專利名稱：溫度補償的壓控振蕩器的制作方法
技術領域：
本發明大體而言涉及電路，且更具體而言涉及一種帶溫度補償的壓控振蕩器(VCO)。
背景技術：
VCO為許多電子電路中不可分割的一部分，且在通信電路中尤其重要。例如，VCO通常用于產生本地振蕩器(LO)信號，供發射機和接收機子系統分別用于進行上變頻及下變頻。VCO也可用于產生用于同步電路(例如，正反器)的時鐘信號。無線通信系統中的無線裝置(例如，蜂窩電話)可使用多個VCO來產生用于發射機和接收機電路的LO信號及用于數字電路的時鐘信號。
VCO通常采用一個或多個可變電容器以便能夠調節所述VCO的振蕩頻率。VCO的調諧范圍是指通過改變所述可變電容器所獲得的振蕩頻率范圍。此調諧范圍用于(1)確保所述VCO能夠以需要頻率或頻率范圍工作；及(2)補償因組件容差、集成電路(IC)工藝變化等等所導致的振蕩頻率變化。
VCO的電路組件通常會隨溫度而變化。因此，VCO的振蕩頻率通常會隨溫度變化而發生漂移。對于許多應用(例如，無線通信)而言，與溫度相關的頻率漂移是人們所關注的問題且通過將VCO設計成具有覆蓋此頻率漂移的額外調諧范圍來慮及此問題。所述額外調諧范圍可能會降低VCO的相位噪聲性能。相位噪聲是指一振蕩器信號的短期隨機頻率波動且是一用于描述此振蕩器信號品質的參數。如果可使此種與溫度相關的頻率漂移降低或最小化，則有可能提高VCO的總體性能。
因此，業內需要一種具有溫度補償的VCO。
發明內容
使用反偏壓二極管獲得帶溫度補償的VCO。VCO的振蕩頻率通常會隨溫度的升高而降低。發生此種現象的主要原因是決定此振蕩頻率的電容器及電感器的值隨溫度增大。反偏壓二極管(即被施以一反偏壓的二極管)具有一隨反偏壓的大小而變化的電容。反偏壓二極管的此一特征可用來實現對VCO的溫度補償。
一實施例提供一種包括一VCO及至少一個反偏壓二極管的集成電路。所述VCO提供一具有一頻率的振蕩器信號。在一實例性設計中，所述VCO包括一可提供所需信號增益的放大器、一可提供所需相移的諧振器振諧電路及至少一個用于對所述振蕩器信號的頻率實施調諧的頻率調諧電路。每一頻率調諧電路包括至少一個調諧電容器及至少一個金屬氧化物半導體(MOS)傳送晶體管，所述MOS傳送晶體管用于連接這一(這些)調諧電容器與所述諧振器振諧電路或斷開這一(這些)調諧電容器與所述諧振器振諧電路的連接。
所述至少一個反偏壓二極管的電容可由一反偏壓控制，以補償振蕩頻率隨溫度的漂移。每一反偏壓二極管可為一寄生二極管，其形成于一MOS晶體管(例如，頻率調諧電路中的MOS傳送晶體管)的漏極或源極結處。一偏壓產生器為所述至少一個反偏壓二極管產生適宜的反偏壓。
結合以下附圖閱讀上文所作詳細說明可更易于了解本發明的特征及性質，其中各圖中相同的參考符號表示相同的含義，且其中圖1A及1B顯示兩種VCO設計；圖2顯示一用于圖1A中VCO的CMOS設計；圖3及圖5顯示VCO的兩種粗調諧電路；圖4A及4B顯示一頻率調諧電路及其等效電路；圖6A及6B顯示另一頻率調諧電路及其等效電路；圖7顯示一二極管的電容與反偏壓的關系曲線圖；圖8及圖10顯示兩種偏壓產生器；圖9顯示圖8中偏壓產生器的偏壓與溫度的關系曲線圖；圖11顯示一種使用反偏壓二極管對一VCO進行溫度補償的方法；圖12顯示一種無線裝置；及圖13顯示此無線裝置內的一數字信號處理器(DSP)。
具體實施例方式
可通過業內已知的各種設計來構建一VCO。某些VCO設計更適合于射頻(RF)、制作于IC上或適合于提供更佳的相位噪聲性能。也可根據將使用VCO的應用的要求來將此VCO設計成以一特定頻率或一頻率范圍工作。
圖1A顯示一第一設計中一VCO100的示意圖。VCO100包括一放大器110及一諧振器振諧電路120，此諧振器振諧電路120由一電感器130及一可變電容器140構成。放大器110提供為實現振蕩所需的信號增益。放大器110及諧振器振諧電路120共同提供為實現振蕩所需的360°相移。VCO100提供一具有一基頻fosc的振蕩器信號(Osc)。此振蕩頻率fosc主要取決于電感器130的電感(L)及可變電容器140的電容(C)，且可表達為下式
fosc=12πLC,]]>方程式(1)圖1B顯示一第二設計中一VCO150的示意圖。VCO150包括一放大器160及一諧振器振諧電路170，此諧振器振諧電路170由一電感器180及可變電容器190和192構成。放大器160提供為實現振蕩所需的信號增益。放大器160及諧振器振諧電路170共同提供為實現振蕩所需的相移。振蕩頻率fosc主要取決于電感器180的值及可變電容器190和192的值，如方程式(1)中所示。
