專利名稱：高頻電路以及高頻部件的制作方法
技術領域：
本發明涉及使用于移動電話等移動體通信設備或者W-LAN、蘭牙(Bluetooth(R))等近距離無線通信設備上，對多個通信方式的高頻信號進行分路濾波的高頻電路以及具有該高頻電路的高頻部件。
背景技術：
在現在的無線通信中有各種標準以及方式，從用戶數的增加或者用戶的方便性出發，對于移動電話等移動體通信設備要求以多個方式(多模式)與多個頻帶(多頻帶)對應。現在，在世界的移動電話中有多種接入方式，另外在各個地區中并存多個接入方式。作為多路復用方式采用FDMA(Frequency Division Multiple Access)的被稱為第一代的模擬移動電話方式以后，有作為作為現在主流的多路復用方式采用TDMA(Time DivisionMultiple Access，時分多址)的被稱為第二代的數字移動電話方式的PDC(Personal Digital Cellular)、以歐洲為中心被采用的GSM(Global Systemfor Mobile Communications)、DCS(Digital Cellular System)、以美國為中心的DAMPS(Digital Advanced Mobile Phone Service)以及PCS(PersonalCommunications Service)。GSM、DAMPS、DCS以及PCS有時也分別被稱為GSM850、GSM900、GSM1800以及GSM1900。另外，在GSM方式中還利用了使用其移動電話網，并且被稱為GPRS(General Packet RadioService)或者EDGE(Enhanced Data GSM Environment)的數據傳輸技術。
最近在美國、歐洲、中國、韓國以及日本開始普及的接入方式有CDMA(Code Division Multiple Access，碼分多址)方式。由于CDMA方式與TDMA方式相比在用戶容量這一點上更良好，因此成為現在最受矚目的技術。由于已經確立了實現高度發送功率控制的技術，因此也可適用于無線傳輸路徑的長度或者傳播損耗原本可能大幅變化的移動通信系統。
CDMA方式，按照由ITU(國際電信聯盟)規定的IMT-2000標準，在提供利用高速數據通信或者多媒體的各種服務等的所謂的第三代移動體通信系統中使用。
作為CDMA方式，有以美國標準的IS-95(Interim Standard-95)被標準化的cdmaOne的上層標準的cdma2000、作為歐洲標準的UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)也被稱為W-CDMA的DS-CDMA(Direct Spread Code Division Multiple Access)、TD-CDMA(Time Division Code Division Multiple Access)以及作為中國獨立標準的TD-SCDMA(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access)。TD-CDMA或者TD-SCDMA方式與其他的CDMA方式的不同點在于采用通過時間分割精細切換上行和下行的時分雙工(TDD)技術。
在美國，施行在用移動電話緊急通報期間將對發送位置定位的義務賦予通信運營商的法律，最近移動電話等移動體通信設備上增加了GPS(Global Positioning System)導航功能。在日本等也從提高用戶的方便性的觀點出發，增加了采用GPS導航功能的移動電話。
