專利名稱：諧振器型saw濾波器的制作方法
技術領域：
本發明涉及在壓電體平板上形成輸入側和輸出側梳狀電極及其兩側的一對反射器，利用雷利波(Rayleigh wave)或STW(Surface TransversalWave，表面橫波)或者SSBW(Surface Skimming Bulk Acoustic Wave，淺表體波)、SH波、Love波、Sezawa波等的表面聲波而實現的縱多模態型等的諧振器型SAW濾波器。
背景技術：
以往，作為諧振器型SAW濾波器的基板，一直使用作為壓電體的石英STW切基板。所述基板的表面聲波(STW或SSBW)的速度快至5100m/sec，早從1979年即開始作為GHz波段的SAW器件被研究、使用至今。
所述的石英STW切基板是已經熟知的基板，是在由作為石英晶體的基本軸的電軸X、機械軸Y、光軸Z構成的正交坐標系中，與機械軸Y正交的Y板繞電軸X旋轉了θ度(特別是可得到零溫度系數的θ＝33°至47°)的基板。使用該基板的SAW器件是利用了在Y板旋轉后的光軸Z′方向上傳播的STW或SSBW型表面聲波的器件(參照非專利文獻1)。
當利用所述的石英STW切基板構成縱2模態型或縱3模態型等的諧振器型SAW濾波器時，可實現從1GHz至3GHz波段的SAW器件。作為所述諧振器型SAW濾波器的現有技術的例子，例如可舉出專利文獻1、專利文獻2和專利文獻3。此外，作為通過現有技術而實現的諧振器型SAW濾波器的例子，可列舉出非專利文獻2。
專利文獻1日本特開昭62-188512號公報專利文獻2WO00/13316專利文獻3美國專利第5220234號說明書非專利文獻1T.NISHIKAWA et al“SH-TYPE SURFACEACOUSTIC WAVES ON ROTATED Y-CUT QUARTZ”，Proc.34th Ann.Freq.Control Symposium，pp.286-291(May 1980)非專利文獻2Hiromi Yatsuda“SAW Device AssemblyTechnology”，International Symposium on Acoustic Wave Device for FutureMobile Communication Systems，Chiba University pp.189-194(5th March2001)但是，在使用上述的現有技術構成諧振器型SAW濾波器的情況下，存在只能實現通過比帶寬為500ppm左右的極窄波段的第1課題(參照非專利文獻2)。其中，通過比帶寬是將3dB帶寬除以濾波器中心頻率所得的值。
因此本發明探究該通過比帶寬變窄的原因，找出了解決方案。在本發明中使用的技術和理論手段新引入了具有周期性構造的控制用梳狀電極，利用發明人設計的“頻率位勢(frequency potential)設計方法”，來解決這樣的問題點。所述“頻率位勢設計方法”簡而言之是在彈性波動的傳播控制中利用頻率位勢函數FTP(X)、表面聲波的速度Vs、元件的空間波長2P(X)的關系式FTP(X)＝Vs/{2P(X)}的方法。其中，X是表面聲波的相位前進方向的位置坐標。
此外，本發明提供了用于改善因前述的發明而產生的、作為噪聲的產生原因的側帶波成分(第2課題)的解決方案。
本發明的目的在于，實現一種插入損失低、比帶寬較寬的縱多模態型的諧振器型SAW濾波器。例如，實現如下的縱多模態型諧振器型SAW濾波器，其使用具有零溫度系數、頻率溫度特性優異且表面聲波的速度快的石英STW切基板和λ/4電極(將傳播的表面聲波的波長設為λ，梳狀電極的電極指的寬度尺寸設為λ/4)，插入損失低且比帶寬為2000至4000ppm的較寬帶寬，而且穩定。
發明內容
本發明的諧振器型SAW濾波器在壓電體平板上，在表面聲波的傳播方向上分別配置有激勵表面聲波的輸入側梳狀電極；接收由所述輸入側梳狀電極激勵的表面聲波的輸出側梳狀電極；用于在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極之間控制表面聲波的狀態的控制用梳狀電極；以及設在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極的兩側的1對反射器，其特征在于，所述輸入側梳狀電極和所述輸出側梳狀電極以及所述控制用梳狀電極由分別設在交替配置的2種不同的區間C和區間E內的電極指構成，所述電極指的寬度L在設所述表面聲波的波長為λ時大致為λ/4的尺寸，在將作為所述電極指的寬度L和電極指之間的尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S時，所述區間C中的電極周期長度P為PC且所述電極指的對數MC為1對，所述區間E中的所述電極周期長度P為PE且所述電極指的對數ME為1對，所述區間C和區間E的電極周期長度之比PE/PC在0.8＜PE/PC＜1的范圍內，且設在所述區間C和所述區間E中的所述電極指均與給電導體連接。
根據本發明，來自區間C和區間E的各電極指的反射波的總和相互抵消而減少，因此可以減小1根電極指具有的實效反射系數而容易地實現較寬帶寬的縱2模態型和縱3模態型等的諧振器型SAW濾波器。此外，區間C和區間E的電極指電連接，激勵表面聲波而不中斷，因此可以使側帶波成分足夠小。而且，在該第1發明中，表面聲波的速度高至5100m/sec，從而在可高頻工作的石英STW切所具有的電氣機械耦合系數K2小至0.002的基板中，即使不顯著地減薄電極膜厚，也可實現通過比帶寬為3000至4000ppm的縱3模態型諧振器型SAW濾波器。例如，具有在1.5GHz時形成膜厚約為100nm的λ/4電極即可實現具有所述通過比帶寬特性的諧振器型SAW濾波器的效果。
此外，本發明優選的是，所述壓電體平板和所述梳狀電極形成的1根所述電極指表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.10的范圍內。
