取樣速率轉換器及其方法和音頻裝置的制作方法

專利名稱：取樣速率轉換器及其方法和音頻裝置的制作方法
技術領域：
本申請涉及取樣速率轉換器及其方法以及音頻裝置，所述取樣速率轉換器可以被應用于例如音頻取樣頻率的轉換以及用于圖像的幀的放大或縮小的分辨率的轉換。
背景技術：
在音頻和圖像的數字信號處理中，經常使用濾波處理。由于線性相位是通過有限個分支而得到的特征，經常利用線性相位FIR(有限脈沖響應)濾波器作為用于濾波處理的濾波器。
圖1是示出了線性相位FIR濾波器的橫向(transversal)型電路的配置的圖。
如圖1所示，該線性相位FIR濾波器1具有相對于輸入端TIN串聯連接的且構成移位寄存器的(n-1)個延遲單元2-1到2-n-1，用于將輸入到輸入端TIN的信號和延遲單元2-1到2-n-1的輸出信號乘以濾波系數h(0)到h(n-1)的n個乘法器3-1到3-n，以及用于將n個乘法器3-1到3-n的輸出信號相加并將結果輸出到輸出端TOUT的加法器4。
作為這種線性相位FIR濾波器的代表性設計方法，例如已知由Parks，T.W.和McClellan、J.H.等人應用于線性相位FIR濾波器的Remez交換算法(參見例如非專利文獻1)。
Remez交換算法是用于近似的算法，使得加權近似誤差顯示出相對于期望的振幅特性的等波紋形狀。
作為使用線性相位FIR濾波器的濾波處理的應用，有利用取樣速率轉換的圖像分辨率的轉換以及音頻取樣頻率的轉換。
例如，在分辨率的轉換中，使用利用內插器的多速率濾波器、分米器(decimeter)和線性相位FIR濾波器作為元件技術(參見例如非專利文獻2)。
在多速率濾波器中，一般線性相位FIR濾波器被使用與內插器多相分解匹配。內插器和分米器兩者都是循環的時間不變式系統，并且具有與時間不變式系統的特征不同的特性特征。
由于內插器的循環時間不變性，在圖像分辨率的轉換中會出現稱為“棋盤失真”(chessboard distortion)的格子的失真。
因此，Harada和Takaie考慮用于避免棋盤失真濾波器零點排列的條件(參見非專利文獻3)。
沒有棋盤失真的多速率濾波器的傳送函數H(z)通過將由某種方法構出的線性相位FIR濾波器(以下稱為補償器)的傳送函數K(z)與零點傳送函數Z(z)相乘得到，以避免后面的棋盤失真。
(等式1)H(z)＝Z(z)·K(z)(1)(等式2)Z(z)＝1+z-1+Z-2+…+Z-(U-1)(2)這里，用于避免棋盤失真的如零點傳送函數Z(z)的事先固定的線性相位FIR濾波器將被稱作預濾波器。
圖2A到2C示出了通過將通過Remez交換算法設計的補償器與預濾波器和加權近似誤差相乘來避免棋盤失真的多速率濾波器的頻率響應的示例。
非專利文獻1Parks，T.W.和McClellan，J.H.“ChebyshevApproximation for Nonrecursive Digital Filters with Linear Phase”，IEEE Trans.Circuit Theory，CT-19，2，189-194頁，1972，以及Rabiner，L.R.，Mcclellan，J.H.和Parks，T.W.“FIR Digital Filter DesignTechniques Using Weighted Chebyshev Approximation”，Proc.IEEE，vol.63，4月，595-610頁，1975；非專利文獻2Takaie，Hitoshi，Multi-rate Signal Processing，Shokodo，1997；
非專利文獻3Harada，Yasuhiro和Takaie，HitoshiMulti-rateFilter not Accompanies by Chessboard Distortion and Zero PointArrangement of Same，Shingaku Giho CAS96-78，1-6頁，1997-01。

發明內容
本發明將要解決的問題但是，通過上述方法避免棋盤失真的方法具有如下缺點。
也就是說，在具有用傳統方法設計的傳送函數H(z)的多速率濾波器中，如圖2C所示，通過Remez交換算法設計的加權近似誤差的等波紋塌陷。