在數據傳輸技術中，有以FHSS(Frequency Hopping Spread Spectrum調頻擴頻)方式利用2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific and Medical、工業、科學以及醫學)頻帶的Bluetooth(R)、以OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiples正交頻分復用)調制方式利用5GHz頻帶的IEEE802.11a、與Bluetooth(R)相同地以DSSS(Direct Sequence SpreadSpectrum、直接序列擴頻)方式利用2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific andMedical、工業、科學以及醫學)頻帶的IEEE802.11b、以OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiples正交頻分復用)調制方式利用2.4GHz頻帶的IEEE802.11g等的具有多個標準的WLAN。采用這些數據傳輸技術的移動電話也正在增加。
對于使用于這樣的移動體通信設備的前置(front end)部(高頻電路部)的高頻部件，要求以多個方式并且與多個頻帶對應，并且始終要求小型化。
在特開2000-15661號中公開了能夠使用于發送接收定時(timing)不同的TDMA方式和同時進行信號的發送和接收的DS-CDMA方式的兩個方式的通信終端。圖15是表示該高頻電路部的框圖。該通信終端具備與一個公共天線連接的SP3T(single-pole，triple-throw)的高頻開關100；處理CDMA方式的輸入輸出信號的雙工器200；TDMA的發送部和接收部；和CDMA的發送部和接收部，通過高頻開關100切換向處理CDMA方式的輸入輸出信號的雙工器200的信號路徑與向TDMA發送部、TDMA接收部的信號路徑。
特開2000-156651號的高頻電路用雙工器200對CDMA的發送接收信號進行分路濾波。例如，在W-CDMA的情況下，由于該發送信號的頻率與接收信號的頻率接近，因此對雙工器200要求陡峭的衰減特性。但是，由于這樣的雙工器的規模較大，因此存在所謂的雙頻移動電話機(多頻帶通信裝置)的大型化問題。另外，使用高頻開關100，切換TDMA無線部和CDMA無線部，因此不能接收CDMA方式的信號一邊并且對CDMA/TDMA方式的輸入輸出信號同時處理而使其以TDMA方式通信。當然，也不能接收GPS信號并且以TDMA方式或者CDMA方式進行通信。
在特開2003-8385號中公開了對三個不同頻率的信號進行分路濾波的復合型LC濾波電路(分路濾波器)。圖16是表示該電路的框圖。該復合型LC濾波電路由低通濾波器LPF1、帶通濾波器BPF以及高通濾波器HPF1構成。低通濾波器LPF1，連接在第一端口P1和第二端口P2之間，其通頻帶被設定為f1。高通濾波器HPF1，連接在第一端口P1和第二端口P4之間，其通頻帶被設定為f3(＞f1)。帶通濾波器BPF，級聯連接在第一端口P1和第三端口P3之間，其通頻帶被設定為f2(f1＜f2＜f3)。作為處理方式例示了AMPS、PCS、GSM、DCS、W-CDMA以及GPS。在以下表1中表示上述通信方式的利用頻帶。
表1
在特開2003-8385中所公開的復合型LC濾波電路中，通過將各個濾波器作為LC濾波器形成在多層基板內以使實現小型化。但是，若用LC濾波器構成帶通濾波器BPF，則需要電感元件和電容元件并聯的諧振電路和除了電感元件和電容元件之外的并聯諧振電路及多個耦合電容元件。與高通濾波器或者低通濾波器相比，構成元件數必然增加。另外，在不能充分得到帶外衰減量的情況下，也有時必須再次形成諧振電路等增加構成元件。
另外，在用電極圖案在多層基板上形成電抗(reactance)元件的情況下，需要以防止因構成各濾波器的多個電極圖案相互干擾而產生寄生電容等進而使傳輸損耗和絕緣等電特性變壞的方式構成。但是將很多構成元件配置在多層基板上時考慮圖案之間的干擾的話，不得不增加多層基板的外形尺寸，從而難以使高頻電路進一步小型化。
發明內容
本發明鑒于此，其目的在于提供一種，以由電感元件以及/或者電容元件構成的LC濾波器和用SAW濾波器的濾波電路構成對頻率不同的多個通信方式的高頻信號進行分路濾波的高頻電路，由此在無線通信設備中能夠以多個方式(多模式)與多個頻帶(多頻帶)對應的高頻電路。
本發明的另一目的在于提供一種具有上述高頻電路的小型且電特性良好的高頻部件。