根據該結構，可以利用表面聲波的速度高至5100m/sec、從而可高頻工作的石英STW切基板，或者，速度為10000m/sec的使用了金剛石的基板等的高速且反射系數γ較大的基板。而且，在使用所述基板而具有1～3GHz頻率的諧振器型SAW濾波器中，不會因為增加膜厚而導致反射系數γ增加，可形成足夠厚的膜厚(約100nm)的λ/4電極而形成可靠的諧振器型SAW濾波器。
此外，本發明優選的是，所利用的諧振模是由基波對稱模S0和基波斜對稱模A0和1次對稱模S1的諧振現象合成的縱3模態，且交替配置所述電極周期長度PC和PE而形成的梳狀電極整體具有的所述電極指1根表現出的表面聲波的等價反射系數γce在0.01至0.025的范圍內。
根據該結構，相對于由基波對稱模S0和基波斜對稱模A0構成的縱2模態型的2000ppm的帶寬，通過設為縱3模態型，可實現約4000ppm的更寬帶寬的諧振器型SAW濾波器，因此具有元件的頻率調節容易、可低成本化的效果。
此外，本發明優選的是，所述壓電體平板是石英STW切基板，所述梳狀電極由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且所述電極周期長度之比PE/PC為0.9±0.02，所述控制用梳狀電極的電極指的對數MK為10對至30對的范圍，且所述輸入側梳狀電極與所述輸出側梳狀電極的電極指之和M為80±10對，且所述電極指的電極指交叉寬度WC為50～80λ，所述反射器的導體個數為30～100個。
根據這樣結構的諧振器型SAW濾波器，可實現1.57GHzT作的GPS裝置用途的RF濾波器。此外，由于通過帶寬為約3MHz，因此與以往的使用LiTaO3基板的30MHz帶寬的濾波器相比，為約1/10的窄帶寬，具有對于接收信號S/N比可改善約10倍的效果。
本發明的諧振器型SAW濾波器在壓電體平板上，在表面聲波的傳播方向上分別配置有激勵表面聲波的輸入側梳狀電極；接收由所述輸入側梳狀電極激勵的表面聲波的輸出側梳狀電極；用于在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極之間控制表面聲波的狀態的控制用梳狀電極；以及設在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極的兩側的1對反射器，其特征在于，所述輸入側梳狀電極和所述輸出側梳狀電極以及所述控制用梳狀電極由分別設在交替配置的2種不同的區間G和區間H內的電極指構成，所述電極指的寬度L在設所述表面聲波的波長為λ時為大致λ/4的尺寸，在將作為所述電極指的寬度L和電極指之間的尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S時，所述區間G中的所述電極周期長度P為PG且所述電極指的根數NG為1根，所述區間H中的所述電極周期長度P為PH且所述電極指的根數NH為1根，所述區間G和區間H的電極周期長度之比PH/PG在0.8＜PH/PG＜1的范圍內，且區間G和區間H的所述電極指與極性各不相同的給電導體連接。
根據本發明，因為來自區間G和區間H的各電極指的反射波的總和相互抵消而減少，可以減小1根電極指具有的實效反射系數而容易地實現較寬帶寬的縱2模態型和縱3模態型等的諧振器型SAW濾波器。此外，區間G和區間H的電極指電連接，激勵表面聲波而不中斷，因此可以完全去除側帶波成分。而且，在該第2發明中，表面聲波的速度高達5100m/sec，從而在可高頻工作的石英STW切所具有的電氣機械耦合系數K2小至0.002的基板中，不顯著地減薄電極膜厚即可實現通過比帶寬為3000至4000ppm的縱3模態型諧振器型SAW濾波器。例如，具有在1.5GHz時形成膜厚約為100nm的λ/4電極即可實現具有所述通過比帶寬特性的諧振器型SAW濾波器的效果。
此外，本發明優選的是，所述壓電體平板和所述梳狀電極形成的所述電極指1根所表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.10的范圍內。
根據這樣的條件，可以利用表面聲波的速度高達5100m/sec、從而可高頻工作的石英STW切基板，或者，速度為10000m/sec的使用了金剛石的基板等的高速且反射系數γ較大的基板。而且，在使用所述基板而具有1～3GHz頻率的諧振器型SAW濾波器中，不會由于增加膜厚而導致反射系數γ增加，可形成足夠厚的膜厚(約100nm)的λ/4電極而形成可靠的諧振器型SAW濾波器。
此外，在本發明中優選的是，所利用的諧振模是由基波對稱模S0和基波斜對稱模A0和1次對稱模S1的諧振現象合成的縱3模態，且交替配置所述電極周期長度PG和PH而形成的梳狀電極整體具有的所述電極指1根所表現出的等價反射系數γgh在0.01至0.025的范圍內。
根據這樣的條件，相對于由基波對稱模S0和基波斜對稱模A0構成的縱2模態型的2000ppm的帶寬，通過設為縱3模態型，可實現約4000ppm的更寬帶寬的諧振器型SAW濾波器，因此具有元件的頻率調節容易、可低成本化的效果。
此外，本發明優選的是，所述壓電體平板是石英STW切基板，所述梳狀電極由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且所述電極周期長度之比PH/PG為0.9±0.02，所述控制用梳狀電極的電極指的對數MK為10對至30對的范圍，且所述輸入側梳狀電極與輸出側梳狀電極的對數之和M為40±10對，且所述電極指的電極指交叉寬度WC為50～80λ，所述反射器的導體個數為30～100個。
根據這樣結構的諧振器型SAW濾波器，可實現1.57GHz工作的GPS裝置用途的RF濾波器。此外，由于通過帶寬為約3MHz，因此與以往的使用LiTaO3基板的30MHz帶寬的濾波器相比，為約1/10的窄帶寬，具有對于接收信號S/N比可改善約10倍的效果。
此外，在本發明中優選使得所述反射器的中心頻率f(Ref)和所述電極周期長度PE或PH的梳狀電極產生的頻率f(IDT)一致。
根據這樣的結構，因為可以利用反射器具有的反射特性的最大值，因此具有可減少反射器的導體個數、可實現諧振器型SAW濾波器的小型化的效果。
此外，在本發明中，優選所述石英STW切基板是將石英Y板繞電軸(X軸)逆時針旋轉了θ＝35度至38度的石英平板。
