專利名稱：Pll頻率合成器的制作方法
技術領域：
本發明涉及使用在無線通信領域的半導體集成電路中，用于發送/接收電波所需要的本地信號的PLL頻率合成器，特別涉及該PLL頻率合成器的特性改善。
背景技術：
將以往的PLL頻率合成器的結構表示為圖11。
圖11所示的以往的PLL頻率合成器，具有壓控振蕩器VCO、可編程分頻器DIV、相位比較器PFD、電荷泵電路CP、以及環路濾波器LF。
上述壓控振蕩器VCO，根據振蕩頻率控制信號VT(后述)使振蕩頻率發生變化。上述分頻器DIV，以與從外部輸入的信道選擇信號對應的分頻比對來自壓控振蕩器VCO的振蕩頻率進行分頻。上述相位比較器PFD，檢測來自上述分頻器DIV的輸出信號fDIV與從外部輸入的參考信號fREF之間的相位差，輸出該相位差信號。上述電荷泵電路CP根據來自上述相位比較器PFD的相位差信號，使電流流入或流出輸出點。上述環路濾波器LF，對來自上述電荷泵電路CP的輸出電流的高頻成分進行濾波，并且將該輸出電流轉換為直流電壓值。上述環路濾波器LF的輸出，作為振蕩頻率控制信號VT，反饋到壓控振蕩器VCO。
如這樣構成的以往的PLL頻率合成器的輸出頻率fout，使用參考信號的頻率fref與程控分頻器DIV的分頻比N，以通過下面的式1表示的頻率來表現。
fout＝N·fref.....(1)在實際的無線電收發機中，通過使上述參考信號的頻率fref或分頻比N變化、或者使這兩者變化，從而獲得預定的輸出頻率fout，將該輸出頻率fout的信號作為本地信號，用于無線信號的發送/接收。
該PLL頻率合成器的開環增益GH(s)，以下面的式2表示。
GH(s)=Kp·Zlf(s)·KVCOs·1N···(2)]]>此處，KVCO為壓控振蕩器VCO的靈敏度，N為分頻數，ZIf(s)為環路濾波器的傳遞函數，Kp為相位比較器PFD和電荷泵電路CP的變頻增益。該變頻增益Kp在將電荷泵電流設定為ICP時，以下面的式(3)表示。
Kp=ICP2π···(3)]]>壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO，以相對于所輸入的振蕩頻率控制信號VT的變化的振蕩頻率的變化的比率來表示。在作為無線通信設備的PLL頻率合成器而普遍使用的LC型壓控振蕩器LC-VCO中，通過振蕩頻率控制信號VT輸出到可變電容，可變電容的電容值根據該振蕩頻率控制信號VT的電壓而變化，使壓控振蕩器VCO的振蕩頻率發生變化。
此處，作為可變電容而頻繁地被使用的MOS型可變電容、p-n結型可變電容的可變電容特性，一般地對于輸入(即振蕩頻率控制信號VT)為非線性，結果是壓控振蕩器VCO的振蕩頻率特性，對于輸入的振蕩頻率控制信號VT也變成非線性。將j-n結電容用作了可變電容的普通的壓控振蕩器VCO，具有圖12A所示那樣的振蕩頻率fVCO的特性，其靈敏度KVCO變成圖12B所示那樣的特性。此處，電荷泵電流ICP，一般地如圖12C所示那樣為恒定電流，因此，具有這樣的壓控振蕩器VCO的PLL頻率合成器的開環增益GH(s)，如圖12D所示那樣變成非線性，變成PLL頻率合成器整體的環路增益特性按照振蕩頻率控制信號VT的電位而進行變化。由振蕩頻率控制信號VT的電位造成的該環路增益特性的變動，成為鎖定時間的變動、相位噪聲特性的變動等的原因，構成特性劣化的主要因素。
為了解決這一課題，作為以往技術，存在專利文獻1所記載的技術。在該技術中，將振蕩頻率控制信號VT進行A/D轉換，使用DSP(Digital Signal Processor)通過高速采樣檢測出PLL頻率合成器的收斂過程中的瞬態響應，從而求出壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO，根據該結果使相位比較器PED和電荷泵電路CP的變頻增益Kp發生變化，使PLL頻率合成器的傳遞特性保持恒定。
