雙極型晶體管及高頻放大電路的制作方法

專利名稱：雙極型晶體管及高頻放大電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及半導體裝置，更特定的是涉及雙極型晶體管和具備雙極型晶體管的高頻放大電路。
背景技術：
現在，在移動通訊用功率放大器中，作為放大元件使用GaAs-MESFET(Metal Semiconductor Field Effect Transistor，金屬半導體場效應晶體管)、GaAs-HEMT(High Electron Mobility Transistor，高電子遷移率晶體管)、異質結雙極晶體管(HBTHetero-iunctionBipolar Transistor)等。特別是，同GaAs-MESFET相比，異質結雙極晶體管(下面，僅記載為HBT)具有以下優點(1)不需要負電源，因此能夠以單一正電源工作；(2)能夠增大集電極電流密度，可實現芯片尺寸的小型化。
已知通常在雙極型晶體管中，如果元件的溫度上升，則基極-發射極間電壓的導通電壓(下面，用Vbe簡要表示基極-發射極間電壓，用Vf簡要表示基極-發射極的導通電壓)降低，因此集電極電流增加。因此，在具有多個晶體管的高頻功率放大器中，一旦發生集電極電流的集中，則由于消費功率的增加發生局部的元件的溫度上升，由此進一步在局部的元件中集電極電流增加，陷入這樣的惡性循環。因此，如果各晶體管間的電流不均勻，不僅對功率放大器的性能和壽命造成不良影響，電流的集中進一步加大，因此該晶體管陷入熱失控狀態，導致其破損。
對于這樣的問題，一直使用了連接在雙極型晶體管的基極上、對于元件的溫度上升提供負反饋給基極-發射極間電壓(Vbe)的基極鎮流電阻。利用此Vbe的負反饋，抵消溫度上升引起的集電極電流的增加，可以防止熱失控。下面，表示使用了過去的基極鎮流電阻的高頻放大電路的現有技術。
圖1A是過去的高頻放大電路的等價電路圖。雙極型晶體管101-1、101-2、102-n(下面，作為代表記載為101)是單元數為n的雙極型晶體管。在集電極端子115施加集電極電壓，發射極端子接地。從DC端子148供給直流(DC)偏壓，從RF端子149輸入高頻(RF)電力。DC端子148經由作為基極鎮流電阻的電阻147連接在雙極型晶體管101的基電極105-1、105-2、105-n(下面，作為代表記載為105)上。RF端子149經由電容器163連接在雙極型晶體管101的基電極105上。在雙極型晶體管101被放大的高頻電力從集電極端子115輸出。
圖1B是表示圖1A的各端子的電壓和電流的概要的圖。雙極型晶體管101的電流放大率(hFE)為50，雙極型晶體管101的單元數為n＝20，電阻147的電阻值為5Ω。當集電極電流的總量為1A且不存在電流的不均勻時，對于各雙極型晶體管101，集電極電流是50mA、基極電流是1mA。基極電流的總量是20mA，在電阻147中發生的電壓下降是0.1V。因此，如果在DC端子148施加1.3V，則在基電極105上被施加1.2V。
在圖1A、圖1B，考慮在任意的雙極型晶體管中發生了電流集中的情況。例如，假定在雙極型晶體管101-2中流過相當于其它雙極型晶體管101-n的1.2倍的60mA的集電極電流的情況。此時，雙極型晶體管101的hFE是50，因此流過電阻147的基極電流從1mA增加到1.2mA，流過電阻147的基極電流從20mA增加到20.2mA。通過基極電流的增加(0.2mA)在電阻147產生的Vbe的負反饋是1mV。另一方面，通過電流的增加，雙極型晶體管101-2的結溫從當初的80℃上升到90℃。通過此溫度上升(10℃)，Vbe的導通電壓(Vf)下降0.017V。這樣，在電阻147發生的Vbe的負反饋(1mV)，比溫度上升引起的Vf的下降(17mV)小，因此集電極電流繼續上升。具體地，Vf減少17mV，如果Vbe的負反饋是1mV，那么與作為整體Vf減少16mV相等價，流過雙極型晶體管101-2的電流增加60％成為80mA。在此，如果增加電阻147的電阻值，那么得到的Vbe的負反饋量也增加，此時，在通常的動作下電阻147處的電壓下降也變大，必要的DC端子148的施加電壓變大，因此不適合。
如以上說明，圖1A、圖1B的過去的高頻增幅電路的課題是，在電阻147得到的Vbe的負反饋電壓不能充分抵消由集電極電流的增大引起的Vf的下降，因此當任意雙極型晶體管的集電極電流增加了20％時，不能防止此雙極型晶體管的熱失控。
圖2是過去的別的高頻放大電路的等價電路圖(參照專利文獻1)。
本高頻放大電路和圖1A、圖1B的過去的高頻放大電路的不同點是，在DC端子148和基電極105之間，分別連接著作為基極鎮流電阻的電阻146-1、146-2、146-n(下面，作為代表記載為146)。此時，雙極型晶體管的單元數為n＝20時，為了將連接在DC端子148和基電極105之間的電阻146的并聯電阻的值設定為5Ω，將各個電阻146的電阻值設定為100Ω即可。
在圖2中，電阻146被設置在各雙極型晶體管101上，初看，好像能增大電阻146的Vbe的負反饋，但效果不充分。此理由是，雙極型晶體管101的基電極105由傳送高頻的布線145共同連接著。由此，在任意的雙極型晶體管101(例如101-2)的電流增加時，伴隨此增加的基極電流的供給不僅僅由通過電阻146-2的電流進行，還從其它電阻146-n經布線145進行。此現象可以理解為，基電極105-2和其它基電極105-n在電路上成為相同的電位。
如以上說明，圖2的過去的高頻放大電路的課題是，通過電阻146得到的Vbe的負反饋電壓，與圖1A、圖1B的過去的高頻放大電路在電路上相同，在防止雙極型晶體管的熱失控時還不充分。
圖3是過去的其它高頻放大電路的等價電路圖(參照專利文獻2)。