根據這樣的結構，基板具有的頻率溫度系數為零溫度系數，且二次溫度系數β為-6.4×10-8/℃2，因此在使用溫度范圍-45℃至85℃中，元件自身的頻率變動小至270ppm左右，很穩定，因此具有對接收信號的抖動(jitter)(時刻精度偏差)的影響小的效果。
產業上的利用可能性試著考慮本發明的諧振器型SAW濾波器的具體用途。
將利用石英STW切基板等制造1.57GHz的RF濾波器時的特征列舉如下(1)頻率溫度特性具有零溫度系數且較穩定(在約-45～85℃的范圍內，頻率變動量小至270ppm)。
(2)材料的Q值優秀，在1.5GHz時諧振器的Q值高至6000左右，因此可實現2dB左右的低損失濾波器。
(3)周期性地構成區間C和區間E或者區間G和區間H，減低IDT具有的反射系數，可實現通過比帶寬3000ppm左右的濾波器，該帶寬為3MHz的通過帶寬，足以覆蓋GPS裝置所利用的信號的頻率成分范圍2MHz。
(4)可以實現通過帶寬內的振幅波動小的50Ω濾波器。
如果將本發明的諧振器型SAW濾波器用于GPS裝置用的RF濾波器，在1.57GHz時可確保約3MHz的通過帶寬，與以往的使用LiTaO3基板制造的通過帶寬30MHz左右的濾波器相比，裝置接收的噪聲電平可減低至1/10。此外，相對于溫度的變化，頻率變動較小，因此可接收相位變動少、低抖動且低相位噪聲的數字信號，可以向市場提供在測地精度上沒有偏差、可高精度地計測位置的GPS裝置。
而且，當前在3～10GHz波段中使用的UWB(Ultra Wide Band，超寬帶)等的微弱近距離無線正處于商品化階段，另外GPS裝置和UWB裝置或者其它通信裝置之間的近距離使用等的手段也正在研究中，今后更加擔心電磁噪聲的增加，因此如果在這些領域中使用本發明的諧振器型SAW濾波器，可以認為是用于維持測地精度的有益元件。
圖1是表示本發明實施例1的諧振器型SAW濾波器的電極圖形的示意平面圖。
圖2是定義本發明的梳狀電極的要素的概略說明圖。
圖3是表示本發明的諧振器型SAW濾波器的一個實施例具有的電極周期長度的圖。
圖4是說明本發明的諧振器型SAW濾波器的周期結構的概略說明圖。
圖5是表示本發明的諧振器型SAW濾波器的周期結構具有的反射特性的特性圖。
圖6是說明本發明的諧振器型SAW濾波器的工作原理的概略說明圖。
圖7是表示在本發明的諧振器型SAW濾波器中使用的STW切基板的反射系數γ特性圖。
圖8是表示本發明的諧振器型SAW濾波器具有的振動位移的狀態的圖。
圖9是根據現有技術的諧振器型SAW濾波器的傳輸特性圖。
圖10是根據現有技術的諧振器型SAW濾波器的另一傳輸特性圖。
圖11是表示本發明的諧振器型SAW濾波器的一個實施例的傳輸特性圖。
圖12是表示對本發明的諧振器型SAW濾波器進行二級級聯連接的一個實施例的另一傳輸特性圖。
圖13是表示對諧振器型SAW濾波器進行二級級聯連接時的側帶波成分的傳輸特性圖。
圖14是表示對本發明的諧振器型SAW濾波器進行二級級聯連接時的側帶波成分的傳輸特性圖。
圖15是表示本發明的實施例2的諧振器型SAW濾波器的電極圖形的示意平面圖。
圖16是表示對本發明的諧振器型SAW濾波器進行二級級聯連接時的側帶波成分的傳輸特性圖。
具體實施例方式
以下，對于本發明的諧振器型SAW濾波器的實施方式，首先為了易于理解，利用圖1說明具體的實施例的結構之后，利用圖2、圖3、圖4、圖5、圖6、圖8說明基本的工作原理，在圖9、圖10、圖13中示出以往裝置的特性，在圖7、圖11、圖12、圖14中詳細地說明本發明的諧振器型SAW濾波器具有的特性。
(實施例1)圖1是用于說明本發明的諧振器型SAW濾波器(以下有時略稱為元件)的一個實施例、示出在壓電體平板上形成的電極圖形的示意平面圖。
圖1的各部位名稱為，100是由石英、LiTaO3等構成的壓電體平板，101和102是反射器，103是輸入側梳狀電極，104是輸出側梳狀電極，105是控制用梳狀電極(以下，將“梳狀電極”略稱為IDT(InterdigitalTransducer，叉指換能器))。此外，106A和106B是構成反射器的導體帶，107是與給電導體(母線)連接的輸入側IDT的正極側電極指，108是與給電導體(母線)連接的輸入側IDT的負極側電極指，109是與給電導體(母線)連接的輸出側IDT的正極側電極指，110是與給電導體(母線)連接的輸出側IDT的負極側電極指。此外，111等是控制用IDT的電極指，112和113分別為正極側和負極側的輸入側給電導體(母線)，114和115分別為正極側和負極側的輸出側給電導體(母線)。而且，123是作為所利用的表面聲波的相位傳播方向的X軸，121是用于驅動本元件的信號源，122是作為本元件的負載的阻抗ZL。
116是與區間C對應的輸出側IDT 104的部分，117是與區間E對應的輸出側IDT 104的部分，119是與區間C對應的輸入側IDT 103的部分，120是與區間E對應的輸入側IDT 103的部分。118A和118B是分別與區間C、區間E對應的控制用IDT 105的部分。
在實際的元件中，輸入側IDT 103構成為區間C和區間E交替連續配置，輸出側IDT 104也構成為區間C和區間E交替連續配置。控制用IDT 105也同樣構成為區間C和區間E交替連續配置。在這樣構成的輸入側IDT 103和輸出側IDT 104的上述X軸方向的兩側配置有1對反射器101、102。有時不設反射器101、102也可，但加上反射器可顯著改善元件的特性。
在此，對IDT中的要素進行定義。圖2是IDT的部分平面圖。IDT 130例如配置為正極側的電極指131和負極側的電極指132互相嚙合。定義電極指131、132的寬度為L、電極指間的尺寸為S，電極周期長度P為P＝L+S。另外，設區間C的IDT的電極周期長度為PC、區間E的IDT的電極周期長度為PE。同樣，設反射器的導體帶的電極周期長度為PR。
此外，各1根的正負電極指合起來稱為1對，輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和設為M。另外，設區間C的電極指的對數為MC、區間E的電極指的對數為ME，控制用IDT的電極指的對數為MK。而且，設正極側的電極指131和負極側的電極指132的交叉寬度為電極指交叉寬度WC，該電極指交叉寬度WC由相對于表面聲波的波長λ的倍數來表現。