對頻率不同的多個通信方式的高頻信號進行分路濾波的本發明的高頻電路，其特征在于，具備低通濾波電路以及/或者高通濾波電路，該低通濾波電路配置在第一端口和第二端口之間，該高通濾波電路配置在上述第一端口和第四端口之間；以及匹配電路和帶通濾波電路，該匹配電路和該帶通濾波電路配置在上述第一端口和第三端口之間，上述低通濾波電路、上述高通濾波電路以及上述匹配電路具備電容元件和電感元件，上述帶通濾波電路是SAW濾波器，上述低通濾波電路的通頻帶f1、上述帶通濾波電路的通頻帶f2以及上述高通濾波電路的通頻帶f3滿足f1＜f2＜f3關系。
作為優選，上述匹配電路，具有在上述第一端口和地之間連接的電感元件，上述電感元件，其250MHz的Q值為20以上且吸收靜電電涌。
作為優選，上述第二～第四端口的任一個與具備電容元件和電感元件的分路濾波電路連接。另外，作為優選，上述第二～第四端口的任一個與具備開關元件的開關電路連接。
作為優選，上述SAW濾波器是具備平衡端口和不平衡端口的SAW濾波器。在這種情況下，作為優選，上述不平衡端口與上述第一端口側連接，上述平衡端口與上述第三端口側連接。作為優選，上述SAW濾波器的平衡端口與具備電感元件以及/或者電容元件的匹配電路連接。若使平衡端口的輸入阻抗和不平衡端口的輸入阻抗不同，則也能夠作為阻抗變換電路發揮作用。
作為優選，上述第一端口與多頻帶天線連接。
本發明的高頻部件，其特征在于，具有上述高頻電路，構成上述高通濾波電路以及/或者上述低通濾波電路以及上述匹配電路的電路元件(電感元件、電容元件)的至少一部分由電極圖案形成而內置在多層基板中，其他電路元件和SAW濾波器安裝在上述多層基板上。
作為優選，構成上述高通濾波電路的電感元件和電容元件的電極圖案、構成上述低通濾波電路的電感元件和電容元件的電極圖案以及構成上述匹配電路的電感元件和電容元件的電極圖案被配置為，不會在上述多層基板的層疊方向重疊。
在本發明的高頻部件中，作為優選，將構成上述匹配電路的電容元件和電感元件作為安裝部件安裝在上述多層基板上。
作為優選，上述匹配電路用電感元件具備在各端設置有引腳部的磁芯；卷繞在上述磁芯的線圈；和端子電極，其設置在上述引腳部的下面且與上述線圈的終端部連接，上述磁芯由氧化鋁為主成分的非磁性的陶瓷材料構成。
在本發明的高頻部件，作為優選，為了防止與安裝基板之間的干擾而在與上述多層基板的安裝面接近的層的大致整個面上形成接地電極，在上述多層基板的安裝面上形成有LGA(Land Grid Array)的端子電極，上述端子電極經由通孔與各濾波器連接。
在本發明的高頻部件，作為優選，上述低通濾波電路的通頻帶f1、上述帶通濾波電路的通頻帶f2以及上述高通濾波電路的通頻帶f3處于f1＜f2＜f3關系。
發明效果如上所述的本發明的高頻電路，以由電感元件以及/或者電容元件構成的濾波器和用SAW濾波器的濾波電路構成，因此能夠以多個方式(多模式)與多個頻帶(多頻帶)對應。另外，在多層基板上形成高頻電路，由此得到小型且電特性良好的高頻部件。
圖1是根據本發明的一實施例的高頻電路的框圖。
圖2是根據本發明的另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖3是根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖4是表示圖3所示的高頻電路的等效電路的圖。
圖5是根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖6是根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖7是表示與不平衡-平衡型SAW濾波器的平衡端口連接的匹配電路的等效電路的圖。
圖8是根據本發明的一實施例的高頻部件的立體圖。
圖9是表示構成根據本發明的一實施例的高頻部件的多層基板的分解立體圖。
圖10是表示根據本發明的一實施例的高頻部件的插入損失(InsertionLoss)特性的圖。
圖11是表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖12是表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖13是表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖14是表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路的框圖。
