的部分基本上與圖1所示的相同。這里，前置補償器100的輸出由功率放大器28進行功率放大，將該功率放大輸出供給到通過天線(未特別圖示)的發送接收共用器(未特別圖示)。在功率放大器28的輸出端設置方向性耦合器29，由該方向性耦合器29將發送信號的一部分作為監視信號SM分支取出，將該監視信號SM提供給前置補償器100的分配器21，并分配給可變頻帶信號提取器15-1、15-2，檢測各個頻帶。
這樣，本發明也可以由模擬電路構成。
圖7表示本發明的實施例4。本實施例對圖1的實施例附加了查找表17-1、17-2的更新功能，其構成為在差分檢測器16-1、16-2的輸出端插入分配器23-1、23-2，將分配的差分信號e1、e2提供給控制器22，基于差分信號更新查找表17-1、17-2。
更新控制器22控制作為查找表17-1、17-2的校正數據的系數的更新，以使輸入的差分信號e1、e2的絕對值最小。
作為第一更新方法，將時刻t的第i頻帶的參照信號設為ei(t)，將第i頻帶查找表17-i的系數列設為wi(t)時，通過同時進行N個頻帶的失真補償的查找表型前置補償器100的更新控制器22的更新控制通過以下算式進行。
W(t)＝(w1(t)....wN(t)) (1)E(t)＝(e1(t)....eN(t)) (2)W(t+1)＝W(t)+μ(t)E(t)(3)μ(t)是由下式表示的忽略系數矩陣。
μ(t)＝(μ1(t)....μN(t)) (4)各忽略系數是小于0且大于-1的預定的值。算式(3)是存儲在更新控制器22中的更新算法。更新控制器22更新查找表的系數以使參照信號矩陣E(t)的絕對值最小。即，不是更新各個頻帶查找表17-i的系數從而使參照信號ei(t)最小，在本例中，是更新所有的查找表的系數從而使參照信號矩陣E(t)的絕對值最小。由使參照信號矩陣的絕對值最小的條件來求忽略系數矩陣。由此，可以同時進行N個頻帶的失真補償。算式(3)不是將各個查找表的系數更新。
作為第二更新方法，敘述使輸入各頻帶查找表的參照信號分別最小的控制方法。如以下的算式(5)所示，控制器22將忽略系數μ(t)設定為一定值μ。
W(t+1)＝W(t)+μE(t)(5)通過算式(5)，各頻帶查找表的系數獨立地被控制，以使各個參照信號最小。此時，算式(5)也可以同時更新多個查找表的系數。同樣，也可以依次更新算式(5)。此時，查找表的系數的同時控制數為1。
圖8表示實施例5。第五實施例對圖5的實施例2附加了查找表17-1、17-2的更新功能，與圖7的實施例同樣，追加了分配器23-1、23-2、更新控制器22。
從方向性耦合器29取出功率放大器28的輸出的一部分作為監視信號SM，由監視接收機31進行頻率變換而變換為基帶，將其由ADC32-1、32-2變換為數字信號后的信號和由分配器12-1、12-2分配的信號的差分作為參照信號e1、e2由差分檢測器16-1、16-2求出。基于該參照信號e1、e2，更新控制器22通過控制信號更新查找表17-1、17-2的系數，并且由查找表17-1、17-2讀出失真校正數據。對各發送頻帶進行這一連串的信號處理。這樣，多個頻帶的發送信號可以分別進行獨立的失真補償。
更新控制器22對兩個查找表17-1、17-2進行系數更新的指示，以使兩個頻帶的參照信號e1、e2的絕對值的和最小。此外，各個查找表17-1、17-2的系數更新指示也可以是使各個參照信號e1、e2的絕對值最小的系數。
查找表17-1、17-2的初始系數對各個頻帶事先測定功率放大器28的輸入輸出特性而求出。對各個頻帶達到規定的失真抑制量之前，校正各個頻帶查找表17-1、17-2的系數。通過重復該過程，對各個頻帶適應性地改善失真抑制量。
圖9表示實施例6。該實施例6對圖6所示的模擬前置補償器的實施例附加了查找表17-1、17-2的更新功能，與圖7的實施例同樣，追加了分配器23-1、23-2、更新控制器22。通過更新控制部22的查找表17-1、17-2的更新動作與圖8的情況同樣，省略說明。
在到此為止的說明中，如圖2以及圖4所示，以可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2全部由帶通濾波器構成的例子進行了說明。在各可變頻帶信號提取器由帶通濾波器構成的情況具有容易提取中心頻率的頻帶周邊，比較容易取得從中心頻率的隔離的優點。但是，由于中心頻率為帶通濾波器的諧振頻率，因此信號的延遲增大。