本高頻放大電路和圖2的過去的高頻放大電路的不同點是，電容器150-1、150-2、150-n(下面，作為代表記載為150)，分別與電阻146-1、146-2、146-n并聯連接。理想的是，高頻電力通過電容器150后從基電極105輸入到雙極型晶體管101。另一方面，直流偏壓通過電阻146后從基電極105提供給雙極型晶體管101。為了降減高頻的損失，需要將電容器150設定為某一程度大的值。而且，在雙極型晶體管101的單元數為n＝20、電阻146的電阻值設定為100Ω時，電阻146的并聯電阻值成為5Ω。
在本高頻放大電路中，與使用了圖1A、圖1B的過去的高頻放大電路的探討相同，假定在雙極型晶體管101-2中流過相當于其它雙極型晶體管101-n的1.2倍的60mA的集電極電流的情況。雙極型晶體管101的hFE是50，因此，流過電阻146-2的基極電流從1mA增加到1.2mA。由于電阻146是100Ω，因此由電阻146產生的Vbe的負反饋電壓成為20mV。另一方面，通過電流的增加，雙極型晶體管101-2的結溫從當初的80℃上升到90℃，由該溫度上升(10℃)引起的Vbe的導通電壓(Vf)的下降成為17mV。此情況下，由電阻146產生的Vbe的負反饋(20mV)比由溫度上升引起的Vf的下降(17mV)大，因此，集電極電流開始下降。這樣，在本高頻放大電路中，由Vbe的負反饋可以抵消集電極電流的增加，可以防止熱失控。
但是，圖3的過去的高頻放大電路的課題是，發生增益的下降。其原因是，從RF端子149輸入的高頻電力的一部分通過電阻146，從而，這些作為熱量被消耗。
圖4是又一其它的過去的高頻放大電路的等價電路圖(參照專利文獻3)。
本高頻放大電路和圖3的過去的高頻放大電路的不同點是，從RF端子149輸入的高頻電力不通過電阻146而是輸入到基電極105。由此，可以避免增益的下降。
但是，圖4的過去的高頻放大電路的課題是，需要在各雙極型晶體管101上設置用于通過高頻電力的電容器151，因此布線設計變為復雜，芯片面積的增大使成本增加。
圖4的過去的高頻放大電路的其它課題是，為了使高頻電力和直流偏壓在端子152-1、152-2、152-n(下面，作為代表記載為152)合流，高頻電力容易漏到直流偏壓端子148，對用于向直流偏壓端子148供給偏壓的偏壓電路(略圖)造成不良影響。為解決此問題，有必要在DC端子148上連接接地用的電容器，此時部件數的增加成為問題。
圖5A是過去的高頻放大電路的雙極型晶體管101的結構剖面圖。圖5B是過去的雙極型晶體管101的平面圖，沿該圖的點劃線A-A’的剖面圖是圖5A所示的剖面圖。但是，在圖5A中省略了發射極布線132。在圖5A中，例如在由GaAs構成的基板118上，按順序形成了由n+型的GaAs構成的集電極接觸層117、由n型的GaAs構成的集電極層109、由p型的GaAs構成的基極層108、由n型的InGap構成的發射極層111、和由n型的InGaAs構成的發射極接觸層110。而且，形成在發射極接觸層110上形成了發射電極113，在集電極接觸層117上形成了集電極112，在基極層108上形成了基電極107。形成基極層108的p型GaAs是，雜質濃度為4×1019cm-3，厚度為80nm，表面電阻為250Ω/sq。在圖5B中，發射電極113連接在發射極布線112上并被引出到外部，與發射極端子102連接。從端子103向基電極107供給合成了DC和RF的信號。為了提高高頻特性，需要減小基極-發射極間電阻122，需要縮短基電極107和發射極層111的間隔119。因此，如果加長間隔119，那么基極-發射極間電阻122變大，雖然可以增大Vbe的負反饋電壓，但另一方面，高頻電力的損失會變大，高頻特性會惡化。
如上所述，圖5A、圖5B的過去的雙極型晶體管101的課題是，由于向基電極107供給合成了DC和RF的信號，為了提高高頻特性，需要降低基極-發射極間電阻122，為此無法增大Vbe的負反饋電壓。
圖6是過去的高頻放大電路中的其它雙極型晶體管的結構剖面圖。本雙極型晶體管和圖5A、圖5B的過去的雙極型晶體管101的不同點是，在基極層108上形成了兩個的臺面形成的發射極層111和三個基電極107。通常，將具有多個發射極層的雙極型晶體管稱為多指狀的雙極型晶體管。在多指狀的雙極型晶體管中，為了提高高頻特性，也有必要減小基極-發射極間電阻122，有必要縮短基電極107和發射極層111的間隔119-1～119-4。此時，設計為基極-發射極的間隔119-1～119-4成為相同的長度。
專利文獻1美國專利第6828816號說明書專利文獻2美國專利第5321279號說明書發明內容圖1A、圖1B的過去的高頻放大電路的課題是，在電阻147得到的Vbe的負反饋電壓不能夠充分抵消由集電極電流的增加引起的Vf的下降，因此，例如任意的雙極型晶體管的集電極電流增加20％時，不能防止該雙極型晶體管的熱失控。
圖2的過去的高頻放大電路的課題是，在電阻146得到的Vbe的負反饋電壓與圖1A、圖1B的過去的高頻放大電路在電路上相同，不能夠充分防止雙極型晶體管的熱失控。
圖3的過去的高頻放大電路的課題是，發生增益下降。此原因是，從RF端子149輸入的高頻電力的一部分通過電阻146，從而，這些作為熱量被消耗。
圖4的過去的高頻放大電路的課題是，有必要在各雙極型晶體管上設置用于通過高頻電力的電容器151，使布線設計復雜，芯片面積的增大使成本增加。
而且，為了使高頻電力和直流偏壓在端子152合流，高頻電力在直流偏壓端子148容易泄漏，存在對用于向DC端子148供給偏壓的偏壓電路(略圖)產生不良影響的課題。為解決此問題，在DC端子148有必要連接接地用電容器，此時部件數的增加成為問題。
圖5A、圖5B、圖6的過去的雙極型晶體管101的課題是，向基電極107供給合成了DC和RF的信號，因此為了提高高頻特性，需要減小基極-發射極間電阻122，為此無法增大Vbe的負反饋電壓。
根據以上的敘述，在過去的雙極型晶體管中，要防止熱失控的情況下，或者高頻特性惡化，或者在高頻放大電路中增益降低，或者高頻放大電路的成本上升，或者對高頻放大電路的偏壓電路產生不良影響。即，對高頻放大電路產生不良影響。