圖1A及1B顯示兩種實例性VCO設計。其他設計也可用于VCO。為簡明起見，圖1A及1B僅顯示VCO100及150的基本電路組件。一VCO通常包括其他支持電路以提供偏壓、頻率控制等等。圖1A及1B中未顯示此種支持電路。
VCO100及150可按各種形式構建且可使用諸如互補金屬氧化物半導體(CMOS)、雙極結晶體管(BJT)、雙極CMOS(BiCMOS)、硅鍺(SiGe)、硅砷(GaAs)等各種IC工藝技術來制造。
圖2顯示一VCO100a的示意圖，VCO100a是圖1A中所示VCO100的一實例性CMOS設計。VCO100a包括一放大器110a及一諧振器振諧電路120a-其分別為圖1A中所示放大器11O及諧振器振諧電路120的一實施例。VCO100a可制作于一CMOSIC上。
放大器110a由N-溝道MOS(N-MOS)晶體管210a和210b及P-溝道MOS(P-MOS)晶體管212a和212b構成。晶體管210a及212a形成一第一反相器，晶體管210b及212b形成一第二反相器。晶體管210a的源極耦接至電路接地，其漏極耦接至晶體管212a的漏極，且其柵極耦接至一節點V+out。晶體管212a的源極耦接至一電源VDD，其漏極耦接至晶體管210a的漏極，且其柵極耦接至節點V+out。晶體管210b及212b以與晶體管210a及212a相似的方式耦接。節點V+out及V-out分別表示所述第一反相器的輸入端及輸出端。節點V-out及V+out也分別表示所述第二反相器的輸入端及輸出端。所述第一及第二反相器由此以一閉環配置串聯耦接。節點V+out及V-out也可進一步表示VCO100a的差動輸出。
諧振器振諧電路120a由一電感器230、一可變電容器240及一粗調諧電路250構成，所有這些組件均并聯耦接于節點V-out與V+out之間。電感器230及可變電容器240可制作于晶片上或可通過外部電路組件來構建。可變電容器240可經調節以獲得VCO100a所需的振蕩頻率。例如，可變電容器240可用于(1)補償因電源、溫度等變化所導致的頻率漂移；及(2)跟蹤所接收RF信號的輸入頻率。可變電容器240可由多個可變電容器代替(所述可變電容器可串聯或并聯耦接)以提供更寬的調諧范圍。
粗調諧電路250可用于選擇不同的工作頻率或不同的工作頻帶。例如，一無線裝置能夠與多個無線通信系統進行通信。每一系統可與一不同的工作頻率相關聯。因此，粗調諧電路250可用于將VCO的振蕩頻率調諧至此無線裝置與之進行通信的系統的頻率。作為另一實例，此無線裝置可與單個可在多個頻帶上傳輸的無線通信系統進行通信。因此，可對粗調諧電路250加以控制，以使VCO以所期望頻帶工作。
一偏壓產生器260為粗調諧電路250產生一偏壓Vbias。一控制器270為粗調諧電路250提供一L位控制信號S[1..L]及為偏壓產生器260提供一M位控制信號G[1..M]。一般而言，L≥1且M≥1。下文將闡述偏壓產生器260的某些實例性設計。
圖3顯示一粗調諧電路250a的示意圖，此粗調諧電路250a為圖2中所示粗調諧電路250的一實施例。粗調諧電路250a包括L個頻率調諧電路310a至310l以用于L條調諧支路。每一頻率調諧電路310均由一來自控制器270的相應S[x]控制信號控制，其中x＝1..L。
每一頻率調諧電路310包括調諧電容器312和314及一N-MOS傳送晶體管316，所有這些組件均串聯耦接于節點V-out與V+out之間。傳送晶體管316接收S[x]控制信號，以啟用或禁用此晶體管。傳送晶體管316充當一開關，以將調諧電容器312和314連接至節點V-out及V+out或斷開調諧電容器312和314與節點V-out及V+out的連接。當S[x]控制信號啟用傳送晶體管316時，通過調諧電容器312及314的信號路徑閉合。這些電容器由此連接于節點V-out與V+out之間并直接影響VCO100a的振蕩頻率。
對于圖3所示的實施例而言，所述L個頻率調諧電路310a至310l均構建有二進制解碼(即二進制加權)。為實現二進制解碼，用于頻率調諧電路310a的電容器312a及314a具有電容CT，用于頻率調諧電路310b的電容器312b及314b具有電容2CT，以此類推，用于頻率調諧電路310l的電容器312l及314l具有電容2L-1CT。用于最低有效位(LSB)的頻率調諧電路310a具有最小調諧電容，而用于最高有效位(MSB)的頻率調諧電路310l具有最大調諧電容。