圖15是表示現有的通信終端的高頻電路部的框圖。
圖16是表示現有的分路濾波器的電路的框圖。
具體實施例方式
圖1～圖3表示根據本發明的各實施例的高頻電路。高頻電路1對頻率不同的兩個以上的通信方式的高頻信號進行分路濾波。在高頻電路1(分路濾波電路)中，有如下三種情況下的方式，該三種情況為第一端口P1與第二端口P2和第三端口P3連接的情況(圖1)、第一端口P1與第三端口和第四端口P4連接的情況(圖2)、第一端口P1與第二端口P2～第四端口P4連接的情況(圖3)，以下對這些方式進行綜合說明。高頻電路1具備在第一端口P1和第二端口P2之間連接的低通濾波電路LPF；在第一端口P1和第三端口P3之間連接的匹配電路；與上述匹配電路連接的帶通濾波電路BPF；和在第一端口P1和第四端口P4之間連接的高通濾波電路HPF，帶通濾波電路BPF由SAW濾波器構成。
圖4表示圖3的高頻電路的等效電路的一例。低通濾波電路LPF，由電感元件L8、L9和電容元件C15、C25構成，并且被設定為其通頻帶包括第一通信方式的頻帶。由電感元件L8和電容元件C25構成的并聯諧振電路的諧振頻率，被設定為位于第二通信方式的頻帶而在第二通信方式的頻帶上成為高阻抗。
高通濾波電路HPF，由電感元件L6和電容元件C14、C20、C23構成，并且被設定為通頻帶包括第三通信方式的頻帶。電感元件L6和電容元件C23的串聯諧振電路的諧振頻率，被設定為位于第二通信方式的頻帶而在第二通信方式的頻帶上成為高阻抗。
帶通濾波電路BPF由SAW濾波器構成，在SAW濾波器和第一端口P1之間連接有匹配電路。上述匹配電路，由電容元件C32和電感元件L7構成，發揮使從天線側看到的SAW濾波器的輸入阻抗與給定阻抗(例如大致50Ω)匹配的作用，并且也作為相位器發揮作用。上述相位器，具有調整相位以使從第一端口P1看到SAW濾波器側的阻抗成為高阻抗的功能。因此，在通頻帶上，得到給定的阻抗，并且能夠使第一通信方式和第二通信方式的頻帶的阻抗成為高阻抗。
SAW濾波器具有最高50V左右的耐電壓，是對靜電電涌(surge)弱耐壓部件。另外，有時使用耐電壓性較差的GaAs(鈣砷)、GaN(氮化鈣)等FET(場效應晶體管)開關。因此對上述匹配電路使用接地的集中常數元件的電感元件L7而吸收靜電電涌，由此即使在來自人體的靜電電泳被輸入到天線的情況下，也不會破壞SAW濾波器或者FET開關。
在高頻電路部中，作為優選，為了對于串擾等噪聲特性進行改善而使電路的一部分平衡化。例如，在接收電路中，為了減小噪聲指數提高接收靈敏度，而有時使用平衡輸入型的低噪聲放大器LNA。在這種情況下，如圖5所示，若作為SAW濾波器采用具有平衡端口和不平衡端口的SWA濾波器(以后稱為‘平衡型SAW濾波器’)，則即使不重新設置平衡-不平衡電路，也可以與平衡型的高頻電路連接。由于低噪聲放大器LNA的輸入阻抗為50Ω～300Ω左右的各種值，因此若使用不平衡端口的輸入阻抗與平衡端口的輸入阻抗不同的平衡型SAW濾波器，則容易與輸入阻抗不同的高頻電路連接。
想使用小型或者低價的平衡型SAW濾波器的情況下，有時必須使用作為平衡端口之間的信號振幅差的振幅平衡(amplitude balance)、作為信號相位差的相位平衡(phase balance)大于預期特性的SWA濾波器。推測為，因寄生電容等寄生成分而輸入到不平衡端口的信號疊加在來自平衡端口的輸出信號，其結果從平衡端口輸出同相信號而引起振幅平衡或者相位平衡的不良。因此，作為優選，如圖6所示的電路框圖，將匹配電路與平衡端口連接而減小同相信號成分。上述匹配電路，例如如圖7(a)～(d)所示，具備電感元件以及/或者電容元件，并且作為相位電路發揮作用。