發明內容
因此，本發明鑒于這樣的問題而提出，其目的在于提供一種不對高頻放大電路產生不良影響、可防止熱失控的雙極型晶體管及高頻放大電路。
本發明的雙極型晶體管，具備第1端子；第2端子；與上述第1端子連接的第1基電極；與上述第2端子連接的第2基電極；以及，與上述第1基電極和上述第2基電極連接的基極層。
而且本發明還可以是具有雙極型晶體管的高頻放大電路，該雙極型晶體管具備第1端子；第2端子；與上述第1端子連接的第1基電極；與上述第2端子連接的第2基電極；與上述第1基電極和上述第2基電極連接的基極層。
由此，可以將高頻信號和直流偏壓向不同的端子供給，在基極層中合成它們。其結果，不需要設置DC截止用的耦合電容器，因此，高頻放大電路的成本不上升就可以防止熱失控。而且，不需要在高頻信號的輸入端子和基電極之間設置電阻，所以在高頻放大電路中不必降低增益就可防止熱失控。進一步，可防止高頻信號向直流偏壓端子的泄漏，因此，不對高頻放大電路的偏壓電路產生不良影響就可以防止熱失控。再者，為了防止熱失控，不需要設置抑制高頻成分流入直流偏壓電路的接地用電容器，因此，不必增加部件數就可以防止熱失控。而且，能夠改變從輸入高頻信號的電極到發射電極的距離、和從輸入流偏壓的電極到發射電極的距離，因，此不必惡化高頻特性就可以防止熱失控。即，不會對高頻放大電路產生不良影響，可以防止熱失控。
在此，也可以是，向上述第1端子供給直流偏壓，向上述第2端子供給高頻信號，上述直流偏壓和高頻信號在上述基極層中合成。
此外，也可以是，在工作時，上述第二基電極的直流電位比上述第1基電極的直流電位低。
再者，也可以是，上述雙極型晶體管還具備位于被上述第1基電極和第2基電極夾住的位置的發射電極，從上述發射電極到上述第2基電極的距離比從上述發射電極到上述第1基電極的距離實質上近。
由此，不必犧牲高頻特性，就可以加大負反饋的效果，因此不會對高頻放大電路產生不良影響，能可靠地防止雙極型晶體管的熱失控。
根據本發明，在任意的雙極型晶體管中流入例如其它雙極型晶體管的1.2倍的集電極電流時，也可以防止熱失控。而且，還可以消除要防止熱失控時的高頻增益的降低。而且，可以一邊防止熱失控，一邊使布線設計簡單化、且可防止芯片面積的增大引起的成本增加。而且，可以防止要防止熱失控時的偏壓電路的不良影響。而且，可以防止要防止失控時的部件數的增加。而且，可以防止要防止失控時的高頻特性的惡化。即，提供不會對高頻放大電路產生不良影響、就可以防止熱失控的雙極型晶體管及高頻放大電路。


圖1A是過去的高頻放大電路的等價電路圖。
圖1B是表示該高頻放大電路的各端子的電壓值和電流值的圖。
圖2是過去的高頻放大電路的等價電路圖。
圖3是過去的高頻放大電路的等價電路圖。
圖4是過去的高頻放大電路的等價電路圖。
圖5A是過去的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖5B是過去的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖6是過去高頻放大電路中的其它雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖7A是本發明的第一實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖7B是該實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖8是第一實施方式的雙極型晶體管的工作說明圖。
圖9是第一實施方式的雙極型晶體管的部分結構剖面圖和基極層的電位分布圖。
圖10是并聯連接圖9的雙極型晶體管而形成的高頻放大電路的電路圖。
圖11是表示在并聯連接雙極型晶體管而形成的高頻放大電路中流過雙極型晶體管的電流增加時的電位的電路圖。
圖12是本發明的第二實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖13是并聯連接圖12的雙極型晶體管而形成的高頻放大電路的電路圖。
圖14是本發明的第三實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖15是本發明的第四實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
圖16是本發明的第五實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖17是使用了第五實施方式的高頻放大電路的兩級功率放大電路的電路圖。
圖18是本發明的第六實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖19是本發明的第七實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖20是本發明的第八實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖21是本發明的第9實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖22是本發明的第十實施方式的使用了圖7A、圖7B所示雙極型晶體管的高頻放大電路的電路圖。
圖23是本發明的第十一實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構平面圖。
圖24是本發明的第十二實施方式的的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。
具體實施例方式
下面，參照

本發明的實施方式的高頻放大電路。