也可對粗頻率調諧電路250a使用熱解碼。在此種情況下，所述L個頻率調諧電路310a至310l中的每一個中的調諧電容器均具有相同的電容CT。
每一調諧支路的品質因數(Q)可表示如下Q=12πfCbRb,]]>方程式(2)其中Cb為所述支路的總調諧電容，及Rb為所述支路的串聯電阻。
為了使所述L條支路中的每一條支路均獲得相同的品質因數，每一支路的傳送晶體管316均具有一由所述支路的調諧電容器所決定的尺寸。對于二進制解碼而言，第二支路(電路310b)的調諧電容為第一支路(電路310a)的調諧電容的兩倍。為了使第二支路獲得相同的Q，將該支路的串聯電阻相對于第一支路的串聯電阻減少二分的一。此種電阻減小可通過使傳送晶體管316b的寬度相對于晶體管316a的寬度(W)加倍而達成。其他支路的晶體管尺寸以同樣方式加以確定，以獲得相同的Q，如圖3所示。
為簡明起見，圖3僅顯示粗調諧電路250a的基本電路組件。為簡明起見，圖3中未顯示用于控制傳送晶體管及用于對調諧電容器施加偏壓的其他電路。
圖4A顯示頻率調諧電路310x的示意圖，頻率調諧電路310x為圖3所示L個頻率調諧電路中的一個。電路310x包括調諧電容器312x和314x及傳送晶體管316x，其均如上文所述串聯耦接于節點V-out與V+out之間。電路310x進一步包括一反相器320x及電阻器322x和324x，以用于為調諧電容器312x和314x及傳送晶體管316x提供偏壓。電阻器322x和324x的一端耦接至反相器320x的輸出端，且另一端分別耦接至傳送晶體管316x的源極及漏極。反相器320x在其信號輸入端處接收用于電路310x的S[x]控制信號且在其電源輸入端處接收偏壓Vbias，并將一偏壓信號Bx提供至電阻器322x及324x。
頻率調諧電路310x按下文所述方式工作。當S[x]控制信號為邏輯高時，Bx偏壓信號的電壓為零，傳送晶體管316x導通，且調諧電容器312x及314x連接至節點V-out及V+out。反之，當S[x]控制信號為邏輯低時，Bx偏壓信號處于偏壓Vbias，傳送晶體管316x關斷，且調諧電容器312x及314x處于浮動狀態且不連接至節點V-out及V+out。當傳送晶體管316x關斷時，傳送晶體管316x的源極結和漏極結被施以Vbias伏特的反偏壓。此反偏壓可確保傳送晶體管316x完全關斷并進一步減小晶體管的寄生電容。
在大多數VCO中，例如在VCO100a中，振蕩頻率會隨溫度升高而降低。此種現象的主要原因是在決定振蕩頻率中起主要作用的電容器及電感器的值會隨溫度而增大。電容隨溫度而增加是因在溫度升高時電子遷移率及潛在電壓變化均增大。由于振蕩頻率與電容及電感成反比，如方程式(1)所示，因而增大電容及/或電感會使振蕩頻率下降。
對于一制作于一集成電路上的VCO而言，寄生二極管形成于一被施以反偏壓的MOS晶體管的源極及漏極結處。例如，在圖4A中，當Bx偏壓信號處于電壓Vbias且S[x]控制信號為邏輯低時，N-MOS傳送晶體管316x的源極及漏極結被施以反偏壓，且寄生二極管332x及334x分別形成于所述被施以反偏壓的源極及漏極結處。寄生二極管332x及334x的電容也隨溫度而增大。寄生二極管332x及334x的電容可能是總電容隨溫度變化的一主要源(且在某些情況下為一支配源)。
圖4B顯示當關斷傳送晶體管316x時頻率調諧電路310x的一等效電路311x的示意圖。對于等效電路311x而言，傳送晶體管316x被移除，但寄生二極管332x及334x存在且分別通過電容為Cdiode的寄生電容器412x及414x來建模。電容器312x及412x串聯耦接于節點V-out與電路接地之間。同樣地，電容器314x及414x串聯耦接于節點V+out與電路接地之間。由于結寄生電容通常遠小于調諧電容(即，Cdiode＜＜Cx)，因而串聯耦接的電容器312x及412x的總電容主要取決于所述結寄生電容決定。
結寄生電容Cdiode取決于寄生二極管332x及334x的大小，此大小又取決于傳送晶體管316x的大小。如果傳送晶體管316x的漏極及源極面積很大(例如，當為了使調諧支路獲得高品質因數時即如此)，則寄生二極管332x及334x可相對較大。因此，結寄生電容可對振蕩頻率具有不可忽略的影響，但此影響可如下文所述得到補償。