根據如上所述方式構成的高頻電路，在低通濾波電路LPF的通頻帶上，從第一端口P1看到第三端口P3側的阻抗、從第一端口P1看到第四端口P4的阻抗成為高阻抗。另外，在帶通濾波電路(SAW濾波器)的通頻帶上，從第一端口P1看到第二端口P2側的阻抗、從第一端口P1看到第四端口P4的阻抗成為高阻抗。另外，在高通濾波電路HPF的通頻帶上，從第一端口P1看到第二端口P2側的阻抗、從第一端口P1看到第三端口P3的阻抗成為高阻抗。其結果，防止各通信方式的高頻信號泄漏到另外通信方式的信號路徑，能夠減小在各信號路徑的傳輸損耗。另外，由SAW濾波器構成帶通濾波電路，由此能夠大幅減小電路元件數，小型化的程度比由現有LC濾波器來構成的分路濾波電路的情況更高。
例如，若將第一通信方式作為DAMPS、第二通信方式作為GPS、第三通信方式作為PCS，則在第一端口P1與第三端口P3的路徑接收GPS的接收信號，并且能夠在第一端口P1與第二端口P2的路徑利用DAMPS通信方式、在第一端口P1與第四端口P4的路徑利用PCS的通信方式。
以上對于在第一-第二端口之間、第二-第三端口之間以及第一-第四端口之間分別處理不同通信方式的情況進行了說明，但本發明的高頻電路當然也可以利用于所有通信方式的發送信號和接收信號的分路濾波。例如，若將第一通信方式作為DCS，將第二通信方式作為WCDMA，則由于在第一-第二端口之間具備低通濾波電路，在第一-第三端口之間具備帶通濾波電路(SAW濾波器)，因此使DCS的發送接收信號和WCDMA的發送信號通過第一-第二端口之間，使WCDMA接收信號通過在第一-第三端口之間，則能夠將WCDMA的發送接收信號分路濾波到不同路徑上。在這種情況下不需要另外的雙工器。還有，作為優選，多級連接多個低通濾波器，以使成為使DCS的發送接收信號以及WCDMA的發送信號通過，并且在WCDMA的接收信號頻率上發揮陡峭的衰減特性的低通濾波電路。
如表1所示，除了WCDMA/DCS之外，還存在頻帶重復或者雖然頻帶不同但利用接近的頻帶的通信方式。例如有GSM(發送頻率880～915MHz、接收頻率925～960MHz)與DAMPS(發送頻率824～849MHz、接收頻率869～894MHz)、DCS(發送頻率TX1710～1785MHz，接收頻率RX1805～1880MHz)與PCS(發送頻率TX1850～1910MHz，接收頻率RX1930～1990MHz)與WCDMA(發送頻率TX1920～1980MHz，接收頻率RX2110～2170MHz)等。若是利用接近或者重復的頻帶的通信方式，則在本發明的高頻電路中能夠使之通過相同路徑。
參考附圖進一步詳細說明本發明的實施例的，但本發明并不限定于此。
(第一實施例)圖8表示在多層基板上形成圖2所示的高頻電路的高頻部件，圖9表示該多層基板的結構。在圖9中使用的符號與在圖2中使用的符號對應。如圖8所示，在圖9中未圖示的電路元件安裝在多層基板上。
具備與圖2所示的高頻電路相同的等效電路的高頻部件，在多層基板中的各片(sheet)上用電極圖案形成構成低通濾波電路、高通濾波電流和匹配電路的電感元件和電容元件的一部分，將電感元件及電容元件的一部分以及SAW濾波器作為芯片(chip)部件搭載在多層基板上，單芯片(onechip)化的分路濾波器，作為第一通信方式與DAMPS對應、作為第二通信方式與GPS對應、作為第三通信方式與PCS對應。
內置有電感元件和電容元件的多層基板，可以通過下述方式制造在由可低溫燒成的陶瓷電介質材料構成的厚度為10～200μm的各生胚片(green sheet)上以預期的電極圖案形狀印刷將Ag或者Cu為主體的導電糊劑，對得到的具有電極圖案的多個印刷電路基板進行層疊一體化后燒成，從而制造出內置有電感元件和電容元件的多層基板。構成多層基板的各片，除了陶瓷電介質材料之外，還可以由絕緣性樹脂或者樹脂/陶瓷的絕緣復合材形成。
構成低通濾波器LPF的電感元件L8和電容元件C15、C25，用形成在第六層到第十層的線圈狀的線圖案以及電容器圖案形成在多層基板內，電感元件L9作為芯片部件安裝在多層基板上，由通孔(via hole)(在圖中以黑圈表示)等適宜的連接機構被連接。
構成高通濾波器HPF的電感元件C14、C20、C23，用形成在第三層到第五層以及第十層的電容器圖案形成在多層基板內，電感元件6作為芯片部件安裝在多層基板上，由通孔(在圖中以黑圈表示)等適宜的連接機構被連接。