專利文獻1日本特開平10-154934號公報發明內容但是，上述以往的技術存在如下的問題由于需要A/D轉換器、DSP、以及D/A轉換器，因此價格增高，電路面積大幅度增加，并無法避免地造成整個PLL頻率合成器的電路面積的增大，結果導致安裝PLL頻率合成器的產品尺寸增大，成本上升。而且，從這些電路產生的噪聲還構成使PLL頻率合成器的特性劣化的主要因素。
本發明是為了解決上述以往的課題而完成的，其目的在于，一方面抑制電路面積的增加和價格的增高，一方面不招致PLL頻率合成器的特性劣化地將PLL頻率合成器的環路特性的變動抑制到最小。
為了實現以上的目的，在本發明中，不象以往那樣使用A/D轉換器、DSP、以及D/A轉換器，而是采用以簡單的結構使相位比較器和電荷泵電路的變頻增益發生變化的結構。
即，本發明的PLL頻率合成器的特征在于，包括壓控振蕩器，根據振蕩頻率控制信號的電位使振蕩頻率發生變化；分頻器，以預定的分頻比對來自上述壓控振蕩器的振蕩頻率進行分頻；相位比較器，接受來自上述分頻器的輸出信號和來自外部的參考信號，檢測這兩個信號間的相位差，輸出相位差信號；電荷泵電路，根據上述相位比較器的相位差信號，使恒定電流流入或流出；環路濾波器，對上述電荷泵電路輸出的高頻成分進行濾波，并且將從上述電荷泵電路流入或流出的電流轉換成電壓，作為上述振蕩頻率控制信號輸出；以及線性化電路，控制上述相位比較器和上述電荷泵電路的變頻增益，以補償對PLL頻率合成器的環路增益的上述振蕩頻率控制信號的非線性。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路，接受上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號，根據該振蕩頻率控制信號的電位，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有晶體管，其流過的電流根據上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號的電位而變化的；根據流過該晶體管的電流的值，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有的晶體管為多個晶體管，根據流過上述多個晶體管的電流的總和，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有的多個晶體管，閾值電壓各不相同。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路，具有產生偏壓的偏壓發生電路，上述線性化電路具有的晶體管，源極被輸入上述偏壓發生電路的偏壓，柵極被輸入上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號，根據流過該晶體管的電流的值，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有的晶體管為多個晶體管，根據流過上述多個晶體管的電流的總和，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述偏壓發生電路，產生多個不同的偏壓，上述線性化電路具有的多個晶體管的各自的源極被輸入來自上述偏壓發生電路的不同的偏壓。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述偏壓發生電路，根據從外部輸入的偏壓設定信號，變更產生的多個偏壓。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有的多個晶體管，由P型或者N型的MOS晶體管構成，或者由P型和N型的MOS晶體管構成。
本發明的PLL頻率合成器的特征在于上述線性化電路具有電壓-電流轉換電路，將來自上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號的電壓轉換為電流；和電荷泵電流控制電路，接受來自上述電壓-電流轉換電路的電流，生成與該接受的電流的值對應的電荷泵電流控制信號，將該電荷泵電流控制信號輸出到上述電荷泵電路，上述電荷泵電路，根據來自上述電荷泵電流控制電路的電荷泵電流控制信號，調整流過的電流的值。