圖5顯示一粗調諧電路250b的示意圖，此粗調諧電路250b為圖2中粗調諧電路250的另一實施例。粗調諧電路250b包括L個頻率調諧電路510a至510l，每一頻率調諧電路均各自由一來自控制器270的S[x]控制信號控制。粗調諧電路250b提供相對于電路接地的「分路(shunt)」調諧電容，而粗調諧電路250a在節點V-out及V+out之間提供「并聯(parallel)」調諧電容。粗調諧電路250b也可用于圖1B中所示的VCO設計。
每一頻率調諧電路510包括調諧電容器512和514及N-MOS傳送晶體管516和518。傳送晶體管516和518的源極耦接至電路接地，其柵極彼此耦接在一起，且其漏極分別耦接至調諧電容器512和514的一端。調諧電容器512和514的另一端分別耦接至節點V-out及V+out處。傳送晶體管516和518接收S[x]控制信號并充當開關，以將調諧電容器512和514連接至節點V-out及V+out處或斷開調諧電容器512和514與節點V-out及V+out的連接。
對于圖5中所示的實施例而言，所述L個頻率調諧電路510a至510l均以二進制解碼來實施，如上文針對圖3所述。
圖6A顯示頻率調諧電路510x的示意圖，此頻率調諧電路510x為圖5所示L個頻率調諧電路510中的一個。電路510x包括調諧電容器512x和514x及傳送晶體管516x和518x-其均如上所述進行耦接。電路510x進一步包括一反相器520x及電阻器522x和524x，其均用于為調諧電容器512x和514x及傳送晶體管516x和518x提供偏壓，亦如上文所述。當這些晶體管關斷且在所述漏極結處施加一反偏壓時，寄生二極管532x和534x形成于傳送晶體管516x和518x的漏極處。
圖6B顯示當關斷傳送晶體管516x和518x時頻率調諧電路510x的一等效電路511x的示意圖。對于等效電路511x而言，傳送晶體管516x和518x被移除，但寄生二極管532x及534x存在且分別通過電容為Cdiode的寄生電容器612x及614x來建模。電容器512x及612x串聯耦接于節點V-out與電路接地之間。同樣地，電容器514x及614x串聯耦接于節點V+out及電路接地之間。等效電路511x與圖4B中的等效電路311x相類似。
反偏壓二極管(例如，圖4A中的寄生二極管332x和334x及圖6A中的寄生二極管532x和534x)的電容會隨溫度而增大。此會導致振蕩頻率隨溫度升高而下降。頻率下降量可能會相對較大。例如，在一實例性VCO設計中，觀察到寄生二極管332x和334x的電容在一規定的溫度范圍內增加了0.8％(或約11fF)，此導致振蕩頻率自標稱頻率2GHz下降了8MHz。對于某些其中頻率穩定性對于獲得較佳系統性能非常重要的應用(例如無線通信)而言，可能會認為此頻率漂移量較大。
對VCO(例如VCO100a)的溫度補償可使用反偏壓二極管來實現。一般而言，反偏壓二極管可制作于一專用于溫度補償的集成電路上或可為寄生二極管，例如形成于MOS晶體管的結處的寄生二極管。當反偏壓增加時，反偏壓二極管的電容會降低。通過施加一適宜的反偏壓，可使二極管電容降低一適宜的量以補償因溫度而導致的二極管及可能VCO中其他電路組件的任何電容增大。下文將詳細闡述使用反偏壓二極管進行的溫度補償。
圖7顯示一反偏壓二極管的電容與反偏壓之間的關系曲線圖。豎軸表示此反偏壓二極管的電容(Cdiode)，橫軸表示此二極管的反偏壓(Vrb)。對于一既定溫度而言，可根據電腦仿真、實驗測量等來獲得此反偏壓二極管的電容與反偏壓之間的關系曲線圖。在圖7中，曲線712顯示在一低溫(例如，25℃)下電容與反偏壓之間的關系，曲線714顯示在一高溫(例如，90℃)下電容與反偏壓之間的關系。這些曲線表明，當對二極管施加一變大的反偏壓時，反偏壓二極管的電容會降低。這些曲線還表明，曲線的形狀在不同溫度下近似相同。然而，高溫曲線714相對于低溫曲線712上移。
當被施以反偏壓Vrb1時，反偏壓二極管在低溫下具有一電容Cd1。如果對該反偏壓二極管施加相同的反偏壓Vrb1，則此二極管的電容在高溫下會增加至Cd2。所述自Cd1至Ca2的電容增加會導致振蕩頻率下降，如上文所述。可通過對該二極管施加一反偏壓Vrb2而在高溫下獲得電容Cd1因此，通過將反偏壓自Vrb1增加至Vrb2，可在低溫至高溫的范圍內使此反偏壓二極管的電容維持近似恒定。在一實例性設計中，可通過將反偏壓自2.0伏特增加至2.4伏特而使二極管電容降低9fF。