而且在說明本實施例時，區間C的IDT電極指的對數MC是1對，另一方面，區間E的電極指的對數ME是1對，區間C和區間E的電極指均與給電導體連接。該與給電導體連接的狀態意味著進行電連接。此外，設傳播的表面聲波的波長為λ，則各電極指的寬度L設定為λ/4的尺寸。而且，對于區間C和區間E的電極周期長度之比PE/PC，設定在0.8＜PE/PC＜1的范圍內。
這樣，本實施方式的諧振器型SAW濾波器在切出由石英等的壓電體材料構成的壓電體平板100、對其表面進行鏡面研磨之后，相對于雷利型或SSBW型等的表面聲波的相位傳播方向正交地，構成周期性地配置例如由金屬鋁構成的多個平行導體的電極指而成的輸入側IDT 103和輸出側IDT 104。而且，在輸入側IDT 103和輸出側IDT 104之間設有用于控制表面聲波的狀態的控制用IDT 105，所述的IDT 103、104、105交替配置成2種不同種類的區間C和區間E，在輸入側IDT 103和輸出側IDT 104的兩側形成1對反射器101、102，構成縱3模態型的諧振器型SAW濾波器。
而且，適當地調節區間C的IDT和區間E的IDT的電極周期長度PC和PE的組合與反射器101、102的電極周期長度PR之間的關系，把反射器101、102的中心頻率f(Ref)和區間E的IDT產生的頻率f(IDT)設定為f(Ref)＝f(IDT)。
通過以上所述的圖1的結構整體，由輸入側IDT 103產生的表面聲波被1對反射器101、102反射而形成駐波振動狀態，產生所要利用的固有諧振模。這些固有模態是在X軸方向上改變振動位移的基波對稱模S0和基波斜對稱模A0，以及1次對稱模S1的3個諧振狀態，結合所述3個諧振現象構成縱3模態型SAW濾波器。其中，與現有技術的不同點在于，交替配置區間C和區間E而形成的IDT整體具有的等價電極指1根所表現出的表面聲波的反射系數γce在0.01至0.025的范圍內。在此，將反射系數γce稱為等價反射系數的理由在于，該反射系數是將所述區間C和區間E的電極周期長度不同的電極指排列結構所產生的IDT整體所呈的反射系數除以IDT的總電極根數后的換算值。
而且，作為結構條件，在所述壓電體平板100和所述IDT(103、104、105等)的電極指1根表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.1的范圍內時，本發明的方法特別有效。
而且，列舉詳細的結構條件如下，壓電體平板100是石英STW切基板，所述IDT由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且區間C、區間E中的電極指的對數MC和ME分別為1對，控制用IDT 105的電極指111的對數MK為10對至30對的范圍。而且，將區間C和區間E的電極指連接到給電導體112、113、114、以及115上，且輸入側IDT 103與輸出側IDT 104的電極指之和M為80±10對。特別在MK＝20對的情況下，輸入側與輸出側IDT的電極指的對數分別為40對。而且，所述IDT的電極指交叉寬度WC為50～80λ，反射器101、102的導體個數分別為30～100個。在以上的情況下，本元件可得到特別良好的特性。此外，石英STW切基板是將石英Y板繞電軸(X軸)逆時針旋轉了θ＝35度至38度的石英平板，以歐拉角(φ，θ，ψ)表示則為(0°，125～128°，90°)。并且，排列各IDT，使表面聲波的傳播方向成為該石英Y板的旋轉后的光軸Z′方向。
圖3示出與該結構條件相對應的所述電極周期長度P(X)的詳細設定的一個例子。在圖3中，橫軸是元件的X坐標位置，縱軸是P(X)對區間C的電極周期長度PC之比P(X)/PC。這些值在反射器中設定為0.968，在輸入側IDT和輸出側IDT以及控制用IDT的區間C中為1.0，在區間E中為0.91。
接著，在圖4中說明實施例的元件的結構和工作。
圖4利用“頻率位勢設計方法”示出采用了圖1所示的由區間C和區間E構成的周期性結構的IDT。圖4的200和202是由上述的區間C構成的塊，201和203是由上述的區間E構成的塊。此外，圖4的4條特性曲線209等是表示表面聲波的傳播狀態即傳播帶(用斜線表示的區域)以及不能傳播表面聲波的衰減狀態即非傳播帶(也稱為停止帶，用白色表示的區域)的特性整體的特性曲線，稱為波數分布曲線。波數分布曲線的橫軸為波數k＝2π/λ(1/m)，縱軸以頻率FTP(Hz)表示。FTP是在本發明中利用的“頻率位勢”的簡稱。如果將FTP利用的表面聲波的速度設為Vs，則與上述的電極周期長度P之間存在FTP＝Vs/(2×P)的關系。而且，將基準頻率設為FTP0，以頻率差分量D＝(FTP-FTP0)/FTP0來表現更為有效。分布曲線上的白色圓圈204等表示由IDT產生的表面聲波的工作點，產生208的箭頭所示的右行波、左行波。此外206所示的頻率差分量D表示上述的頻率變化率，是區間C和區間E的頻率位勢之差。即，區間C的頻率位勢FTPC約為FTPC＝Vs/(2×PC)，區間E的頻率位勢FTPE約為FTPE＝Vs/(2×PE)，存在頻率差分量D＝FTPC-FTPE的關系。而且，205的虛線圍起的區域是通過圖1的結構產生的具有反射系數γce＝0～0.025的傳播帶區域。即，可以明了，各個區間C、區間E的IDT電極指的對數MP(＝MC＝ME)的研究結果是，可以由1對以上的數對來構成。
接著，圖5示出了根據利用1根電極指表現出的反射系數為γ＝0.05、具有上述圖4的周期性結構的IDT而構成的正規型橫向濾波器的特性得到的、IDT具有的插入損失Γ與電極周期長度之比PE/PC之間的關系。即，正規型橫向濾波器是指圖1中不存在反射器101和102的結構的元件。此外，圖5示出了圖4那樣的IDT具有周期性結構、關于表面聲波反射現象的物理特征的圖。根據圖5的特性曲線400，當PE/PC變為0.78±0.02附近(Q點)時，所述的插入損失Γ變為大致為0。此外，在PE/PC＝0.9附近(R點)處，可以認識到相對于以往產品的插入損失有約6dB的減少。這可推定當1根電極指表現出的反射系數γ為0.05時，變成約一半的0.025左右。