從而，對于提供給差分檢測器16-1、16-2的來自分配器12-1、12-2的差分信號從監視信號中由可變頻帶信號提取器15-1、15-2提取的各頻帶信號的延遲增大，因此需要配合該延遲量來延長從分配器12-1、12-2到差分檢測器16-1、16-2的線路長，具有信號的衰減量也增大的缺點。因此，認為圖3所示的可變頻帶信號提取器的各BPF1～BPF4由帶阻濾波器(Band EliminationFilter以下縮寫為BEF)構成。由帶阻濾波器構成各BPF時，由于提取的頻帶不是帶阻濾波器的中心頻率，因此通過的頻帶的延遲量小。從而，具有縮短從分配器12-1、12-2到差分檢測器16-1、16-2的信號路徑的線路長并可以低損失的優點。進而，帶阻濾波器的設計也容易。
圖10和圖11表示通過多個帶阻濾波器的組合從例如四個頻帶中提取一個頻帶的例子。圖10表示頻率相對衰減量特性。以點劃線表示的BEF3為一例進行說明。BEF3的阻止中心頻率為f3，以f3為中心，一定的頻帶的衰減量增大。圖11表示將三個帶阻濾波器級聯連接來提取一個頻帶的例子。
當前，在提取頻帶FB1的信號的情況下，通過如圖11所示地串聯連接阻止中心頻率為f2的BEF2、阻止中心頻率為f3的BEF3、阻止中心頻率為f4的BEF4的三個濾波器，可以使頻帶FB1的信號通過。同樣，在要提取頻帶FB2的信號的情況下，雖然未圖示，但只要串聯連接阻止頻帶為f1、f3和f4的帶阻濾波器即可。圖3中說明的BPF1～BPF4的各個可以通過串聯連接這樣的N-1個帶阻濾波器的結構來實現。
圖12表示在圖1、6、7、9的各模擬前置補償器的實施例中用于自動控制可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2的頻帶控制部8的結構例。本實施例的頻帶控制部8由頻帶檢測器8A和頻帶設定部8B構成，頻帶檢測器8A包括混頻器8A1、本機振蕩器8A2、掃描信號發生器8A3、低通濾波器(稱作LPF)8A4。
前置補償器100的輸入發送信號ST通過上述各實施例的分配器9被分配到頻帶控制部8的混頻器8A1。這里例如圖13A所示，發送信號ST包含中心頻率為f1和f2的兩個頻帶FB1、FB2的信號。頻帶FB1的下限頻率為f1L，上限頻率為f1H，頻帶FB2的下限頻率為f2L，上限頻率為f2H。本機振蕩器8A2例如是電壓控制振蕩器，發生頻率通過來自掃描信號發生器8A3的電壓鋸齒狀地變化的掃描信號VS而被掃描的本機振蕩信號SL。該頻率掃描連續地重復掃描從低于例如圖13A所示的兩個頻帶FB1、FB2的預定的掃描下限頻率FL，到比這兩個頻帶高的預定的掃描上限頻率FH為止(參照圖13B)。
混頻器8A1將來自本機振蕩器8A2的本機振蕩信號SL和輸入信號ST相乘。從混頻器8A1的輸出中由LPF8A4提取直流附近的分量，作為頻帶檢測器8A的輸出提供給頻帶設定部8B。在輸入信號ST的頻率分量和本機振蕩信號SL的掃描頻率一致的區間，如圖13C所示，從LPF8A4輸出直流分量。如圖13D所示，掃描信號電壓VS和掃描頻率的關系被預先測定，頻帶設定部8B使用來自掃描信號電壓VS和LPF8A4的頻帶檢測信號，檢測頻帶FB1的下限頻率f1L和上限頻率f1H以及頻帶FB2的下限頻率f2L和上限頻率f2H。此外，將各頻帶的中心頻率求作f1＝(f1L+f1H)/2、f2＝(f2L+f2H)/2。
具體來說，如圖13E所示，頻帶設定部8B隨著頻帶的掃描，在從LPF8A4輸出的直流分量電壓的上升沿以及下降沿，將與閾值Vth一致的時刻的掃描頻率依次決定為f1L、f1H、f2L、f2H。但是，從圖13E可以理解，從由閾值決定的f1L、f1H、f2L、f2H求出的頻帶FB1、FB2的帶寬比實際的帶寬窄，所以通過對例如檢測出的f1L、f1H、f2L、f2H分別乘以規定的系數，從而可以精確地決定下限頻率以及上限頻率。
頻帶設定部8B將這樣決定的頻帶FB1的中心頻率f1、下限頻率f1L以及上限頻率f1H設定在可變頻帶信號提取器11-1、15-1中，將頻帶FB2的中心頻率f2、下限頻率f2L以及上限頻率f2H設定在可變頻帶信號提取器11-2、15-2中。例如，在圖3所示的可變頻帶信號提取器的情況下，由決定的中心頻率、下限頻率、上限頻率指定從帶通濾波器BPF1～BPF4選擇的帶通濾波器的組。