反偏壓二極管也可用于補償VCO中其他電路組件的變化。例如，重新參照圖4A及4B，寄生二極管332x可用于補償二極管332x的電容以及調諧電容器312x的電容的變化，從而使此支路的總電容隨溫度變化而保持近似恒定。粗調諧電路250a中所有被禁用的支路的寄生二極管也可用于補償電感器230、可變電容器240以及VCO100a中其他電路組件(例如，晶體管210a、210b、212a及212b)的變化。制作于一集成電路上的電感器及電容器通常對溫度并不敏感且可能幾乎不隨溫度發生變化(百分比范圍)。制作于一集成電路上的二極管則通常對溫度更為敏感(與電感器和電容器相比)且其電容通常會隨溫度發生更大變化(百分比范圍)。因此，可通過反偏壓二極管來補償電感器及電容器的與溫度相關的變化。
對于VCO100a而言，粗調諧電路250可能是頻率隨溫度變化的主要原因。然而，可供用于溫度補償的反偏壓二極管的數量及大小與導致與溫度相關的頻率變化的二極管的數量和大小相關。例如，用于調諧控制S[L]中最高有效位的頻率調諧電路310l具有最大的寄生二極管(產生于尺寸最大的傳送晶體管)，并由此導致最大的與溫度相關的頻率變化。然而，頻率調諧電路310l也可采用最大的反向結電容來進行溫度補償。作為另一實例，當禁用更多支路時，會有更多的寄生二極管可造成與溫度相關的頻率變化及進行溫度補償。
可將一適宜的偏壓Vbias施加于傳送晶體管的寄生二極管來對VCO100a進行溫度補償。所述適宜的偏壓取決于(1)寄生二極管的期望電容變化量；及(2)反向結電容與反偏壓之間的函數。所期望的電容變化可取決于各種因素，例如VCO設計、VCO的電路組件等等。電容與反偏壓之間的函數也可取決于各種因素，例如MOS晶體管設計、IC工藝等等。在任一情況下，均可通過電腦仿真、實驗測量等等來確定反偏壓與溫度之間的總體函數以實現對VCO的溫度補償。
再次參照圖4A，當關斷傳送晶體管316x時，來自反相器320x的Bx偏壓信號為寄生二極管332x及334x提供反偏壓。Bx偏壓信號的電壓取決于提供至反相器320x的電源輸入端的偏壓Vbias。可按各種方式產生偏壓Vbias，下文將對其中的某些方式加以闡述。
圖8顯示一偏壓產生器260a的示意圖，此偏壓產生器260a是圖2所示偏壓產生器260的一實施例。產生器260a可為傳送晶體管的寄生二極管產生偏壓Vbias。
偏壓產生器260a包括一電流源810、一P-MOS晶體管812、M+1個P-MOS晶體管814a至814n、分別用于晶體管814a至814m的M個開關816a至816m、以及一負載電阻器818。一般而言，M可為1或任何更大的整數。晶體管812的源極耦接至電源VDD，且其柵極耦接至其漏極。電流源810的一端耦接至晶體管812的漏極且其另一端耦接至電路接地。晶體管814n的源極耦接至電源，其柵極耦接至晶體管812的柵極且其漏極耦接至偏壓Vbias的一節點。晶體管814a至814m中每一個晶體管的源極均耦接至電源，其柵極耦接至晶體管812的柵極且其漏極耦接至相應開關816的一端。開關816a至816m的另一端耦接至Vbias節點。負載電阻器818耦接于Vbias節點與電路接地之間。
偏壓產生器260a按下述方式工作。電流源810提供一偏流Ibias。晶體管812及晶體管814a至814n形成一電流鏡。晶體管814a至814n中的每一個均提供一種類型的偏流Ibias。具體而言，流過每一晶體管814a至814n的電流均取決于偏流Ibias及晶體管814的大小對晶體管812的大小之比。晶體管814a至814m可構建有二進制解碼(即具有增大的晶體管大小)或熱解碼(即具有相同的晶體管大小)。晶體管814n始終導通并將其電流提供給負載電阻器818。開關816a至816m分別接收用于斷開或閉合這些開關的控制信號G[l]至G[M]。當一既定開關816閉合時，流過相關晶體管814的電流被提供至負載電阻器818。Vbias節點上的電壓取決于(1)由所有被啟用晶體管814提供至負載電阻器818的總電流；及(2)電阻器818的電阻。當啟用更多開關816時，會有更大的電流提供至負載電阻器818且為偏壓Vbias獲得一更高的電壓。