接著，圖6是示出具有所述的Q點即反射系數γce＝0的傳播波段的產生機制的圖。圖中的縱軸為頻率軸F，位于該頻率軸F的右側半面的橫軸表示反射系數γ的大小，位于左側半面的橫軸表示反射系數γ的相位角θ，相當于反射波的相位角θ。圖中的特性曲線500是上述區間C中的反射系數γc的振幅特性，502是反射系數γc的相位特性。意味著當相位為0度時，反射波和入射波為相同相位狀態，當相位為180度的情況下，入射波和反射波為相反相位狀態。另一方面，從特性曲線500開始向上按頻率變化率移動+0.22后的特性曲線501是上述區間E具有的反射系數γe的振幅特性。此外，503是反射系數γe的相位特性。區間C和區間E的電極指均與給電導體連接，激勵表面聲波。特性曲線500是對于電極周期長度PC的區間C的電極指對數MC為4對，1根電極指表現出的反射系數γ為0.05的情況進行計算的結果(對應于圖5)。在上述特性曲線500中，示出表面聲波通過使得反射系數γ＝0的頻率，入射波不反射而通過區間C。作為下側的傳播點和上側的傳播點的寬度的條帶寬度BW在該情況下變為0.25(25％)的較大的寬度。這是因為電極指具有的反射系數γ較大，且對數MP為極小的4對。特性曲線501是同樣地對于電極周期長度PE的區間E的電極指對數ME為4對，每1根電極指的反射系數γ為0.05的情況進行計算的結果。特性曲線501是使特性曲線500上升0.22(22％)后的曲線，這是由于電極周期長度PE設定為PC的78％。特性曲線501的條帶寬度BW為0.25(25％)，與區間C相同。上述被激勵的表面聲波具有大致在振幅工作點B1和相位工作點B2附近的頻率成分，該發生的表面聲波在直至區間C的相同頻率的振幅工作點A1和相位工作點A2處工作。相位工作點A2和B2配置為相位大致反轉，來自區間C和區間E的反射波被合成、抵消，整體的反射波變為0，因此實現反射系數γce＝0。因此，上述工作點B1、B2附近的頻率成為無反射的傳播帶。以上是對作為本發明的基礎的現象的說明。此外，若頻率上升量為0至+0.22的范圍，則上述區間C和區間E的多個反復形成的總反射系數取1至0之間的值。上述的圖5的特性可對表現出該狀態進行解釋。此外，在上述的說明中，設電極指的對數MP＝4進行了說明，但對于MP＝1～10對之間也同樣。
此外，區間E激勵與工作點B1相對應的頻率的表面聲波，形成本發明的元件的濾波特性。
本發明基于以上的工作原理，實現區間C和區間E的IDT整體具有的等價電極指1根表現出的反射系數γce在0.01至0.025的范圍內的狀態，利用基波對稱模S0、基波斜對稱模A0、一次對稱模S1的3個諧振狀態，來實現諧振器型SAW濾波器。
接著，對于圖1的結構的諧振器型SAW濾波器表現出的濾波特性進行說明。
圖7是石英STW切中的1根電極指表現出的反射系數γ的特性圖。在該特性圖中，STW切以歐拉角(φ，θ，ψ)表示為(0°，127±1°，90°)，通過上述表面集中型的SH波或稱為SSBW表面聲波的彈性波而工作。圖7的橫軸是電極指的導體寬度L和電極周期長度P之比，即線幅比η＝L/P，縱軸是用百分數表示1根電極指表現出的反射系數γ的值。圖中的特性曲線600是表面聲波的波長λ對電極膜厚H之比H/λ＝0.03的情況，特性曲線601是H/λ＝0.05的情況。例如在元件的工作頻率為1.5GHz的情況下，因為SSBW表面聲波的速度為約5100(m/sec)，因此波長λ為λ＝5100/1.5×109＝3.4×10-6m，此時的電極膜厚H在H/λ＝0.03時，為102nm，在H/λ＝0.05時，為170nm。在電極膜的穩定的形成中，至少需要100nm左右的膜厚，該狀態下的反射系數γ約為5～6％。
接著，圖8是表示在壓電體平板上使用具有上述的反射系數γ的電極指，構成本實施方式的縱3模態型SAW諧振器的狀態的概念圖。圖中的700是壓電體平板，701和702是反射器，703和704是輸入側和輸出側的IDT，705是控制用IDT區域。這些由交替配置區間C和區間E而構成。在該狀態下，與上述元件的709的X軸位置相對應地示出上述元件中利用的固有諧振模的振動位移分布U(X)的相對值。圖中的706是具有相對于表面聲波傳播方向X的中央位置大致對稱的振動位移分布的基波對稱模S0，707是具有相對于上述中央位置大致斜對稱的振動位移分布的基波斜對稱模A0。此外，708是在振動位移分布中具有2個節，相對于上述中央位置大致對稱的1次對稱模S1。即，橫軸的X坐標以1/2波長單位來表述。
在此，為了易于理解本實施例中的濾波器的特性，先對通過現有技術得到的濾波器特性進行說明。
圖9是在本實施例中定義的設計變量為H/λ＝0.03、1根電極指的反射系數γ＝0.05的狀態下，作為現有技術條件的區間C和區間E的電極周期長度PC和PE相等(PE/PC＝1)的情況。此外，是在1個區間的電極指的對數MP＝4對，輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和M為120對，控制用IDT的對數MK為20對，反射器的導體個數為80個，電極指的電極指交叉寬度WC為50λ的情況。該圖的橫軸為頻率變化率df/f(ppm)，縱軸為以分貝(dB)表示的濾波器工作傳輸量SB(f)。此外，f為頻率。在特性曲線800中，表現出峰值的801表示濾波器的通過帶寬，這樣可以明了，具有單峰性的窄帶特性。本發明提供改善這樣的單峰特性狀態，使濾波器具有較寬的通過帶寬的方法。
接著，圖10是在以往的設計條件下(PE/PC＝1)，改變1根電極指表現出的反射系數γ的值時計算出濾波器的傳輸特性的圖。図10(a)是反射系數γ＝0.05的情況，輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數M＝80對，電極指交叉寬度WC＝100λ，反射器的導體根數N＝80根，1個區間的電極指對數MP＝4對。在該情況下，特性曲線901表示濾波器的傳輸特性，通帶的比帶寬為1200ppm。