根據以上內容，在本發明中，線性化電路例如根據來自環路濾波器的振蕩頻率控制信號的電位，連續地控制相位比較器和電荷泵電路的變頻增益，因此，不需要象以往那樣使用A/D轉換器、DSP和D/A轉換器，能夠以使用了線性化電路的相對簡單的結構，不依賴振蕩頻率控制信號的電位就將PLL頻率合成器的環路增益特性調整為恒定。
特別是在本發明中，線性化電路利用晶體管對輸入電壓的電流驅動能力的變化，控制相位比較器和上述電荷泵電路的變頻增益，因此，能夠以更為簡單的結構，將PLL頻率合成器的環路增益特性調整為恒定。
如以上說明的那樣，根據本發明，使用線性化電路連續地控制相位比較器和電荷泵電路的變頻增益，因此能夠以比以往簡單的結構將PLL頻率合成器的環路增益特性調整為恒定。因此，能夠在整個寬頻抑制鎖定時間的變動、相位噪聲特性的變動等，能夠以低價格和高性能提供寬頻無線通信領域所需要的寬頻PLL頻率合成器。
特別是，根據本發明，能夠以更為簡單的結構，將PLL頻率合成器的環路增益特性調整為恒定。
圖1是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器的整體結構的圖。
圖2是表示上述PLL頻率合成器具有的線性化電路的結構的圖。
圖3是表示上述線性化電路的具體結構的圖。
圖4A是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器具有的壓控振蕩器的振蕩頻率特性的圖；圖4B是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器中該壓控振蕩器的靈敏度的圖；圖4C是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器中電荷泵電流特性的圖；圖4D是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器的環路增益特性的圖。
圖5是表示本發明的第2實施方式的PLL頻率合成器具有的線性化電路的具體結構的圖。
圖6是表示上述PLL頻率合成器具有的電荷泵的電流特性的圖。
圖7是表示本發明的第3實施方式的PLL頻率合成器具有的線性化電路的具體結構的圖。
圖8是表示本發明的第4實施方式的PLL頻率合成器具有的線性化電路的具體結構的圖。
圖9是表示本發明的第5實施方式的PLL頻率合成器具有的線性化電路的具體結構的圖。
圖10A是表示在本發明的第5實施方式的PLL頻率合成器中壓控振蕩器的振蕩頻率特性的圖；圖10B是表示在本發明的第5實施方式的PLL頻率合成器中該壓控振蕩器的靈敏度的圖；圖10C是表示在本發明的第5實施方式的PLL頻率合成器中電荷泵電流特性的圖；圖10D是表示在本發明的第5實施方式的PLL頻率合成器的環路增益特性的圖。
圖11是表示以往的PLL頻率合成器的結構的圖。
圖12A是表示以往的PLL頻率合成器具有的壓控振蕩器的振蕩頻率特性的圖；圖12B是表示在以往的PLL頻率合成器中該壓控振蕩器的靈敏度的圖；圖12C是表示在以往的PLL頻率合成器中電荷泵電流特性的圖；圖12D是表示以往的PLL頻率合成器的環路增益特性的圖。
具體實施例方式
下面參照附圖對本發明的實施方式的PLL頻率合成器進行說明。
(第1實施方式)圖1是表示本發明的第1實施方式的PLL頻率合成器的結構的圖。
在該圖中，PLL頻率合成器具有壓控振蕩器VCO、可編程分頻器DIV、相位比較器PFD、電荷泵電路CP、以及環路濾波器LF。
上述壓控振蕩器VCO，根據振蕩頻率控制信號VT的電壓使振蕩頻率發生變化。上述分頻器DIV，以與從外部輸入的信道選擇信號對應的分頻比對來自壓控振蕩器VCO的振蕩頻率fOUT進行分頻。上述相位比較器PFD，檢測來自上述分頻率DIV的輸出信號fDIV與從外部輸入的參考信號fREF之間的相位差，輸出其相位差信號。上述電荷泵電路CP，根據來自上述相位比較器PFD的相位差信號，使電流流入或流出輸出點。上述環路濾波器LF，對來自上述電荷泵電路CP的輸出電流的高頻成分進行濾波，并且將該輸出電流轉換為直流電壓值。上述環路濾波器LF的輸出，作為振蕩頻率控制信號VT被反饋到壓控振蕩器VCO。