(第一實施方式)圖7A是本實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管的結構剖面圖。圖7B是本實施方式的晶體管1的結構剖面圖，沿該圖的點劃線a-a’的剖面圖是圖7A。但是，在圖7A中省略了發射極布線20。在圖7A中，與圖5A的過去的雙極型晶體管101的結構剖面圖的不同點是，被供給直流(DC)偏壓的DC端子3和被供給高頻(RF)電力的RF端子4分別設置。即，從不同的電極(分別是DC用基電極6、RF用基電極7)向基極層8供給DC偏壓和RF電力，更本質的不同是，DC用基電極6和RF用基電極7僅通過基極層8電連接。此時，使DC用基電極6的電位比RF用基電極7的電位高，來保證基極電流一定從與鎮流器電阻連接的DC用基電極6供給，對雙極型晶體管的熱失控發揮效果。并且，DC端子3及RF端子4分別是本發明的第1端子及第2端子的一例，DC用基極端子6及RF用基極端子7分別是本發明的第1基極端子及第2基極端子的一例。
圖7A、圖7B的雙極型晶體管1是HBT，在由GaAs構成的基板18上按順序形成由n+型的GaAs構成的集電極接觸層17、由n型的GaAs構成的集電極層9、由p型的GaAs構成的基極層8、由n型的InGap構成的發射極層11、和由n型的InGaAs構成的發射極接觸層10。而且，在發射極接觸層10上形成發射電極13，在集電極接觸層17上形成集電極12，在基極層8上形成直流(DC)用基電極6及高頻(RF)用基電極7。形成基極層8的p型GaAs是，雜質濃度為4×1019cm-3，厚度為80nm，表面電阻為250Ω/sq。而且，使用了此基極層8的雙極型晶體管1的電流放大率(hFE)是50。
在圖7A、圖7B中，DC偏壓供給到DC端子3，從DC端子3供給到DC用基電極6。RF電力供給到RF端子4，從RF端子4輸入到RF用基電極7。集電極電壓供給到基電極端子5，從極電極端子5供給到集電極12。發射極層11形成在被DC用基電極6和RF用基電極7夾住的位置。在發射極層11中，上面圖形中的指狀部分(下面稱為指部)的寬度(DC用基電極6及RF用基電極7的排列方向的寬度)15是2μm，上面圖形中的指部的長度(與排列方向垂直的長度方向的長度，即指長)37是20μm，發射極面積是40μm2。DC用基電極的排列方向的寬度33是1μm，RF用基電極7的排列方向的寬度34是1μm，從DC用基電極6到發射極層11的距離14是1μm，從RF用基電極7到發射極層11的距離16是1μm。
在基極層8中，如果設DC用基電極6的右端的正下方為點P，發射極層11的中央的正下方為點Q，那么點P-點Q間的電阻22的電阻值為25Ω。同樣，點R-點Q間的電阻23的電阻值為25Ω。電阻22、及電阻23如從圖7B可知，表現為分布常數。
圖8是本實施方式的雙極型晶體管1的工作說明圖。在DC用基電極6上施加1.2V，在集電極12上施加3.5V。發射電極13接地。從DC端子3輸入的DC電流40如箭頭43所示地前進到基極層8，注入到發射極層11正下方的基極-發射極結，于是與從發射極層11供給的電子的一部分再結合。從RF端子4輸入的RF4如箭頭44所示地前進到基極層8。DC電流40和RF42在位于基極層8的發射極層11正下方的部分合成，成為被施加了DC偏置的高頻電力。通過晶體管工作被放大的高頻電力45，如箭頭46所示地前進到集電極接觸層17，按集電極12、集電極端子5的順序輸出。此時，流向雙極型晶體管1的集電極電流是50mA，基極電流是1mA。
圖9表示本實施方式的雙極型晶體管1的基極層8中的電位分布圖和圖7所示剖面圖的關系。圖9的剖面圖是從圖7中省略了基板18、集電極接觸層17、及集電極12。而且，在DC端子3和DC用基電極6之間連接著100Ω的電阻47。在DC端子3上施加了1.3V，發射極端子2接地。
在這樣的雙極型晶體管1中，考慮向基極層8流入1mA的基極電流。從DC端子3供給的基極電流依次通過電阻47、DC用基電極6、及電阻22，被注入到發射極層11的正下方的基極-發射極結中。從DC用基電極6供給的基極電流的幾乎全部被注入到基極-發射極結中，因此，流過電阻23的電流可以忽略。電阻22的電阻值是25Ω。當1mA的基極電流通過電阻22時，在電阻22的電位下降是25mV。另一方面，在電阻23中不流過電流，因此不發生電位下降。因此，點P的電位是1.2V，點Q的電位是1.175V，點R的電位同樣是1.175V。
圖10是并聯連接了多個本實施方式的圖9的雙極型晶體管1而形成的高頻放大電路的電路圖。n個雙極型晶體管1-1～1-n并聯連接，各個DC端子3-1～3-n連接在被供給DC偏壓的端子48上，各個RF端子4-1～4-n連接在被供給RF電力的端子49上。而且，各個發射極端子5接地。在端子48上施加了1.3V，DC用基電極6-1～6-n的電位是1.2V。各個電阻47-1～47-n的電阻值為100Ω。在各個雙極型晶體管1-1～1-n中，基極電流是1mA，集電極電流是50mA(圖中，記載成Ic＝50mA)。RF用基電極7-1～7-n的DC電位是1.175V。各個雙極型晶體管1-1～1-n的基極-發射極結溫是80℃。在集電極電流均等時，各個雙極型晶體管1-1～1-n不產生溫度差。
接著，考慮在任意的雙極型晶體管中發生了電流集中的情況。圖11是表示在本實施方式的圖10的高頻放大電路中流過雙極型晶體管1-2的集電極電流增加時的各端子的電位的高頻放大電路的電路圖。假定在雙極型晶體管1-2流過相當于其它雙極型晶體管的1.2倍的60mA的集電極電流的情況。雙極型晶體管1-1～1-n的hFE是50，流過電阻47-2的基極電流是1.2mA。在電阻47-2發生的電壓下降是0.12V，因此DC用基電極6-2的電位成為1.18V。通過基極電流的增加，在電阻47-2的電壓下降增加0.02V，能得到Vbe的負反饋。即便在這種情況下，RF用基電極7-2的電位與其它的RF用基電極7-n(n是除了2以外的值)是相同電位，因此是1.175V。由于DC用基電極6-2的電位(1.18V)比RF用基電極7-2的電位(1.175V)高，所以從RF用基電極7-2不會向DC用基電極6-2方向流過DC電流。