可通過一相依于溫度的電流或一相依于溫度的電阻器來獲得一相依于溫度的偏壓Vbias。例如，負載電阻器818可為一固定值且偏流Ibias可與絕對溫度成正比(PTAT)，此意味著電流將隨絕對溫度(單位°K)線性增加。另一選擇為，偏流Ibias可為一固定值且負載電阻器818的電阻可與絕對溫度成正比。
圖9顯示圖8中的偏壓產生器260a的偏壓Vbias與溫度之間的關系曲線。當所有開關816a至816m均關斷時，僅晶體管814n向負載電阻器818提供電流，曲線914n顯示在此種情況下偏壓Vbias與溫度之間的關系。此時偏壓Vbias會隨溫度的增高而線性增加，這是因為偏流Ibias隨溫度的升高而線性增加。當開關816a導通時，晶體管814a及814n將電流提供至負載電阻器818，曲線914a即顯示在此種情況下偏壓Vbias與溫度之間的關系。曲線914a的斜率高于曲線914n，這是因為附加晶體管814a向負載電阻器818提供了更多的電流。隨著更多開關816的導通以及更多晶體管814將其電流提供至負載電阻器818，曲線914b至914m具有逐漸增高的斜率。通過導通各開關816的一適宜組合，可獲得為實現對VCO100a的溫度補償的而需要的總體函數。
圖10顯示一偏壓產生器260b的圖式，此偏壓產生器260b為圖2中偏壓產生器260的另一實施例。偏壓產生器260b包括一查用表(LUT)1012及一數字-模擬轉換器(DAC)1014。查用表1012用于存儲反偏壓與溫度之間的總體函數。查用表1012接收一溫度指示(例如，其可由PTAT電路提供)并提供一相應的控制字。DAC1014接收所述控制字并將其轉換成一電壓，所述電壓將作為偏壓Vbias提供。偏壓產生器260b在產生偏壓Vbias方面可提供更大的靈活性。查用表1012可執行任何線性或非線性函數且可易于通過一新函數加以修改。
上文闡述了兩種用于為反偏壓/寄生二極管產生偏壓Vbias以實現對VCO的溫度補償的實例性設計。也可按其他方式產生偏壓Vbias，且此仍屬于本發明的范疇。
圖11顯示一種使用反偏壓二極管對一VCO進行溫度補償的過程1100。根據(例如)一具有與絕對溫度成正比的特性的電路組件來估測VCO的溫度(方塊1112)。然后根據反偏壓與溫度之間的函數來產生一對應于此所估測溫度的反偏壓(方塊1114)。將此反偏壓施加于至少一個反偏壓二極管以補償振蕩頻率隨溫度的漂移(方塊1116)。所述反偏壓能調節反偏壓二極管的電容以補償由溫度引起的VCO的電容變化。
使用反偏壓二極管獲得的帶溫度補償的VCO可用于各種系統及應用場合，例如用于通信、聯網、計算、用戶電子設備等等。例如，這些溫度補償型VCO可用于無線通信系統中，例如用于碼分多址(CDMA)系統、時分多址(TDMA)系統、全球移動通信系統(GSM)系統、高級移動電話系統(AMPS)、全球定位系統(GPS)、多輸入多輸出(MIMO)系統、正交分頻多路復用(OFDM)系統、正交頻分多址(OFDMA)系統、無線局域網(WLAN)等等。下文將闡述溫度補償型VCO在無線通信中的應用。
圖12顯示一可用于無線通信的無線裝置1200的方塊圖。無線裝置1200可為一蜂窩電話、一終端機、一手持電話或某些其他裝置或設計。無線裝置1200能夠通過一發射路徑及一接收路徑提供雙向通信。
在發射路徑上，一數字信號處理器(DSP)1210可處理擬發射資料并將一碼片流提供至一收發機單元1220。在收發機單元1220內，一個或多個數字-模擬轉換器(DAC)1222將此碼片流轉換成一個或多個模擬信號。這一(這些)模擬信號經由一濾波器1224濾波、經由一可變增益放大器(VGA)1226放大并由一混合器1228自基頻帶上變頻至RF頻帶以產生一RF信號。此種上變頻是通過一來自VCO1230的上變頻LO信號進行。此RF信號經由一濾波器1232濾波、經由一功率放大器(PA)1234放大、經由一雙工器(D)1236選路并經一天線1240發射。
在接收路徑上，一經調制的信號由天線1240接收到、經由一雙工器(D)1236選路、經一低噪聲放大器(LNA)1244放大、經由一濾波器1246濾波并由一混合器1248使用一來自VCO1250的下變頻LO信號自RF頻帶下變頻至基頻帶。經下變頻的信號經由緩沖器1252緩沖、經由濾波器1254濾波并由一個或多個數字-模擬轉換器(ADC)1256數字化以獲得一個或多個樣本流。這一(這些)樣本流提供至數字信號處理器1210進行處理。