而且，在本實施方式中，還具有線性化電路6，其中，該線性化電路6連續地控制相位比較器PFD和電荷泵電路CP的變頻增益Kp，以補償上述壓控振蕩器VCO的靈敏度(具體而言為輸出的振蕩頻率fOUT的變化的比率)對于振蕩頻率控制信號VT的非線性。以下，對該線性化電路6進行說明。
將上述線性化電路6的內部結構表示為圖2。該圖的線性化電路6具有V-I轉換電路(電壓-電流轉換電路)7、和電荷泵偏壓電流控制電路(以下簡稱為CP偏壓控制電路)8。上述V-I轉換電路7，輸入來自環路濾波器LF的振蕩頻率控制信號VT，將該振蕩頻率控制信號VT的電位水平，轉換為對應于該電位水平的電流值V-IOUT。而且，上述CP偏壓控制電路(電荷泵偏壓電流控制電路)8，根據由上述V-I轉換電路7獲得的電流值V-IOUT，輸出作為控制電荷泵電路CP的電荷泵電流ICP的偏壓電流值的信號的電荷泵電流控制信號CPCONT。
將上述圖2所示的線性化電路6內的V-I轉換電路7、和CP偏壓控制電路8的具體結構表示為圖3。在圖3中，V-I轉換電路7的P型晶體管MP1與N型晶體管MN1的串聯電路配置在電源和接地之間。來自環路濾波器LF的振蕩頻率信號VT輸入到N型晶體管MN1的柵極，根據該振蕩頻率信號VT的電位，其流過的電流I1的值發生變化。即，N型晶體管MN1的電流驅動能力，隨著振蕩頻率信號VT的電位的上升而增大，流過的電流值I1增加。
此外，在圖3所示CP偏壓控制電路8中，具有P型晶體管MP2，由該P型晶體管MP2和上述V-I轉換電路7的P型晶體管MP1構成電流鏡電路，該電流鏡電路對流過上述V-I轉換電路7的N型晶體管MN1的電流值I1進行反映，將該電流值I1取入到CP偏壓控制電路8內。而且，CP偏壓控制電路8，從由2個P型晶體管MP3、MP4構成的電流鏡電路和基準電流源10生成電流I0，將該電流值I0與上述取入的電流值I1相加，使該合計電流值I0+I1流入N型晶體管MN2，將該電流值I0+I1作為電荷泵電流控制信號CPCONT，從作為上述N型晶體管MN2的柵極的結點，賦予圖1所示的電荷泵電路CP，控制該電荷泵電路CP的電荷泵電流ICP。對于如何使用該電荷泵電流控制信號CPCONT來控制電荷泵電流ICP，省略相關圖示，但是，只需使得從電荷泵電路CP流過與電荷泵電流控制信號CPCONT的值成比例的電流即可。
圖4表示本實施方式的PLL頻率合成器的各部和整體的環路增益特性。圖4A表示使用了p-n結型可變電容的普通的壓控振蕩器VCO的振蕩頻率fVCO的特性。圖4B表示該壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO的特性。正如通過該圖4A、圖4B可以明確的那樣，隨著振蕩頻率控制信號VT的電位的增大，壓控振蕩器VCO的振蕩頻率fVCO的變化的比率變小，靈敏度KVCO也變小。圖4C表示電荷泵電路CP的電流特性。該圖4C所示的虛線為圖1所示的以往例中的電荷泵電流ICP，為恒定值，但在本實施方式中，如用實線所表示的那樣，通過線性化電路6，電荷泵電流ICP變成隨著振蕩頻率信號VT的電位的增大而增加。因此，如圖4D所示那樣，PLL頻率合成器整體的環路增益GH(s)特性，與將電荷泵電路CP的電流ICP和壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO的特性相乘的值成比例。因而，以往如該圖4D中以虛線所示的那樣，PLL頻率合成器整體的環路增益GH(s)特性，隨著振蕩頻率控制信號VT的電位的增大而單調減少，對振蕩頻率控制信號VT的變動大，與此不同，在本實施方式中，可以通過線性化電路6，使這種變動如該圖4D中實線所示那樣地減少。
由此，本實施方式的PLL頻率合成器，僅添加圖3所示的極為簡單的線性化電路6，不依賴振蕩頻率控制信號VT的電位水平地使PLL頻率合成器整體的環路增益GH(s)的特性達到大致恒定，因此，能夠通過增加極小規模的電路實現在整個寬頻使PLL頻率合成器的鎖定時間、相位噪聲特性的變動降低的效果。