構成SAW濾波器和匹配電路的電感元件L7和電容元件C32安裝在多層基板上。在本實施例中，SAW濾波器是不平衡輸入-不平衡輸出型，但當然也可以是不平衡輸入-平衡輸出型的SAW濾波器。
在第十一層的大致整個面上形成有接地電極GND，從而防止與安裝基板之間的干擾。在多層基板的背面上形成有LGA(Land Grid Array)的端子電極，該端子電極經由通孔與各濾波器連接。外部端子ANT與等效電路的第一端口P1對應，外部端子AMPS與等效電路的第二端口P2對應，外部端子GPS與等效電路的第三端口P3對應，外部端子PCS與等效電路的第四端口P4對應。
由于以構成低通濾波電路LPF的方式形成在多層基板內的電感元件和電容元件的電極圖案，配置在圖9所示的各片的右側，而構成高通濾波電路HPF的電容元件的電極圖案配置在各片的左側，因此兩者在片層疊方向不重疊。這樣由于以電極圖案在層疊方向不重疊的方式配置，因此防止通頻帶不同的濾波器和構成匹配電路的電極圖案之間的電磁耦合或者寄生阻抗的增加，從而電特性不會變壞。
在各濾波器以及匹配電路上使用的表面貼裝電感器L6、L7、L9，例如具備以1005的尺寸卷繞在磁芯的線圈；設置在磁芯的兩端的引腳部，并且與設置在引腳部下面的線圈的終端部連接的端子電極。由線圈產生的磁場對于安裝面大致平行，因此抑制與形成在多層基板上的電極圖案之間的干擾。另外，電感器L6、L7、L9固有的諧振頻率較高且低損耗。因此，高頻部件發揮良好的電特性。
構成磁芯的優選材料為將氧化鋁為主成分的非磁性陶瓷，可列舉，將AL為主成分、且作為副成分具有在由Mn、Cr、Ti、Si和Sr構成的組中選擇的至少一種(Mn必選)的非磁性陶瓷，或者將Al作為主成分、且作為副成分具有在由Si、Ca、Ba、Ti、Ir和P構成的組中選擇的至少一種(Si必選)的非磁性陶瓷。尤其優選非磁性陶瓷為，其表面貼裝電感器的固有諧振頻率比各通信方式的頻帶高很多，并且250MHz的Q值高達20以上。
作為一例，在3.2mm×2.5mm×0.6mm的多層基板上，形成各濾波電路的電感元件和電容元件，并且安裝2015尺寸的SAW濾波器以及1005尺寸的電感元件和電容元件。此外，在本實施例中，作為上述電感元件使用固有諧振頻率為10GHz、250MHz的Q值為25的高頻用線圈類型電感器。圖10表示第一-第二端口之間(P1-P2)、第一-第三端口之間(P1-P3)以及第一-第四端口之間(P1-P4)的插入損失特性。配置在第一-第二端口之間的低通濾波電路使DAMPS的發送接收信號通過，但衰減其他方式的發送接收信號。配置在第一-第三端口之間的SAW濾波器是GPS接收信號通過，但衰減其他方式的發送接收信號。配置在第一-第四端口之間的低通濾波電路使PCS的發送接收信號通過，但衰減其他方式的發送接收信號。各個濾波電路，在應通過的信號的頻帶上的插入損失較小，而在應衰減的信號的頻帶的插入損失非常大。這樣，能夠構成對DAMPS、GPS以及PCS三種通信號制式的高頻信號進行分路濾波的小型的高頻部件。
按照IEC61000-4-2實施ESD(electrostatic discharge)試驗。要求即使施加±5kV也不會損壞部件性能，但在本發明的高頻部件中，即使向第一端口P1施加±7kV也不會破壞高頻部件，從而電特性也沒有變壞。
(第二實施例)圖11表示根據本發明的另外實施例的高頻電路。該高頻電路與第一實施例相同地適用于用高頻部件的多頻帶移動電話。高頻部件1的第一端口P1與多頻帶天線ANT連接，第二端口P2與切換DAMPS的發送接收信號的路徑的開端電路SW連接，第四端口P4與切換PCS的發送接收信號的路徑的開關電路SW連接。在DAMPS和PCS的發送路徑上設有低通濾波電路LPF，在接收路徑上設有帶通濾波電路BPF。
高頻部件1的第三端口P3、兩個低通濾波電路LPF以及兩個帶通濾波電路BPF與放大電路部RFIC連接，放大電路部RFIC具備將來自多頻帶天線ANT的接收信號進行放大而向進行調制及解調的信號處理部(未圖示)發送的低噪聲放大器、以及將從上述信號處理部輸出的發送信號進行放大而向多頻帶天線ANT發送的功率放大器等。