圖12顯示一具體的收發機設計。在一典型的收發機中，對每一路徑的信號調節均可由業內已知的一級或多級放大器、濾波器、混合器等來實施。圖12僅顯示某些可用于信號調節的電路塊。
對于圖12所示的實施例而言，收發機單元1220包括兩個分別用于發射路徑及接收路徑的VCO1230及1250。可采用各種VCO設計來構建VCO1230及1250，例如圖2中所示的設計。每一VCO也可設計成以一特定頻率或一頻率范圍工作。例如，可將VCO1230及1250設計成以一個或多個下述頻帶的整倍數(例如2倍)來工作·個人通信系統(PCS)頻帶，自1850至1990MHz；·蜂窩頻帶，自824至894MHz·數字蜂窩系統(DCS)頻帶，自1710至1880MHz；·GSM900頻帶，自890至960MHz；·國際移動電信-2000(IMT-2000)頻帶，自1920至2170MHz；及·全球定位系統(GPS)頻帶，自1574.4至1576.4MHz。
VCO1230及1250可設計成通過在粗調諧電路中提供足夠的調諧電容器而以多個頻帶工作。一鎖相環(PLL)1260自數字信號處理器1210接收控制信息并為VCO1230及1250提供控制，以分別產生適當的上變頻及下變頻LO信號。
圖13顯示DSP1210的一實施例的方塊圖。DSP1210包括各種處理單元，例如(舉例而言)一乘法-加法(MACC)單元1322、一算術邏輯單元(ALU)1324、一內部控制器1326、一處理器1328、一存儲器單元1330以及一總線控制單元1332，所有這些均經由一總線1336耦接在一起。DSP1210可進一步包括一VCO/PLL1334，其具有一可通過圖2中所示VCO100a來構建的VCO。此VCO產生一振蕩信號，以用于為DSP1210中的處理單元及可能DSP1210外部的處理單元(例如一主控制器1340及一主存儲器單元1342)產生時鐘信號。DSP1210可(1)對發射路徑實施編碼、交錯、調制、碼通道化、頻譜擴展等等；及(2)對接收路徑實施解擴頻、碼通道化、解調、解交錯、解碼等等。DSP1210所執行的處理取決于通信系統。
無線裝置1200可視為包括一數字部分及一模擬部分。所述數字部分(例如，DSP1210且可能為DAC1222及ADC1256)可構建于一個或多個數字集成電路上。所述模擬部分(例如，收發機單元1220的剩余部分)可構建于一個或多個RF集成電路(RFIC)上及/或具有其他離散組件。
本文所述溫度補償型VCO可用于各種類型的IC，例如RFIC及數字IC。這些VCO也可用于DSP、應用專用集成電路(ASIC)、處理器、控制器等等。本文所述溫度補償技術可用于各種類型的振蕩器，例如VCO、流控振蕩器(ICO)、壓控晶體振蕩器(VCXO)等等。本文所述溫度補償技術也可用于其他類型的電路，例如可調諧濾波器等等。
提供上文對所揭示實施例的說明旨在使所屬領域的技術人員能夠制作或利用本發明。所屬領域的技術人員將易知對這些實施例的各種修改形式，且本文所述的一般原則也可適用于其他實施例，此并不背離本發明的精神或范疇。因此，本發明并非意欲僅限于本文所示實施例，而是將被賦予與本文所揭示原則及新穎特征相一致的最寬廣范疇。
權利要求
1.一種集成電路，其包括一壓控振蕩器(VCO)，其用于提供一具有一頻率的振蕩器信號；及至少一個反偏壓二極管，其具有一電容，所述電容由一反偏壓控制以補償所述振蕩器信號的所述頻率因溫度所致的漂移。
2.如權利要求1所述的集成電路，其中所述至少一個反偏壓二極管中的每一個均由所述集成電路內的一寄生二極管形成。
3.如權利要求2所述的集成電路，其中所述寄生二極管形成于一金屬-氧化物半導體(MOS)晶體管的一漏極結或一源極結處。
4.如權利要求1所述的集成電路，其中所述VCO包括一放大器，其用于為所述VCO提供信號增益，一諧振器振諧電路，其用于為所述VCO提供相移，及至少一個頻率調諧電路，其用于對所述振蕩器信號的所述頻率進行調諧，每一頻率調諧電路均包括至少一個調諧電容器及至少一個金屬-氧化物半導體(MOS)晶體管，所述金屬-氧化物半導體(MOS)晶體管用于連接所述至少一個調諧電容器與所述諧振器振諧電路或斷開所述至少一個調諧電容器與所述諧振器振諧電路的連接。
5.如權利要求4所述的集成電路，其中所述VCO包括復數個頻率調諧電路，所述復數個頻率調諧電路具有逐漸增大的調諧電容器。