(第2實施方式)下面，對本發明的第2實施方式進行說明。本實施方式對上述第1實施方式所示的線性化電路6進行了變形。
即，圖5所示的線性化電路6′，在V-I轉換電路7′中，配置有P型和N型晶體管MP1A、MN1A的串聯電路、及其他的P型和N型晶體管MP1B、MN1B的串聯電路這2個電路，來自上述環路濾波器LF的振蕩頻率信號VT分別輸入到上述這2個N型晶體管MN1A、MN1B的柵極。因此，與圖3所示的V-I轉換電路7同樣地，分別流過各串聯電路的2個N型晶體管MN1A、MN1B的電流I1A、I1B，根據該各自晶體管的柵極接受的振蕩頻率信號VT的電位發生變化。而且，在CP偏壓控制電路8′中，還具有電流取入用的2個P型晶體管MP2A、MP2B，流入上述V-I轉換電路7′的2個電流I1A、I1B，通過電流鏡結構被取入到CP偏壓控制電路8′內。該被取入的2個電流I1A、I1B，如圖6中也表示的那樣，與基準電流IO相加，作為電荷泵電流控制信號CPCONT，從N型晶體管MN2的柵極賦予給圖1的電荷泵電路CP。
此處，在上述V-I轉換電路7′中，2個N型晶體管MN1A、MN1B具有不同的閾值電壓，即便是相同的偏壓值(振蕩頻率控制信號VT)也由于電流驅動能力的差，而使流過的電流量I1A、I1B相互不同。因此，在本實施方式中，對于振蕩頻率控制信號VT的變化，能夠對來自CP偏壓控制電路8′的電荷泵電流控制信號CPCONT進行更為細微的控制。由此，能夠使電荷泵電流ICP對振蕩頻率控制信號VT的電位依賴，接近壓控振蕩器VCO的靈敏度特性，可以進一步降低由振蕩頻率控制信號VT的電位變化給PLL頻率合成器帶來的變動。
另外，在本實施方式中為使2個N型晶體管MN1A、MN1B的閾值電壓相互不同，對電荷泵電流控制信號CPCONT進行了細微的控制，但顯然也可以設置3個以上的N型晶體管，也可以通過以閾值電壓以外的參數控制流過各N型晶體管的電流，從而對電荷泵電流控制信號CPCONT進行細微的控制。
(第3實施方式)接著，對本發明的第3實施方式進行說明。本實施方式對上述第1實施方式所示的線性化電路6進行了變形。
即，圖7所示的線性化電路6″，在V-I轉換電路7″中，在柵極接受振蕩頻率控制信號VT的N型晶體管MN1的源極和接地之間，配置有N型晶體管MN3。在該N型晶體管MN3的柵極上，連接有運算放大器12，上述N型晶體管MN1的源電壓、和由偏壓發生電路11產生的偏壓輸入到該運算放大器12。上述運算放大器12控制N型晶體管MN3，使上述N型晶體管MN1的源電壓、與由偏壓發生電路11產生的偏壓一致。另外，圖7所示的CP偏壓控制電路8，與圖1的偏壓控制電路8為同一結構。
因此，流入V-I轉換電路7″的N型晶體管MN1的電流I1，由偏壓發生電路11的偏壓、同環路濾波器LF的振蕩頻率控制信號VT的電位決定。由此，通過由從外部輸入的偏壓設定信號，對偏壓發生電路11的偏壓進行各種各樣的設定，可以對來自CP偏壓控制電路8的電荷泵電流控制信號CPCONT進行比上述第1實施方式和第2實施方式更為細微的控制，因此，能夠進一步將由振蕩頻率控制信號VT的電位給PLL頻率合成器的環路增益帶來的變動抑制在更小的范圍。
(第4實施方式)下面，對本發明的第4實施方式進行說明。本實施方式對表示上述第2實施方式的圖5的線性化電路6′進行了進一步變形。
即，在圖8所示的線性化電路6中，對圖5所示的V-I轉換電路7′進一步添加了具有圖7的偏壓發生電路11的結構。具體而言，則是在V-I轉換電路7中，在柵極接受振蕩頻率控制信號VT的N型晶體管MN1A、MN1B的源極與接地之間，配置有N型晶體管MN3A、MN3B。在這些N型晶體管MN3A、MN3B各自的柵極上，連接有運算放大器12A、12B，運算放大器12A接受對應的N型晶體管MN1A的源電壓、和來自偏壓發生電路11的第1偏壓，另一運算放大器12B接受對應的N型晶體管MN1B的源電壓、和來自偏壓發生電路11的第2偏壓。