此外，圖10(b)為反射系數γ＝0.015的情況，將輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和設為兩倍的M＝160對，電極指交叉寬度WC＝50λ、反射器的導體個數N＝80個，1個區間的電極指的對數MP＝4對。在該情況下，特性曲線902表現出濾波器的傳輸特性，通帶的比帶寬為約1000ppm。圖10意味著如果使得輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和M減小，則可以擴展通過帶寬，并且如果減小反射系數γ，則即使增大輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和M，也可擴展通過帶寬。本發明就是作為上述的結論，通過減小輸入側和輸出側IDT整體的電極指的對數之和M，并減小反射系數γ，來實現在1～3GHz波段中工作的通過比帶寬4000ppm的諧振器型SAW濾波器。如在現有技術中已經說明的那樣，通過比帶寬存在約500ppm的極限。原因在于，對于實用的電極膜厚，1根電極指表現出的反射系數γ只達到5～10％。
接著，對于圖1的實施例所示的濾波器特性進行說明。
圖11是上段示出濾波器的傳輸特性1001，下段示出構成本元件的反射器的反射特性1002的圖。在本發明中，使得反射器的中心頻率f(Ref)和濾波器的通過帶寬的中心頻率f(IDT)一致。在該狀態下，可以完全反射區間E的IDT放射出的表面聲波，因此可減少反射器的導體個數。為此，將反射器的電極周期長度PR設為0.968PC。其它條件為，PE/PC＝0.91，輸入側和輸出側IDT的對數分別為40對，反射器的導體個數N＝100個，電極指交叉寬度WC＝60λ，區間C和區間E的電極指對數MC＝ME＝1對，控制用IDT的電極指為20對，1根電極指表現出的反射系數γ為0.05。
接著，圖12是以分貝表示二級級聯連接了圖11的縱3模態型SAW濾波器時的濾波器的工作傳輸量SB(f)的圖。橫軸為頻率變化率df/f(ppm)，縱軸為濾波器的工作傳輸量SB(f)。本元件設計為使得濾波器的阻抗為50Ω。本元件的工作頻率設為1.5GHz。在該情況下，傳輸特性變為圖12(a)的特性曲線1100，插入損失的最小值約為2.0dB，作為通帶的平坦區域的寬度(比帶寬)為約4000ppm。并且，1101是濾波器的影像阻抗Z(f)(Ω)。特性曲線1100的頻率9000ppm附近為1次對稱模S1，12000ppm附近為基波斜對稱模A0，14000ppm附近為基波對稱模S0。圖12(b)是擴展頻率范圍而示出的濾波器特性1102。波段外的抑制特性除了一部分狹窄頻率外可確保50dB左右，可以明了可得到良好的特性。此外，1103是反射器具有的反射特性，將反射量變為100倍而示出以能夠知道相對位置。
以上是對第1課題的本實施例的說明。接著對由于該實施例產生的側帶波成分(第2課題)的改善結果進行說明。對該側帶波的發生原因進行分析的結果，可知在發生原因中存在2個原因。第1個發生原因是輸入側IDT的區間C和區間E中有無激勵表面聲波而引起的振幅調制，第2個發生原因是區間C和區間E的電極周期長度PC、PE不同而引起的頻率調制。從這些側帶波成分的發生原因的觀點出發來說明圖13的狀況。
圖13是在將區間E的電極指與給電導體連接，而不將區間C的電極指與給電導體連接的情況下，且改變了區間C和區間E的電極指根數NPM時的側帶波的發生狀況。圖13(a)是NPM＝2根的情況，圖13(b)是NPM＝6根的情況，圖13(c)是NPM＝8根的情況。圖中的1200是所期望的通帶，1201、1202、1203的各個峰值是與各電極指根數NPM相對應的側帶波成分。它們的振幅的大小較大，為62dB至30dB，存在問題。此外，NPM的值表現為偶數值，但對奇數值也表現出同樣的側帶波成分的值。在圖13中，NPM為2根或6根時，側帶波成分較小，為62dB。而且，在NPM＝2根，即MC＝ME＝1對時，側帶波成分遠離所期望的通帶1200，與NPM＝6根、NPM＝8根的情況相比，具有實用上有利的特性。
因此接著試著消除作為側帶波成分的產生原因的第1原因。即，試著將區間C的電極指與給電導體連接。其結果，在NPM＝2時，得到圖14的特性曲線1300中所示的濾波器特性。圖中的1301是所期望的通帶，1302是側帶波成分。其大小為90dB，為通常的噪聲水平，可知改善為可使用的大小。
這樣，根據本實施例，因為來自區間C和區間E的各電極指的反射波的總和相互抵消而減少，因此減低了1根電極指表現出的實效反射系數，可容易地實現較寬帶寬的縱3模態型的諧振器型SAW濾波器。此外，區間C和區間E的電極指分別電連接，激勵表面聲波而不中斷，因此可以使得成為噪聲產生原因的側帶波成分足夠小。
(實施例2)接著，對本發明的諧振器型SAW濾波器的另一實施例進行說明。
圖15是對于本發明的諧振器型SAW濾波器的一個實施例，示出在壓電體平板上形成的電極圖形的示意平面圖。
圖15的各部位名稱為，150是由石英、LiTaO3等構成的壓電體平板，151和152是反射器，153是輸入側IDT，154是輸出側IDT，155是控制用IDT，156A和156B是構成反射器的導體帶，157是與給電導體(母線)連接的輸入側IDT的正極側電極指，158是與給電導體(母線)連接的輸入側IDT的負極側電極指，159是與給電導體(母線)連接的輸出側IDT的正極側電極指，160是與給電導體(母線)連接的輸出側IDT的負極側電極指。此外，161等是控制用IDT的電極指，162和163分別為正極側和負極側的輸入側給電導體(母線)，164和165分別為正極側和負極側的輸出側給電導體(母線)。而且，壓電體平板上的173是作為所利用的表面聲波的相位傳播方向的X軸，171是用于驅動本元件的信號源，172是作為本元件的負載的阻抗ZL。
進一步進行說明，166是與區間G對應的輸出側IDT的部分，167是與區間H對應的輸出側IDT的部分，169是與區間G對應的輸入側IDT的部分，170是與區間H對應的輸入側IDT的部分。168A和168B的各區間是分別具有電極周期長度PG和PH的控制用IDT的區間。