在查找表型前置補償器100的輸入信號ST的頻率被動態地變更的情況下，即對功率放大器輸入的信號的頻率被動態地變更的情況下，頻帶控制部8需要配合該動態地變更的頻率來控制可變頻帶信號提取器。該可變更的時間由本機振蕩器8A2的頻率掃描時間決定。換言之，由頻率掃描的一周期的時間決定。在圖12的例子中，通過使本機振蕩器8A2的頻率掃描高速，可以提高頻帶檢測器8A的檢測速度。即使使頻率掃描高速，頻帶檢測能力也不會降低。
可進行頻率掃描的電壓控制振蕩器被適用于一般的信號發生器。低通濾波器8A4可以由使用了LC濾波器或運算放大器的有源濾波器實現。頻帶設定部8B可以由將直流電壓數字化的模擬數字變換器和微處理器實現。圖12所示的頻帶控制部8以模擬前置補償器作為前提，但在數字前置補償器的情況下也可以實現同樣的功能結構。
例如，通過對設置在移動通信基站中的通信裝置的查找表型前置補償器使用圖12的頻帶控制部8，不必從調制解調裝置得到與頻帶有關的信息就可以從輸入信號中得到頻帶信息，所以可以由查找表型前置補償器單獨設定可變頻帶信號提取器的頻帶。因此，可以使控制系統變得簡單。此外，在天線塔基部的中繼裝置內設置調制裝置，將包含查找表型前置補償器的功率放大裝置的功率放大裝置設置在離開中繼裝置的天線正下的塔頂裝置內的情況下，不必在這些調制裝置和功率放大裝置間交換與運用頻率有關的信息，所以可以進行對各個裝置獨立調整、修改等維護。
圖14表示圖5以及圖8所示的數字結構的前置補償器的各實施例中用于自動控制可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2的頻帶控制部8的結構。在該實施例的頻帶控制部8中，檢測從分配器9提供的基帶輸入信號Sr(I信號和Q信號)中包含的發送信號頻帶。
頻帶控制部8由頻帶檢測器8A和頻帶設定部8B構成，頻帶檢測部8A由高速傅立葉變換器(FFT)構成，頻帶設定部8B包括電平判定器8B1、加法器8B2、8B4、1/2乘法器8B3、8B5構成。
從分配器9分配的輸入信號Sr由FFT從時域變換為頻域，從而輸入信號ST的頻率分量被檢測。與圖13E的情況同樣，電平判定器8B1將由FFT檢測出的頻率分量與預先設定的閾值Vth相比較，將與閾值一致的頻率分別檢測為頻帶FB1的下限頻率f1L、上限頻率f1H、頻帶FB2的下限頻率f2L、上限頻率f2H。由加法器8B2計算f1L和f1H的和，由1/2乘法器8B3對其和乘以1/2，將乘法結果決定為頻帶FB1的中心頻率f1。同樣，由加法器8B4計算f2L和f2H的和，通過1/2乘法器8B5對其和乘以1/2，將乘法結果決定為頻帶FB1的中心頻率f1。同樣，通過加法器8B4計算f2L和f2H的和，通過1/2乘法器8B5對其和乘以1/2，乘法結果被決定為頻帶FB2的中心頻率f2。通過這樣決定的f1、f1L、f1H、f2、f2L、f2H設定可變頻帶信號提取器11-1、11-2、15-1、15-2的各中心頻率和頻帶。
作為FFT可以使用已經商用化了的IC。也可以代替FFT而使用DSP(Digital Signal Processor)或FPGA(Field Programmable Gate Array)來實現頻帶檢測器8A。電平判定器8B1可以由比較器構成。這樣，可以通過簡單的電路構成低頻檢測器8A和高頻設定部8B。也可以將DSP用于頻帶設定部8B，通過數值運算來計算下限頻率、上限頻率以及中心頻率。
圖15表示圖5、8的實施例中的頻帶控制部8的其它的實施例。在該實施例中，頻帶檢測器8A包括可變濾波器8A5、頻率掃描部8A6、平方器8A7I、8A7Q、積分器8A8I、8A8Q、加法器8A9。平方器8A7I、8A7Q、積分器8A8I、8A8Q、加法器8A9構成功率檢測部8A10。頻帶設定部8B包括電平判定器8B1、加法器8B2、8B4、1/2乘法器8B3、8B5。
通過可變濾波器8A5從來自分配器9的數字輸入發送信號ST中提取其窄帶的頻率分量。可變濾波器8A5的窄通過頻帶的中心頻率由頻率掃描部8A6生成的頻率掃描信號如圖16A所示地離散地掃描。可變濾波器8A5的輸出為I信號和Q信號，分別由平方器8A7I、8A7Q計算絕對值的平方。積分器8A8I、8A8Q在可變濾波器8A5的中心頻率固定的情況下，計算其頻率下的平均時間，在可變濾波器8A5的中心頻率被掃描的情況下，計算移動平均。都是為了使可變濾波器8A5的輸出的波動平均化而進行的。積分器8A8I、8A8Q的輸出由加法器8A9相加，如圖16B所示，加法結果被作為頻帶檢測器8A的輸出提供給電平判定器8B1。