因此，在本實施方式中，通過由N型晶體管MN1A、MN1B的閾值電壓的設定帶來的電流驅動能力的優化、以及偏壓發生電路11對第1和第2偏壓值的控制，能夠生成對基于振蕩頻率控制信號VT的壓控振蕩器VCO的靈敏度的非線性進行了良好的補償的電荷泵電流ICP，由此，能夠將PLL頻率合成器整體的環路增益特性的變動抑制到極小。
另外，在本實施方式中例示了在柵極接受振蕩頻率控制信號VT的N型晶體管MN1A、MN1B的個數為2個，偏壓發生電路11產生的偏壓也為2種的例子，但顯然無論N型晶體管的個數、還是產生的偏壓，都可以分別為3個以上。
(第5實施方式)接著，對本發明的第5實施方式進行說明。本實施方式對上述圖8所示的第4實施方式的線性化電路6進行了進一步變形。
即，圖9所示的線性化電路6″″，在V-I轉換電路7″″中，在柵極接受振蕩頻率控制信號VT的2個晶體管，由N型晶體管MN1A和P型晶體管MP1B構成。進而配置有P型和N型晶體管MP4、MN4，該P型晶體管MP4和N型晶體管MN4用于通過電流鏡結構將流過由上述P型晶體管MP1B和N型晶體管MN1B構成的串聯電路的電流I1B輸出到外部。
因此，在本實施方式中，當振蕩頻率控制信號VT的電位增大，變成該振蕩頻率控制信號VT的電位與輸入到N型晶體管MN1A的源極的偏壓的差大于等于N型晶體管MN1A的閾值電壓時，在這一時刻電流流過N型晶體管MN1A；另一方面，當振蕩頻率控制信號VT的電位減少，變成該振蕩頻率控制信號VT的電位與輸入到P型晶體管MP1B的源極的偏壓的差小于等于該P型晶體管MP1B的閾值電壓時，在這一時刻電流流過P型晶體管MP1B。
作為可變電容使用了MOS型可變電容時的普通的壓控振蕩器VCO的振蕩頻率fVCO的特性，變成如圖10A所示那樣，壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO的特性變成如圖10B所示那樣。此處，由來自CP偏壓控制電路8′的電荷泵電流控制信號CPCONT控制的電荷泵電路CP的電荷泵電流ICP，如圖10C所示那樣，當振蕩頻率控制信號VT的電位低時，通過流過P型晶體管MP1B的電流I1B來增加；當振蕩頻率控制信號VT的電位高時，也通過流過N型晶體管MN1A的電流I1A來增加，由此，構成對壓控振蕩器VCO的靈敏度特性的非線性進行補償的形式。如圖10D所示那樣，PLL頻率合成器整體的環路增益GH(s)的特性，在以虛線表示的以往例子中，隨著振蕩頻率控制信號VT的電位變動而大幅變動，但在以實線表示的本實施方式中，對于振蕩頻率控制信號VT的電位，能夠在整個寬頻取得大致恒定的值，對于降低PLL頻率合成器的環路增益特性的變動具有極大的效果。
另外，圖7、圖8及圖9所示的偏壓發生電路11，能夠通過從外部輸入的偏壓設定信號，可變地控制輸出的偏壓，因此，可以考慮在制造PLL頻率合成器時的壓控振蕩器VCO的靈敏度KVCO的特性的變化、構成線性化電路6″、6、6″″的晶體管的電流驅動能力的變化等，來設定最佳的偏壓。
工業上的可利用性如以上說明的那樣，本發明使用與來自環路濾波器的振蕩頻率控制信號對應地控制相位比較器和電荷泵電路的變頻增益的線性化電路，對由振蕩頻率控制信號的電位造成的壓控振蕩器的靈敏度特性的非線性進行補償，不依賴振蕩頻率控制信號的電位地使PLL頻率合成器的環路增益特性達到恒定，因此，適用于通信領域中較寬頻的PLL頻率合成器等的用途，是非常有用的。
權利要求
1.一種PLL頻率合成器，其特征在于，包括壓控振蕩器，根據振蕩頻率控制信號的電位使振蕩頻率發生變化；分頻器，以預定的分頻比對來自上述壓控振蕩器的振蕩頻率進行分頻；相位比較器，接受來自上述分頻器的輸出信號和來自外部的參考信號，檢測這兩個信號間的相位差，輸出相位差信號；電荷泵電路，根據上述相位比較器的相位差信號，使恒定電流流入或流出；環路濾波器，對上述電荷泵電路輸出的高頻成分進行濾波，并且將從上述電荷泵電路流入或流出的電流轉換成電壓，作為上述振蕩頻率控制信號輸出；以及線性化電路，控制上述相位比較器和上述電荷泵電路的變頻增益，以補償對PLL頻率合成器的環路增益的上述振蕩頻率控制信號的非線性。