雙極型晶體管1-2的集電極電流從50mA增加到60mA，由此，雙極型晶體管1-2的結溫瞬間從80℃增加到90℃。但是，10℃的溫度上升引起的雙極型晶體管1-2的Vf的減少(17mV)比由電阻47-2的電壓下降得到的負反饋電壓(20mV)小，因此雙極型晶體管1-2的集電極電流減少，避免了熱失控。即，在任意的雙極型晶體管中流過相當于其它雙極型晶體管的1.2倍的電流的情況下，也利用電阻47-2的Vbe的負反饋效果，可以防止該雙極型晶體管的熱失控。
進一步，由于DC用基電極6和RF用基電極7被分離，可抑制RF電力通過DC用基電極6后流入連接在端子48上的偏壓電路(圖示省略)，對偏壓電路的不良影響不存在。根據此效果，不需要在端子48上連接接地用的電容器，可以消減部件數。
如以上的說明，在第1實施方式的高頻放大電路中，另外具有被供給RF電力及DC偏壓的端子，即另外具有DC用基電極6和RF用基電極7，使用了DC用基電極6和RF用基電極7在夾著發射極層11的位置形成的雙極型晶體管1。并且，DC用基電極6的電位比RF用基電極7的電位高，一定從與鎮流電阻連接的DC用基電極6供給基極電流。由此，可以得到以下有利的效果。即，與圖1A、圖1B、圖2的過去的高頻放大電路相比，即使在任意的雙極型晶體管中流過例如1.2倍的電流時，也可以防止熱失控。而且，與圖3所示的高頻放大電路相比，不需要在RF電力的輸入端子和基電極之間設置電阻，因此可以消除高頻增益的減小。
而且，在第一實施方式的高頻放大電路中，DC用基電極6的電位比RF用基電極7的電位高，從RF用基電極7向DC用基電極6方向DC不流過電流。由此，與圖4所示的過去的高頻放大電路相比，不需要在各雙極型晶體管上設置DC截止用電容器151，因此，布線設計容易，可以防止芯片面積的增大引起的成本增加。而且，可以抑制RF成分流入DC偏壓電路，可以防止對DC偏壓電路的不良影響。而且，不需要在端子48上連接接地用電容器，可以消減部件數。
而且，在第一實施方式的雙極型晶體管中，可以自由改變從RF用基電極6到發射電極13的距離和從DC用基電極6到發射電極13的距離。由此，與圖5A、圖5B、圖6的雙極型晶體管相比，通過將從RF用基電極6到發射電極13的距離設定成比從DC用基電極6到發射電極13的距離近，可提高高頻特性、且很大程度地防止熱失控。
其結果，與過去的高頻放大電路相比，不會對高頻放大電路造成不良影響，可以防止熱失控。
并且，說明了在本實施方式的高頻放大電路中，DC用基電極6和基電極7在夾著發射極層11的位置形成的情況，但這些位置關系不局限于該情況。
(第二實施方式)接著，在第一實施方式的圖10中記載的高頻放大電路中，考慮在雙極型晶體管1-2中流過相當于其它雙極型晶體管的1.4倍的70mA的集電極電流的情況。如圖11所示，雙極型晶體管1-1～1-n的hFE是50，因此，流過電阻47-2的基極電流是1.4mA，在電阻47-2產生的電壓下降是0.14V，電極6-2的電位是1.16V。另一方面，電極7-2的電位是1.175V。此時，電極7-2的電位(1.175V)比電極6-2的電位(1.16V)高，因此從電極7-2供給雙極型晶體管1-2的基極電流。即，Vbe的負反饋電壓成為從1.2V減去1.175V的0.025V。另一方面，雙極型晶體管1-2的集電極電流從50mA增加到70mA，由此1-2的結溫瞬間從80℃到100℃增加20℃，Vf減少0.034V。因此，此時，Vf的減少(0.034V)比Vbe的負反饋電壓(0.025)大，所以雙極型晶體管1-2的集電極電流繼續增大，最終無法避免熱失控。即，在任意的雙極型晶體管中流過相當于其它雙極型晶體管的1.4倍的電流的情況下，不能防止熱失控。下面，說明用于解決此問題的第二實施方式的高頻放大電路。
圖12是在本實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管60的結構剖面圖，與圖7A的第一實施方式的雙極型晶體管1的結構剖面圖的不同點是，從發射極層11到RF用基電極7的距離16，比從發射極層11到DC用基電極6的距離61更近。即，從DC用基電極6到發射極層11的距離61，從1μm增加到3μm。由此，基極層8中的點P-點Q間的電阻62從25Ω增加到50Ω。因此，流過1mA基極電流時在電阻62產生的電壓下降，從0.025V增加到0.05V。然后，若考慮雙極型晶體管60的高頻特性，與圖7A、圖7B的雙極型晶體管1相比，高頻電力通過的RF用基電極7和發射極層11的距離16相同，高頻特性不變化。
圖13是并聯連接多個本實施方式的圖12的雙極型晶體管60而形成的高頻放大電路的電路圖。假定在雙極型晶體管60-2中流過相當于其它雙極型晶體管的1.4倍的70mA的集電極電流的情況。施加在端子48上的電壓是1.325V。雙極型晶體管60-1～60-n的hFE是50，因此，流過電阻47-1～47-n(n是除了2以外的值)的基極電流是1mA，在電阻47-1～47-n(n是除了2以外的值)產生的電壓下降是0.1V，電極6-1～6-n(n是除了2以外的值)的電位是1.225V。一方面，流過電阻47-2的基極電流是1.4mA，在電阻47-2產生的電壓下降是0.14V，DC用基電極6-2的電位是1.185V。即便在這樣的情況下，RF用基電極7-2的電位與其它RF用基電極7-1～7-n(n是除了2以外的值)是相同電位，因此是1.175V。此時，由于DC用基電極6-2的電位(1.185V)比RF用基電極7-2的電位(1.175V)高，雙極型晶體管60-2的基極電流不會從RF用基電極7-2供給。
在此，接著說明不加大電阻47而是加大點P-點Q間電阻62的理由。當設計成電阻47為125Ω、電阻62為25Ω時，若在電阻47-2中流過1.4mA的電流，那么在電阻47-2的電壓下降是0.175V，點6-2的電位成為1.15V。此時，由于電極6-2的電位(1.15V)比RF用電極7-2的電位(1.175V)低，通過從RF用基電極7-2供給60-2的基極電流，不發生不良情況。