在實際的元件中，交替連續配置區間G和區間H而構成輸入側IDT153，同樣交替連續配置區間G和區間H而構成輸出側IDT 154。也同樣交替連續配置區間G和區間H而構成控制用IDT 155。在這樣構成的輸入側IDT 153和輸出側IDT 154的上述X軸方向的兩側配置有1對反射器151、152。有時不設反射器151、152也可，但加上反射器可顯著改善元件的特性。
進一步進行說明，上述區間G中構成IDT的正負極性之中任一方的電極指的根數NG為1根，另一方面，上述區間H中與區間G不同極性的電極指的根數NH為1根，且區間G和區間H的電極指均與給電導體連接。此外，在將作為電極寬度尺寸L和電極間尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S時，上述區間G的電極周期長度P為PG，上述區間H的電極周期長度P為PH。此外，對于上述電極周期長度，對于上述區間G和區間H的電極周期長度之比PH/PG，設定在0.8＜PH/PG＜1的范圍內。
而且，使得上述反射器151、152的中心頻率f(Ref)和上述區間H的IDT產生的頻率f(IDT)一致，適當地設定區間G的IDT和區間H的IDT的電極周期長度PG和PH的組合與反射器151、152的電極周期長度PR之間的關系，把兩頻率設定為f(Ref)＝f(IDT)。
通過以上所述的圖15的結構整體，由輸入側IDT產生的表面聲波被1對反射器151、152反射，形成駐波振動狀態，產生所要利用的固有諧振模。這些固有諧振模是在X軸方向上改變振動位移的基波對稱模S0和基波斜對稱模A0，以及1次對稱模S1的3個諧振狀態，結合所述3個諧振現象構成縱3模態型SAW濾波器。
其中，與現有技術的不同點在于，交替配置區間G和區間H而形成的IDT整體具有的等價電極指1根所表現出的反射系數γgh在0.01至0.025的范圍內。
而且，作為構成條件，在所述壓電體平板150和所述IDT(153、154、155等)的電極指1根表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.1的范圍內時，本發明的方法特別有效。
而且，列舉詳細的結構條件如下，上述壓電體平板是石英STW切基板，所述IDT由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且區間G、區間H中的電極指的根數NG和NH分別為1根，控制用IDT 155的電極指161的對數MK為10對至30對的范圍。而且，將區間G和區間H的電極指與給電導體連接，且上述輸入側IDT與輸出側IDT的電極指之和M為40±10對。特別在MK＝20對的情況下，輸入側與輸出側IDT為40對，IDT的電極指交叉寬度WC為50～80λ，上述反射器的導體個數為30～100個，在以上的情況下，本元件可得到特別良好的特性。此外，石英STW切基板是將石英Y板繞電軸(X軸)逆時針旋轉了θ＝35度至38度的石英平板，以歐拉角(φ，θ，ψ)表示則為(0°，125～128°，90°)。并且，排列各IDT，使表面聲波的傳播方向成為該石英Y板的旋轉后的光軸Z′方向。
以上這樣構成的諧振器型SAW濾波器的基本工作原理與實施例1的圖2、圖3、圖4、圖5、圖6、圖8中說明的相同，因此省略說明。此外，在本實施例中，對于在圖7、圖11、圖12中說明的濾波器特性也具有同樣的效果。
在此，實施例1和實施例2的不同點在于，構成IDT的區間G、區間H的電極指的根數不同。在實施例1中設為在1個區間(區間C、區間E)中電極指的根數為2根(NPM＝2)，即由1對構成，在實施例2中設為在1個區間(區間G、區間H)中電極指的根數為1根(NPM＝1)。
當將1個區間中的電極指設為1對時，如在圖14中說明的那樣，在濾波器特性中殘留90dB的側帶波成分。因此，再次研究的結果，在將1個區間的電極指不設為1對，而設為1根(NPM＝1)時，消除了側帶波成分。這與圖15的結構相對應，在圖16中示出二級級聯連接了該諧振器型SAW濾波器時的傳輸特性。在圖16中，1400是所期望的通帶，1401是傳輸特性曲線。從圖中可知削減了側帶波的成分。
這樣，根據本實施例，來自區間G和區間H的各電極指的反射波的總和相互抵消而減少，1根電極指表現出的實效反射系數減低，可容易地實現較寬帶寬的縱3模態型諧振器型SAW濾波器。此外，區間G和區間H的電極指分別電連接，激勵表面聲波，而不中斷，因此可完全去除成為噪聲產生原因的側帶波成分。
如上所述，對于僅由石英構成的基板，對利用了STW型的表面聲波的表面聲波濾波器的結構及特性進行了說明，但補充一項說明，上述基板即使由石英以外的材料，例如金剛石基板形成，或者在基板表面上以不損害本元件特性的程度形成SiO2、ZnO等的薄膜，只要在滿足本發明的構成條件的范圍內即有效。
此外，上述實施例以縱3模態型的諧振器型SAW濾波器為例進行了說明，但也可作為縱2模態型的諧振器型SAW濾波器來實施。
權利要求
1.一種諧振器型SAW濾波器，其在壓電體平板上，在表面聲波的傳播方向上分別配置有激勵表面聲波的輸入側梳狀電極；接收由所述輸入側梳狀電極激勵的表面聲波的輸出側梳狀電極；用于在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極之間控制表面聲波的狀態的控制用梳狀電極；以及設在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極的兩側的1對反射器，其特征在于，所述輸入側梳狀電極和所述輸出側梳狀電極以及所述控制用梳狀電極由分別設在交替配置的2種不同的區間C和區間E內的電極指構成，設所述表面聲波的波長為λ時，所述電極指的寬度L由大致λ/4的尺寸構成，在將作為所述電極指的寬度L和電極指之間的尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S的情況下，所述區間C中的電極周期長度P為PC且所述電極指的對數MC為1對，所述區間E中的所述電極周期長度P為PE且所述電極指的對數ME為1對，所述區間C和區間E的電極周期長度之比PE/PC在0.8＜PE/PC＜1的范圍內，且設在所述區間C和區間E中的所述電極指均與給電導體連接。