2.根據權利要求1所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路，接受上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號，根據該振蕩頻率控制信號的電位，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
3.根據權利要求2所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路，具有晶體管，其流過的電流根據上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號的電位而變化，根據流過該晶體管的電流的值，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
4.根據權利要求3所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路具有的晶體管為多個晶體管，根據流過上述多個晶體管的電流的總和，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
5.根據權利要求4所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路具有的多個晶體管，閾值電壓各不相同。
6.根據權利要求3所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路，具有產生偏壓的偏壓發生電路，上述線性化電路具有的晶體管，源極被輸入上述偏壓發生電路的偏壓，柵極被輸入上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號，根據流過該晶體管的電流的值，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
7.根據權利要求6所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路具有的晶體管為多個晶體管，根據流過上述多個晶體管的電流的總和，連續地控制上述相位比較器和電荷泵電路的變頻增益。
8.根據權利要求7所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述偏壓發生電路，產生多個不同的偏壓，上述線性化電路具有的多個晶體管，其各自的源極被輸入來自上述偏壓發生電路的不同的偏壓。
9.根據權利要求8所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述偏壓發生電路，根據從外部輸入的偏壓設定信號，來變更產生的多個偏壓。
10.根據權利要求4、5、7、8中任一項所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路具有的多個晶體管，由P型或N型的MOS晶體管構成，或者由P型和N型的MOS晶體管構成。
11.根據權利要求2所述的PLL頻率合成器，其特征在于上述線性化電路，包括電壓-電流轉換電路，將來自上述環路濾波器的振蕩頻率控制信號的電壓轉換為電流；和電荷泵電流控制電路，接受來自上述電壓-電流轉換電路的電流，生成與該接受的電流的值對應的電荷泵電流控制信號，將該電荷泵電流控制信號輸出到上述電荷泵電路，上述電荷泵電路，根據來自上述電荷泵電流控制電路的電荷泵電流控制信號，調整流過的電流的值。
全文摘要
本發明提供一種PLL頻率合成器。在PLL頻率合成器中，設置輸入來自環路濾波器(LF)的振蕩頻率控制信號(V
文檔編號H03L7/093GK1820417SQ200580000440
公開日2006年8月16日 申請日期2005年5月12日 優先權日2004年8月27日
發明者澤田昭弘 申請人:松下電器產業株式會社