電平判定器8B1參照來自頻率掃描電路8A6的頻率掃描信號表示的離散的頻率，將功率檢測部8A10的輸出成為大于等于與圖13E所示的同樣地預先設定的閾值Vth的頻率檢測為信號的頻帶FB1、FB2的下限頻率和上限頻率。在該情況下，隨著離散地掃描頻率，將與閾值的比較結果反轉的頻率判定為下限頻率或者上限頻率。
頻帶檢測器8A的可變濾波器8A5為數字濾波器，通過帶寬和中心頻率由數字濾波器的系數決定。隨著頻率掃描部8A6的輸出，可變濾波器8A5使用預先計算的系數列表設定通過帶寬和中心頻率。該通過帶寬被設定為與輸入發送信號ST的帶寬相比非常窄。例如，如果基帶發送信號ST的的帶寬為15MHz，則可變濾波器8A5的通過帶寬被設定為1KH在左右。頻率掃描部8A6可以是例如將一周期的離散掃描頻率的值保持在移位寄存器中，一邊循環一邊輸出的結構，也可以是將一周期的離散頻率的值存儲在ROM中，重復讀出一系列的頻率值的結構。積分器8A8I、8A8Q例如可以由FIR濾波器構成，或者也可以將平方器的輸出數據存儲在RAM中，單純求平均的結構。
在上述第8～第10實施例中，說明了由分配器9將前置補償器100的輸入信號ST分配給頻帶控制部8，對于該輸入信號ST中包含的頻帶FB1、FB2檢測信號的頻帶的例子，但當然如圖1的虛線所示，通過分配器20將功率放大器輸出監視信號SM分配給頻帶控制部8，從分配的監視信號SM中檢測頻帶FB1、FB2的信號也可以。
如以上所說明的，根據本發明，由可變頻帶信號提取器從包含多個頻帶的信號的輸入信號中提取各頻帶的信號，通過從對各頻帶設置的查找表中讀出的失真校正值對各頻帶分別進行失真校正，從而可以對各頻帶進行適當的失真校正。特別在對各頻帶的信號加上了失真校正值之后，可以在由合成器合成后，由共用的功率放大器放大。從而，不論要發送的頻帶信號的數目有幾個，都可以對各頻帶進行適當的失真補償，同時用共同的功率放大器放大各頻帶的信號。其結果，可以實現裝置的簡潔化、低消耗功率化以及小型化。
這樣，如果對放大器設置本發明的前置補償器，則可以將與無線系統的服務狀態對應的頻帶進行線性放大，因此具有不需要伴隨頻帶的變更或載波的增加而追加設備的優點。
本發明為了使頻帶的變更容易且廉價，可以對查找表型前置補償器使用由可變濾波器構成的可變頻帶信號提取器。可變濾波器可以改變中心頻率和頻帶寬，可以用單一的查找表型前置補償器對應無線系統的頻率變更。這樣，本發明的查找表型前置補償器例如通過操作中心的頻率切換指令來切換動作頻帶，或者從輸入信號中檢測頻帶從而自動地切換動作頻帶，因此具有不需要花費在現有的查找表型前置補償器中需要的很大的勞動力來進行調整的作業的優點。
權利要求
1.一種多頻帶查找表型前置補償器，對輸入發送信號附加用于抵消功率放大器發生的失真分量的前置失真分量后輸出，其包含N個輸出端可變頻帶信號提取器，從功率放大器的輸出信號中提取N個頻帶的輸出信號，N為大于等于2的整數；N個差分檢測器，檢測N個頻帶的發送信號和上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的N個輸出信號的差分；N個查找表，使用上述N個頻帶的差分作為參照信號，用于讀出分別對應的N個頻帶的失真校正數據；N個加法器，將從上述N個查找表中讀出的失真校正數據分別與對應的上述N個頻帶的發送信號相加；合成器，將上述N個加法器的加法輸出合成，將合成結果作為帶前置失真的發送信號輸出；以及頻帶控制部，控制上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的頻帶。
2.如權利要求1所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，還包含N個輸入端可變頻帶信號提取器，從上述頻帶控制部接受與上述N個輸出端可變頻帶提取器分別共用的頻帶控制，并從輸入發送信號中提取上述N個頻帶的發送信號。
3.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，至少上述N個輸入端可變頻帶信號提取器、上述N個輸出端可變頻帶信號提取器、上述N個差分檢測器、以及上述N個加法器由模擬信號處理電路實現。
4.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，至少上述N個輸入端可變頻帶信號提取器、上述N個輸出端可變頻帶信號提取器、上述N個差分檢測器、以及上述N個加法器由數字信號處理實現。