2.根據權利要求1所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，所述壓電體平板和所述梳狀電極形成的所述電極指1根所表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.10的范圍內。
3.根據權利要求1所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，在所述諧振器型SAW濾波器中，所利用的諧振模是由基波對稱模S0、基波斜對稱模A0和1次對稱模S1的諧振現象合成的縱3模態，且由所述電極周期長度PC和PE交替配置形成的梳狀電極整體所具有的所述電極指1根表現出的表面聲波的等價反射系數γce在0.01至0.025的范圍內。
4.根據權利要求1所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，所述壓電體平板是石英STW切基板，所述梳狀電極由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且所述電極周期長度之比PE/PC為0.9±0.02，所述控制用梳狀電極的電極指的對數MK為10對至30對的范圍，且所述輸入側梳狀電極與輸出側梳狀電極的電極指之和M為80±10對，且所述電極指的電極指交叉寬度WC為50～80λ，所述反射器的導體個數為30～100個。
5.一種諧振器型SAW濾波器，其在壓電體平板上，在表面聲波的傳播方向上分別配置有激勵表面聲波的輸入側梳狀電極；接收由所述輸入側梳狀電極激勵的表面聲波的輸出側梳狀電極；用于在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極之間控制表面聲波的狀態的控制用梳狀電極；以及設在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極的兩側的1對反射器，其特征在于，所述輸入側梳狀電極和所述輸出側梳狀電極以及所述控制用梳狀電極由分別設在交替配置的2種不同的區間G和區間H內的電極指構成，設所述表面聲波的波長為λ時，所述電極指的寬度L由大致λ/4的尺寸構成，在將作為所述電極指的寬度L和電極指之間的尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S的情況下，所述區間G中的所述電極周期長度P為PG且所述電極指的根數NG為1根，所述區間H中的所述電極周期長度P為PH且所述電極指的根數NH為1根，所述區間G和區間H的電極周期長度之比PH/PG在0.8＜PH/PG＜1的范圍內，且區間G和區間H的所述電極指連接在極性各不相同的給電導體上。
6.根據權利要求5所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，所述壓電體平板和所述梳狀電極形成的所述電極指1根所表現出的表面聲波的反射系數γ在0.03至0.10的范圍內。
7.根據權利要求5所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，在所述諧振器型SAW濾波器中，所利用的諧振模是由基波對稱模S0、基波斜對稱模A0和1次對稱模S1的諧振現象合成的縱3模態，且由所述電極周期長度PG和PH交替配置形成的梳狀電極整體具有的所述電極指1根所表現出的等價反射系數γgh在0.01至0.025的范圍內。
8.根據權利要求5所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，所述壓電體平板是石英STW切基板，所述梳狀電極由鋁金屬形成，1根電極指表現出的表面聲波的反射系數γ為0.05±0.02，且所述電極周期長度之比PH/PG為0.9±0.02，所述控制用梳狀電極的電極指的對數MK為10對至30對的范圍，且所述輸入側梳狀電極與輸出側梳狀電極的對數之和M為40±10對，且所述電極指的電極指交叉寬度WC為50～80λ，所述反射器的導體個數為30～100個。
9.根據權利要求1或5所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，使得所述反射器的中心頻率f(Ref)與所述電極周期長度PE或PH的梳狀電極產生的頻率f(IDT)一致。
10.根據權利要求4或8所述的諧振器型SAW濾波器，其特征在于，所述石英STW切基板是將石英Y板繞電軸(X軸)逆時針旋轉了θ＝35度至38度后的石英平板。
全文摘要
本發明提供一種諧振器型SAW濾波器，在縱多模態型的諧振器型SAW濾波器中，使用1/4波長電極，抵消而減低電極指具有的反射系數，從而加寬了通帶寬度。諧振器型SAW濾波器由在壓電體平板上由激勵表面聲波的輸入側梳狀電極；接收由輸入側梳狀電極激勵的表面聲波的輸出側梳狀電極；用于在輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極之間控制表面聲波的狀態的控制用梳狀電極；以及設在所述輸入側梳狀電極和輸出側梳狀電極的兩側的1對反射器構成。并且，輸入側、輸出側以及控制用梳狀電極交替配置在2種不同的區間C和區間E中，在將作為電極指寬度尺寸L和電極指之間的尺寸S之和的電極周期長度P設為P＝L+S時，區間C的電極周期長度P為PC且梳狀電極的對數MC為1對，區間E的電極周期長度P為PE且梳狀電極的對數ME為1對，且區間C和區間E的電極指均與給電導體連接。這樣，來自區間C和區間E的各電極指的反射波的總和相互抵消而減少，1根電極指具有的實效反射系數減低，實現低插入損失且比帶寬為2000至4000ppm的較寬帶寬、穩定的縱多模態型諧振器型SAW濾波器。
文檔編號H03H9/64GK1981434SQ20058002304
公開日2007年6月13日 申請日期2005年7月1日 優先權日2004年7月6日
發明者高木道明, 米谷克朗, 押尾政宏 申請人:精工愛普生株式會社