開關電路SW是作為優選開關元件使用PIN二極管或者FET的高頻開關。低通濾波電路LPF是由電感元件和電容元件構成的LC濾波器。另外，帶通濾波電路BPF與低通濾波電路LPF相同地也可以是LC濾波器，但為了高頻電路部的小型化而優選采用使用壓電諧振元件的SAW濾波器。
開關電路SW、低通濾波電路LPF以及帶通濾波電路BPF的電抗元件，能夠由構成高頻部件1的多層基板內部的電極圖案構成，或者能夠作為芯片部件能夠和開關元件以及/或者SAW濾波器一起安裝在多層基板上而一體化。當然放大電路部RFIC等也相同地可以一體化。根據這樣的結構，能夠容易使高頻電路整體成為小型的模塊。
通過本實施例，能夠在第一端口P1和第三端口P3的路徑接收GPS的接收信號，并且在第一端口P1和第二端口P2的路徑利用DAMPS、在第一端口P1和第四端口P4的路徑利用PCS的通信方式，從而能夠得到小型且耐ESD性良好的多頻帶移動電話。
(第三實施例)圖12表示本發明的其他另外的實施例的高頻電路。該高頻電路與第一實施例相同地適用于用高頻部件的多頻帶移動電話。第三實施例的高頻電路與第二實施例的高頻帶電路不同點在于第三實施例的高頻電路，第二端口P2與切換GSM和DAMPS的發送接收信號的路徑的SP3T(single-pole，triple-throw)開關電路SW連接，第四端口P4與切換WLNA的發送接收信號的路徑的SPDT(single-pole，double-throw)開關電路SW連接，在DAMPS/GSM和WLNA發送路徑連接有低通濾波電路LPF或者帶通濾波電路BPF，在DAMPS/GSM和WLNA的接收路徑連接有帶通濾波電路BPF，在配置在WLAN的信號路徑的帶通濾波電路BPF和RFIC之間連接有平衡-不平衡變換電路Balun。平衡-不平衡變換電路，由電感元件以及/或者電容元件構成，但若帶通濾波電路BPF具備平衡端口，則不需要平衡-不平衡變換電路Balun。SP3T開關電路SW，對第二端口P2與DAMPS/GSM的公共發送路徑、DAMPS的接收路徑以及GSM的接收路徑之間進行切換。
本實施例的高頻電路能夠利用DAMPS/GSM/GPS/WLAN通信方式。即，能夠在第一端口P1和第三端口P3的信號路徑接收GPS接收信號，并且能夠在第一端口P1和第二端口P2的信號路徑利用DAMPS/GSM通信方式，并且能夠在第一端口P1和第四端口P4的信號路徑進行通過WLAN的數據的發送接收。本實施例的高頻電路也與第二實施例相同地能夠容易小型模塊化。
(第四實施例)圖13表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路。該高頻電路與第一實施例相同地適用于用高頻部件的多頻帶移動電話。在本實施例的高頻電路中，第二端口P2與由低通濾波電路LPF和高通濾波電路HPF構成且對GSM/DCS/WCDMA發送接收信號進行分路濾波的分路濾波電路20連接，分路濾波電路20的高通濾波電路HPF與切換WCDMA的發送信號和DCS發送接收信號的路徑的SP3T(single-pole，triple-throw)開關電路SW連接。WCDMA發送信號和接收信號由高頻部件1被分路濾波。本發明的高頻電路能夠利用GSM/DCS/WCDMA通信方式，能夠在第一端口P1和第三端口P3的路徑接收WCDMA的接收信號，并且能夠在第一端口P1和第二端口P2路徑利用GSM/DCS通信方式。
(第五實施例)圖14表示根據本發明的其他另外的實施例的高頻電路。該高頻電路與第一實施例相同地適用于用高頻部件的多頻帶移動電話。在本實施例的高頻電路中，第二端口P2與切換WCDMA發送信號和GSM/DCS/PCS發送接收信號的路徑的SP4T(single-pole，quad-throw)開關電路SW連接，SP4T開關電路SW與對不同通信方式的發送信號和接收信號進行分路濾波的分路濾波電路20連接。通過這樣的結構，加上上述效果，例如即使在RFIC中GSM的高頻成分泄漏到信號路徑的情況下也能夠防止來自多頻帶天線ANT的輻射。
本發明并不限定于上述實施例，在技術構想的范圍內能夠適宜地變更。
產業上的利用可能性如上所述，本發明的高頻電路合成了SAW濾波器和LC濾波電路，因此減少了構成元件數，從而小型且插入損失較少，能夠實現多頻帶移動電話的前置部的小型化。從而，本發明的高頻電路有助于多頻帶移動電話的小型化以及低消耗功率化。