5.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述N個輸入端可變頻帶信號提取器以及上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的至少一個由具有多個不同的阻止頻帶的帶阻濾波器構成。
6.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述N個輸入端可變頻帶信號提取器以及上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的至少一個由以各個頻帶的中心頻率作為中心頻率的N個帶通濾波器構成。
7.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶控制部控制上述N個輸入端可變頻帶信號提取器以及上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的中心頻率。
8.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶控制部控制上述N個輸入端可變頻帶信號提取器以及上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的帶寬。
9.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，設有基于上述N個頻帶的差分來更新上述N個查找表的校正數據的更新控制器。
10.如權利要求2所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶控制部包含從上述輸入發送信號中檢測N個頻帶的信號的頻帶檢測器，以及基于檢測出的上述N個頻帶的信號來控制上述N個輸入端可變頻帶信號提取器和上述N個輸出端可變頻帶信號提取器的頻帶設定部。
11.如權利要求10所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶檢測器包含掃描信號發生器，發生掃描信號；本機信號發生器，發生根據上述掃描信號被頻率掃描的本機振蕩信號；混頻器，將上述本機振蕩信號和上述輸入發送信號相乘；以及低通濾波器，從上述混頻器的輸出中提取直流分量，作為頻帶檢測信號輸出，上述頻帶設定部參照上述掃描信號，根據上述頻帶檢測信號決定N個頻帶的各個的下限頻率、上限頻率以及中心頻率，設定在上述N個輸入端可變頻帶信號提取器和上述N個輸出端可變頻帶信號提取器中。
12.如權利要求10所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶檢測器包含將上述輸入發送信號變換為頻帶信號從而檢測上述N個頻帶的頻帶變換部件，上述頻帶設定部包含將檢測出的上述N個頻帶的電平與閾值相比較從而決定各頻帶的下限頻率和上限頻率的電平比較器，以及根據各上述頻帶的下限頻率和上限頻率而將其平均頻率決定為中心頻率的部件。
13.如權利要求10所述的多頻帶查找表型前置補償器，其中，上述頻帶檢測器包含頻率掃描信號發生器，發生頻率掃描信號；可變濾波器，通過上述頻率掃描信號被掃描中心頻率，從上述輸入發送信號中提取各掃描頻率下的頻率分量；以及功率檢測部，檢測上述頻率分量的功率，上述頻帶設定部包含將檢測出的上述頻率分量的功率與閾值相比較從而決定各頻帶的下限頻率和上限頻率的電平比較器；以及根據各上述頻帶的下限頻率和上限頻率而將其平均頻率決定為中心頻率的部件。
全文摘要
在以功率放大器輸入信號和輸出信號的差分信號作為參照信號來讀出失真校正數據的查找表型前置補償器中，由N個輸入端可變頻帶信號提取器從輸出信號中提取N個頻帶的發送信號，由N個輸出端可變頻帶信號提取器從功率放大器的輸出中提取N個頻帶的信號，求在這些輸入端和輸出端檢測出的各個N個頻帶的信號的差分作為N個參照信號，通過N個參照信號從N個查找表中讀出N個校正數據，分別與N個頻帶的發送信號相加，將N個加法結果合成而作為前置補償器的輸出。頻帶控制部(8)控制N個輸入端可變頻帶信號提取器和N個輸出端可變頻帶信號提取器的頻帶。
文檔編號H03F3/20GK1874144SQ20061009238
公開日2006年12月6日 申請日期2006年6月2日 優先權日2005年6月3日
發明者鈴木恭宜, 楢橋祥一 申請人:株式會社Ntt都科摩