由于雙極型晶體管60-2的集電極電流從50mA增加到70mA，所以雙極型晶體管60-2的結溫瞬間從80℃到100℃增加20℃，雙極型晶體管60-2的Vf減少0.034V。但是，即便是這樣的情況下，雙極型晶體管60-2的Vf的減少(0.034V)比通過電阻47-2得到的負反饋電壓(0.04V)小，所以雙極型晶體管60-2的集電極電流減少，避免了熱失控。即，在任意的雙極型晶體管中流過相當于其它雙極型晶體管的1.4倍的電流時，利用電阻47-2的Vbe的負反饋效果，可以防止雙極型晶體管的熱失控。
如以上的說明，在第二實施方式的高頻放大電路中，使用了DC用基電極6和發射極層11之間的距離61比RF用基電極7和發射極層11之間的距離16長的的雙極型晶體管60。由此，與第一實施方式的高頻放大電路相比，在任意的雙極型晶體管中流過相當于其它雙極型晶體管的1.4倍的集電極電流的情況下，DC用基電極6的電位也比RF用基電極7的電位高，基極電流必定從與鎮流電阻連接的DC用基電極6供給。其結果，利用電阻47的Vbe的負反饋效果，可以防止該雙極型晶體管的熱失控。
而且，在第二實施方式的雙極型晶體管中，與第一實施方式的高頻放大電路相比，從DC用基電極6到發射電極13的距離比從RF用基電極6到發射電極13的距離遠。由此，不必犧牲高頻特性，就可以可靠地防止熱失控。
(第三實施方式)圖14是第三實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管70的結構剖面圖。與在圖12表示的第二實施方式的雙極型晶體管60的不同點是，具有多個DC用基電極6-1、6-2，還具有多個發射極層11-1、11-2。與圖12的雙極型晶體管60相比，發射極面積成為兩倍，在單位單元可以得到兩倍的電流容量。而且，與圖12的雙極型晶體管60同樣，根據設定從DC用基電極6-1到發射極層11-1的距離、及從DC用基電極6-2到發射極層11-2的距離61為3μm，從RF用基電極7到發射極層11-1、11-2的距離16為0.5μm，與圖12的雙極型晶體管60同樣，對于任意的雙極型晶體管的電流集中，可以避免由雙極型晶體管的熱失控引起的破壞。而且，不必犧牲高頻特性，可以可靠地防止熱失控。
(第四實施方式)圖15是在第四實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管71的結構剖面圖。與圖12所示的第二實施方式的雙極型晶體管60的不同點是，具有多個RF用基電極7-1、7-2，還具有多個發射極層11-1、11-2。與圖12的雙極型晶體管60相比，發射極面積成為兩倍，在單位單元可以得到兩倍的電流容量。而且，與圖12的雙極型晶體管60同樣，通過設定從DC用基電極6到發射極層11-1、11-2的距離61為3μm，從RF用基電極7-1到發射極層11-1、及從RF用基電極7-2到發涉極層11-2的距離16為0.5μm，與圖12的雙極型晶體管60同樣，對于任意的雙極型晶體管的電流集中可以避免由雙極型晶體管的熱失控引起的破壞。而且，不必犧牲高頻特性，能夠可靠地防止熱失控。
(第五實施方式)圖16是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的高頻放大電路的電路圖。其對應于將并聯連接多個第一實施方式的雙極型晶體管1而形成的圖10的高頻放大電路的電路圖改寫為等價電路的圖。與圖2、圖3及圖4所示的過去的高頻放大電路不同點是，從端子48供給的DC偏壓和從端子49供給的RF電力，被分別供給到雙極型晶體管1-1～1-n，在雙極型晶體管1-1～1-n的外部沒有電氣合成。由此，如用圖9進行的說明，產生DC用基電極6和RF用基電極7的DC電位不同的本質差別。
在圖16的高頻放大電路中，并聯連接著n個雙極型晶體管1-1～1-n。此時，作為雙極型晶體管1-1～1-n，使用第二實施方式～第四實施方式的雙極型晶體管60、70、及71的某一個也可以。DC偏壓用的端子48按DC端子3-1～3-n、電阻47-1～47-n、DC用基電極6-1～6-n的順序連接著。RF用的端子49按電容器63、RF端子4-1～4-n、RF用基電極7-1～7-n的順序連接著。
圖17是使用了圖16的上述高頻放大電路的兩級功率放大電路的電路圖。在此兩級功率放大電路中，在前級晶體管100及后級晶體管72使用了上述高頻放大電路。即，在前級晶體管100中，并聯連接了四單元的發射極面積為120μm2的雙極型晶體管1-1～1-n。而且，在后級晶體管72中，并聯連接著20單元的發射極面積為120μm2的雙極型晶體管1-1～1-n。在前級晶體管用集電極電壓端子91、及后級晶體管用集電極電壓端子93上，施加了3.5V。本兩級功率放大電路，在800MHz的頻率下，高頻增益為28dB、最大輸出功率為2.3W，前級晶體管100的消耗電流是200mA、后級晶體管72的消耗電流是100mA，此時的功率轉換效率為55％。
前級晶體管用偏壓電路92經電阻47向前級晶體管100的DC用基電極6供給DC偏壓。而且，后級晶體管用偏壓電路69經電阻47-1～47-n向DC用基電極6-1～6-n供給DC偏壓。輸入匹配電路73由電感器83、電容器84、及電容器85構成。前級晶體管100及后級晶體管71的級間匹配由電容器63和前級晶體管100用的偏壓供給線路89構成。負載匹配電路74由線路94、線路95、電容器96、及電容器97構成。負載匹配電路74與后級晶體管72用的偏壓供給線路98連接。
從端子81輸入的高頻電力，通過輸入匹配電路73、前級晶體管100的RF用基電極7后，輸入到前級晶體管100。在前級晶體管100被放大的高頻電力，通過后級晶體管72的RF用基電極7-1～7-n后，輸入到后級晶體管72。在后級晶體管72被放大的高頻電力，通過負載匹配電路74后從端子82輸出。在前級晶體管100中，電阻87和電容器86的串聯電路被連接在前級晶體管100的集電極端子5和RF用基電極7之間，該電路作為反饋電路用于使放大電路穩定工作。