權利要求
1.一種高頻電路，對頻率不同的多個通信方式的高頻信號進行分路，具備低通濾波電路以及/或者高通濾波電路，該低通濾波電路配置在第一端口和第二端口之間，該高通濾波電路配置在所述第一端口和第四端口之間；以及匹配電路和帶通濾波電路，該匹配電路和該帶通濾波電路配置在所述第一端口和第三端口之間，所述低通濾波電路、所述高通濾波電路以及所述匹配電路具備電容元件和電感元件，所述帶通濾波電路是SAW濾波器，所述低通濾波電路的通頻帶f1、所述帶通濾波電路的通頻帶f2以及所述高通濾波電路的通頻帶f3滿足f1＜f2＜f3關系。
2.根據權利要求1所述的高頻電路，其特征在于，所述匹配電路，具有在所述第一端口和地之間連接的電感元件，所述電感元件，其250MHz的Q值為20以上且吸收靜電電涌。
3.根據權利要求1所述的高頻電路，其特征在于，所述第二～第四端口的任一個與具備電容元件和電感元件的分路濾波電路連接。
4.根據權利要求1所述的高頻電路，其特征在于，所述第二～第四端口的任一個與具備開關元件的開關電路連接。
5.根據權利要求1所述的高頻電路，其特征在于，所述SAW濾波器具備平衡端口和不平衡端口，所述不平衡端口與所述第一端口側連接，所述平衡端口與所述第三端口側連接。
6.根據權利要求5所述的高頻電路，其特征在于，所述SAW濾波器的平衡端口與具備電感元件以及/或者電容元件的匹配電路連接。
7.根據權利要求1所述的高頻電路，其特征在于，所述第一端口與多頻帶天線連接。
8.一種高頻部件，具備低通濾波電路以及/或者高通濾波電路，該低通濾波電路配置在第一端口和第二端口之間，該高通濾波電路配置在所述第一端口和第四端口之間；以及匹配電路和帶通濾波電路，該匹配電路和該帶通濾波電路配置在所述第一端口和第三端口之間，所述低通濾波電路以及/或者所述高通濾波電路以及所述匹配電路具備電容元件和電感元件，構成所述高通濾波電路、所述低通濾波電路以及所述匹配電路的電路元件(電感元件、電容元件)的至少一部分由電極圖案形成而內置在多層基板中，其他電路元件和SAW濾波器安裝在所述多層基板上。
9.根據權利要求8所述的高頻部件，其特征在于，構成所述高通濾波電路的電感元件和電容元件的電極圖案、構成所述低通濾波電路的電感元件和電容元件的電極圖案以及構成所述匹配電路的電感元件和電容元件的電極圖案被配置為，在所述多層基板的層疊方向不重疊。
10.根據權利要求8所述的高頻部件，其特征在于，構成所述匹配電路的電容元件和電感元件安裝在所述多層基板上。
11.根據權利要求10所述的高頻部件，其特征在于，所述匹配電路用電感元件具備在各端設置有引腳部的磁芯；卷繞于所述磁芯的線圈；和端子電極，其設置在所述引腳部的下面側且與所述線圈的終端部連接，所述磁芯由氧化鋁為主成分的非磁性的陶瓷材料制成。
12.根據權利要求8所述高頻部件，其特征在于，為了防止與安裝基板之間的干擾而在與所述多層基板的安裝面接近的層的大致整個面上形成接地電極，在所述多層基板的安裝面上形成有LGA(Land Grid Array)的端子電極，所述端子電極經由通孔與各濾波器連接。
13.根據權利要求8所述的高頻部件，其特征在于，所述低通濾波電路的通頻帶f1、所述帶通濾波電路的通頻帶f2以及所述高通濾波電路的通頻帶f3滿足f1＜f2＜f3關系。
全文摘要
一種對頻率不同的多個通信方式的高頻信號進行分路濾波的高頻電路，具備低通濾波電路以及/或者高通濾波電路，該低通濾波電路配置在第一端口和第二端口之間，該高通濾波電路配置在第一端口和第四端口之間；以及匹配電路和帶通濾波電路，該匹配電路和該帶通濾波電路配置在第一端口和第三端口之間，低通濾波電路、高通濾波電路以及匹配電路具備電容元件和電感元件，帶通濾波電路是SAW濾波器，低通濾波電路的通頻帶f1、帶通濾波電路的通頻帶f2以及高通濾波電路的通頻帶f3滿足f1＜f2＜f3關系。
文檔編號H03H7/38GK1930776SQ20058000824
公開日2007年3月14日 申請日期2005年3月16日 優先權日2004年3月16日
發明者村上良行, 但井裕之, 釼持茂 申請人:日立金屬株式會社