6.如權利要求5所述的集成電路，其中對于所述復數個頻率調諧電路中的每一個而言，用于所述頻率調諧電路的所述至少一個MOS晶體管的大小與用于所述頻率調諧電路的所述至少一個調諧電容器的電容成正比。
7.如權利要求4所述的集成電路，其中所述至少一個反偏壓二極管由所述至少一個MOS晶體管處的寄生二極管形成。
8.如權利要求1所述的集成電路，其進一步包括一偏壓產生器，其用于為所述至少一個反偏壓二極管提供所述反偏壓。
9.如權利要求8所述的集成電路，其中所述偏壓產生器包括一電路組件，其具有一與絕對溫度成正比(PTAT)的特性，且其中根據所述電路組件的所述PTAT特性產生所述反偏壓。
10.如權利要求9所述的集成電路，其中所述電路組件為一電流源，所述電流源提供一與絕對溫度成正比的偏流。
11.如權利要求9所述的集成電路，其中所述電路組件為一電阻器，所述電阻器具有一與絕對溫度成正比的電阻。
12.如權利要求8所述的集成電路，其中所述偏壓產生器包括一電流源，其用于提供一偏流；一電流鏡，其用于提供所述偏流的至少一種形式；及一負載電阻器，其用于接收所述偏流的所述至少一種形式并提供所述反偏壓。
13.如權利要求12所述的集成電路，其中所述偏流的所述至少一種形式可選自所述偏流的復數種可能的形式，且其中通過選擇偏流形式的不同組合來獲得反偏壓對溫度的不同函數。
14.如權利要求8所述的集成電路，其中所述偏壓產生器包括一查用表，其用于存儲一反偏壓對溫度的函數，及一數字-模擬轉換器，其用于自所述查用表接收一依賴于溫度的值并提供所述反偏壓。
15.如權利要求1所述的集成電路，其中所述振蕩器信號為一適用于在一無線通信系統中進行上變頻或下變頻的本地振蕩器(LO)信號。
16.如權利要求15所述的集成電路，其中所述無線通信系統為一碼分多址(CDMA)系統。
17.如權利要求15所述的集成電路，其中所述無線通信系統為一全球移動通信系統(GSM)系統。
18.一種無線裝置，其包括一壓控振蕩器(VCO)，其用于提供一具有一頻率的振蕩器信號；及至少一個反偏壓二極管，其具有一電容，所述電容由一反偏壓控制以補償所述振蕩器信號的所述頻率因溫度所致的漂移。
19.如權利要求18所述的無線裝置，其中所述至少一個反偏壓二極管中的每一個均由一金屬-氧化物半導體(MOS)晶體管的一漏極結或一源極結處的一寄生二極管形成。
20.如權利要求18所述的無線裝置，其進一步包括一偏壓產生器，其用于為所述至少一個反偏壓二極管提供所述反偏壓，所述偏壓產生器包括一具有一與絕對溫度成正比(PTAT)的特性的電路組件，且根據所述電路組件的所述PTAT特性產生所述反偏壓。
21.一種設備，其包括一壓控振蕩器(VCO)，其用于提供一具有一頻率的振蕩器信號；及至少一個反偏壓二極管，其具有一電容，所述電容由一反偏壓控制以補償所述振蕩器信號的所述頻率因溫度所致的漂移。
22.如權利要求21所述的設備，其中所述至少一個反偏壓二極管中的每一個均由一金屬-氧化物半導體(MOS)晶體管的一漏極結或一源極結處的一寄生二極管形成。
23.一種對一壓控振蕩器(VCO)進行溫度補償的方法，其包括估測所述VCO的溫度；針對所述估測溫度產生一反偏壓；及將所述反偏壓施加至至少一個反偏壓二極管以補償所述VCO因溫度所致的振蕩頻率的漂移。
24.如權利要求23所述的方法，其中所述至少一個反偏壓二極管的電容由所述反偏壓來調節以補償所述VCO的電容因溫度所致的變化。
25.如權利要求23所述的方法，其中通過一電路組件來估測所述VCO的所述溫度，所述電路組件具有一與絕對溫度成正比的特性。
26.如權利要求23所述的方法，其中根據反偏壓對溫度的一可選函數來產生所述反偏壓。
全文摘要
使用反偏壓二極管來獲得一種具有溫度補償的VCO。所述VCO包括一可提供所需信號增益的放大器、一可提供所需相移的諧振器振諧電路、及至少一個用于對振蕩器信號頻率進行調諧的頻率調諧電路。每一頻率調諧電路包括至少一個調諧電容器及至少一個MOS傳送晶體管，所述MOS傳送晶體管用于將所述調諧電容器連接至所述諧振器振諧電路或斷開所述調諧電容器與所述諧振器振諧電路的連接。每一反偏壓二極管可為一寄生二極管，其形成于一MOS晶體管的一漏極或源極結處。所述反偏壓二極管的電容可由一反偏壓來控制以補償所述VCO振蕩頻率隨溫度的漂移。
文檔編號H03B5/12GK1938938SQ200580009950
公開日2007年3月28日 申請日期2005年2月4日 優先權日2004年2月5日
發明者吳越 申請人:高通股份有限公司