(第六實施方式)圖18是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的其它高頻放大電路的電路圖。與圖16表示的第五實施方式的高頻放大電路的不同點是，在各雙極型晶體管1-1～1-n不設置電阻47-1～47-n，而是在多個雙極型晶體管1-1～1-n的DC用基電極6-1～6-n上連接了一個電阻77。此時，將電阻77的電阻值設為5Ω即可。此電路結構的優點是，用1個電阻即可，可以實現布線設計的簡易化、和芯片面積的縮小引起的低成本化。但是，使用了過去的雙極型晶體管101的情況下，如在圖1A、圖1B進行的說明，電阻77(在圖1A、圖1B中是電阻147)不能對雙極型晶體管1-1～1-n(在圖1A、圖1B中是雙極型晶體管101-1～101-n)的Vbe施加充分的負反饋。另一方面，本實施方式的雙極型晶體管1是，在內部具有可以由其獨自的結構可自由設定電阻值的電阻，自身具有利用Vbe的負反饋來抑制熱失控的效果。其結果，即使是圖18的結構，通過最優化雙極型晶體管1-1～1-n的設計，可以抑制熱失控。
如以上說明，在本實施方式的高頻放大電路中，通過使用第一實施方式的雙極型晶體管1，在能夠控制熱失控的同時，同第五實施方式的高頻放大電路相比，可實現布線設計的簡易化和芯片面積的縮小引起的低成本化。
(第七實施方式)圖19是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的又一其它的高頻放大電路的電路圖。與圖18所示的第六實施方式的高頻放大電路的不同點是，省略了電阻77。本實施方式的雙極型晶體管1-1～1-n在內部具有利用其獨自的結構可自由設定電阻值的電阻，自身具有利用Vbe的負反饋來抑制熱失控的效果。其結果，即使是圖19的結構，也與圖18的高頻放大電路相同，可以熱失控的抑制。
如以上的說明，在本實施方式的高頻放大電路中，通過使用第一實施方式的雙極型晶體管1，在可以抑制熱失控的同時，同第六實施方式的高頻放大電路相比，可實現布線設計的簡易化和芯片面積縮小引起的低成本化。
(第八實施方式)圖20是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的再一其它的高頻放大電路的電路圖。與圖16所示的第五實施方式的高頻放大電路的電路圖的不同點是，不是將一個電容器63設置在端子49和RF端子4-1～4-n之間，而是多個電容器76-1～76-n分別被連接在RF端子4-1～4-n和RF用基電極7-1～7-n之間。如圖16的說明，電容器63用于阻抗匹配。為了在圖20中滿足此匹配條件，設計成電容器76-1～76-n的容量值之和與電容器63相同即可。由此，在供給RF電力的路徑中，能夠可靠地截止DC。
(第9實施方式)圖21是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的另外其它的高頻放大電路的電路圖。與圖20所示的第八實施方式的高頻放大電路的不同點是，不在雙極型晶體管1-1～1-n設置電阻47-1～47-n，而是在多個雙極型晶體管1-1～1-n的DC用基電極6-1～6-n上連接一個電阻77。此情況下，電阻77的電阻值設為5Ω即可。本第實施方式的雙極型晶體管1-1～1-n在內部具有可以利用其獨自的結構可自由設定電阻值的電阻，自身具有利用Vbe的負反饋抑制熱失控的效果。其結果，即使是圖21的結構，通過最優化雙極型晶體管1-1～1-n的設計，可以抑制熱失控。而且，在本實施方式的高頻放大電路中，在能夠抑制熱失控的同時，一邊可以實現與第八實施方式的高頻放大電路進行比較，同第八實施方式的高頻放大電路相比，可實現布線設計的簡易化和芯片面積縮小引起的低成本化。
(第十實施方式)
圖22是使用了第一實施方式的雙極型晶體管1的高頻放大電路的電路圖。與圖21所示的第9實施方式的高頻放大電路的不同點是，省略了電阻77。本實施方式的雙極型晶體管1-1～1-n在內部具有利用其獨自的結構可自由設定電阻值的電阻，自身具有利用Vbe的負反饋來抑制熱失控的效果。其結果，即使省略了電阻77，也與圖21的高頻放大電路相同，可以抑制熱失控。而且，在本實施方式的高頻放大電路中，在抑制熱失控的同時，同第9實施方式的高頻放大電路相比，可實現布線設計的簡易化和芯片面積縮小引起的低成本化。
(第十一實施方式)圖23是本實施方式中的雙極型晶體管78的結構平面圖。與圖7B所示的第一實施方式的雙極型晶體管1的平面圖的不同點是，DC用基電極6和RF用基電極7的上表面形狀不同。即，DC用基電極6在與發射電極13鄰接的部分具有缺口，從DC用基電極6到發射極層11的距離14并不都相同，該距離在指部的長度方向的中央部較長，在端部變短。此時，在DC用基電極6和發射電極13之間按分布常數形成的基極層8的電阻22-1～22-3中，例如上述中央部的電阻22-2的電阻值變大，上述端部的電阻22-1、22-3的電阻值變小。由此，在雙極型晶體管內容易引起過熱的雙極型晶體管的中央部，可以取大的Vbe的負反饋電壓。并且，在DC用基電極6和發射電極13之間不通過高頻，因此電阻22-1～22-3的分布即使不相同，也不會對高頻特性產生不良影響。
而且，對于DC用基電極6的形狀，并受本實施方式的例子的限定，通過使電阻22的大小在分布常數上不相同，可發揮其效果。通常，在高頻用的雙極型晶體管中RF用基電極7被設計為矩形，以使高頻通過的RF用基電極7和發射電極13之間的電阻23-1～23-n成為相同的分布。在本實施方式的雙極型晶體管78中，DC用基電極6因上述理由而不需要成為矩形，通過用不同形狀來形成DC用基電極6和RF用基電極7，不會劣化高頻特性，可以最優設計雙極型晶體管內的Vbe的負反饋，在熱失控的抑制中發揮效果。
(第十二實施方式)圖24是第十二實施方式的高頻放大電路中的雙極型晶體管79的結構剖面圖。與圖15所示的第四實施方式的雙極型晶體管71的不同點是，具有多個RF端子401、402和與其連接的RF用基電極7-1、7-2，向各RF用基電極7-1、7-2從RF端子401、402輸入其它的高頻信號RF1、RF2。通過DC用基電極6和對應于二系統的RF信號的RF用基電極7-1、7-2分別被分離，可以高頻地充分分離二系統的RF信號。并且，RF1及RF2分別是本發明的第1高頻信號及第2高頻信號的一例，RF端子401及RF端子402分別是本發明的第2端子及第3端子的一例，RF用基電極7-1及RF用基電極7-2分別是本發明的第2基電極及第3基電極的一例。
生產上的可利用性本發明可以利用于高頻用雙極型晶體管及高頻放大電路，尤其是用于攜帶電話等無線通信終端等的用途。
權利要求
1.一種雙極型晶體管，其特征在于，具備第1端子；第2端子；與上述第1端子連接的第1基電極；與上述第2端子連接的第2基電極；以及，與上述第1基電極和上述第2基電極連接的基極層。
2.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，向上述第1端子供給直流偏壓；向上述第2端子供給高頻信號；上述直流偏壓和上述高頻信號在上述基極層中合成。
3.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管還具備位于被上述第1基電極和第2基電極的夾住的位置的發射電極。
4.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，在工作時，上述第1基電極的直流電位和上述第2基電極的直流電位不同。
5.如權利要求2所述的雙極型晶體管，其特征在于，在工作時，上述第2基電極的直流電位比上述第1基電極的直流電位低。
6.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管還具備位于被上述第1基電極和第2基電極位置夾住的位置的發射電極；從上述發射電極到上述第1基電極的距離和從上述發射電極到上述第2基電極的距離實質上不同。
7.如權利要求2所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管還具備位于被上述第1基電極和第2基電極夾住的位置的發射電極；從上述發射電極到上述第2基電極的距離實質上比從上述發射電極到上述第1基電極的距離近。
8.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述第1基電極和上述第2基電極的形狀不同。
9.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管是異質結雙極晶體管。
10.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，具備多個上述第1基電極。
11.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，具備多個上述第2基電極。
12.如權利要求1所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管還具備第3端子；與上述第3端子及上述基極層連接的第3基電極；向上述第1端子供給直流偏壓；向上述第2端子供給第1高頻信號；向上述第3端子供給與第1高頻信號不同的第2高頻信號；上述直流偏壓、上述第1高頻信號及上述第2高頻信號在上述基極層中合成。
13.一種高頻放大電路，其特征在于，具有雙極型晶體管，該雙極型晶體管具備第1端子；第2端子；與上述第1端子連接的第1基電極；與上述第2端子連接的第2基電極；與上述第1基電極和上述第2基電極連接的基極層。
14.如權利要求13所述的高頻放大電路，其特征在于，向上述第1端子供給直流偏壓；向上述第2端子供給高頻信號；上述直流偏壓和上述高頻信號在上述基極層中合成。
15.如權利要求14所述的高頻放大電路，其特征在于，上述高頻放大電路還具有在上述第1端子和上述第1基電極之間串聯連接的電阻元件。
16.如權利要求14所述的高頻放大電路，其特征在于，上述高頻放大電路還具有在上述第2端子和上述第2基電極之間串聯連接的電容元件。
17.一種雙極型晶體管，其特征在于，具備被供給第1信號的第1基電極；被供給第2信號的第2基電極；以及，與上述第1基電極和上述第2基電極連接的基極層；上述第1基電極和上述第2基電極僅通過上述基極層電連接。
18.如權利要求17所述的雙極型晶體管，其特征在于，向上述第1基電極供給直流偏壓，作為上述第1信號；向上述第2基電極供給第1高頻信號，作為上述第2信號。
19.如權利要求18所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述雙極型晶體管還具備第3基電極，向上述第3基電極供給與供給上述第2基電極的第1高頻信號不同的第2高頻信號，該第3基電極與上述基極層連接；上述第1基電極、上述第2基電極和上述第3基電極僅通過上述基極層電連接。
20.如權利要求19所述的雙極型晶體管，其特征在于，上述直流偏壓、上述第1高頻信號及上述第2高頻信號在上述基極層中合成。
全文摘要
本發明的目的在于，提供一種不對高頻放大電路產生不良影響、可防止雙極型晶體管的熱失控的雙極型晶體管及高頻放大電路。該雙極型晶體管具備被供給直流偏壓的直流偏壓(DC)端子(3)；與DC端子(3)連接的DC用基電極(6)；被供給高頻信號的高頻電力(RF)端子(4)；與RF端子(4)連接的RF用基電極(7)；與DC用基電極(6)和RF用基電極(7)連接的基極層(8)。
文檔編號H03F3/189GK1848669SQ200610074198
公開日2006年10月18日 申請日期2006年4月5日 優先權日2005年4月5日
發明者前田昌宏 申請人:松下電器產業株式會社