此外，在用傳統方法設計的多速率濾波器中，如圖2B所示，通帶增益不是常數值，其右端衰減。
當通過使用這種濾波器進行分辨率的轉換時，圖像的輪廓變得模糊，并影響圖像質量。同樣地，當通過使用這種濾波器進行取樣頻率的轉換時，高頻分量衰減，并且不能進行高精度的音頻復制。
即使在濾波器系數增加時，通帶處的衰減也不能避免。
此外，有這樣的情況，即當在線性相位FIR濾波器的設計規格中頻率w為0時，DC增益必須被設定在1。
但是，在Remez交換算法中，如圖3A到3C所示，不能得到經過任何指定頻率點的振幅特性。
此外，圖4示出了基于傳統多速率信號處理理論的取樣速率轉換的配置的實例。
圖4的取樣速率轉換單元10具有向上取樣器11、FIR濾波器12和向下取樣器13。
此外，在圖4中，“U”和“D”是互為本原的正整數，H(z)指FIR濾波器的傳送函數。此外，向上的箭頭表示用于在信號之間插入(U-1)個零點的向上取樣器，向下的箭頭表示用于以D信號的間隔使信號稀疏的向下取樣器。
圖4的取樣速率轉換單元10通過向上取樣器11增加信號到Y倍的取樣速率，通過使用FIR濾波器12進行帶限制，最后通過向下取樣器13進行將取樣速率降低到1/D的操作。
這樣，取樣速率可以被轉換到U/D倍。該FIR濾波器的截止頻率如下。
(等式3)ωC＝π/maxU，D (3)例如，為了基于傳統多速率信號處理理論實現從44.1kHz或直到44.1kHz的取樣速率轉換，如圖4所示，必須準備其中低通濾波器的FIR濾波器2的截止頻率極度嚴格的濾波器。
一般而言，如下面所示，這種濾波器需要大量的分支，并且極難實現。
從44.1kHz到48kHz，Up＝160，Down＝147，并且截止頻率π/160。
從44.1kHz到32kHz，Up＝320，Down＝441，并且截止頻率π/441。
從44.1kHz到24kHz，Up＝80，Down＝147，并且截止頻率π/147。
從48kHz到44.1kHz，Up＝147，Down＝160，并且截止頻率π/160。
從32kHz到44.1kHz，Up＝441，Down ＝320，并且截止頻率π/441。
從24kHz到44.1kHz，Up＝147，Down ＝80，并且截止頻率π/147。
本發明是考慮這種情況做出的，其目的是提供取樣速率轉換器及其方法和音頻裝置，在所述取樣速率轉換器中加權近似誤差的等波紋不塌陷，通帶的增益可以保持為基本為常數值，可以得到通過任何頻率的振幅特性，并且可以實現高精度轉換。
解決目的的途徑為了實現上述目的，根據本發明第一方面的取樣速率轉換器具有向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于選擇相對于卷積處理單元的處理結果的兩個樣本點，并根據線性內插找到處于所需位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
根據本發明第二方面的取樣速率轉換器包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器；多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號；以及線性內插塊，用于相對于加法裝置得到的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
根據本發明第三方面的取樣速率轉換器包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理；選擇器，用于選擇輸入樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數；以及線性內插塊，用于根據線性內插找到處于所需位置的值，其中FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
根據本發明第四方面的取樣速率轉換方法包括第一步驟，在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；第二步驟，進行相對于其取樣頻率被包括FIR濾波器的卷積處理單元乘以U的信號的預定卷積處理，在FIR濾波器中，脈沖響應由有限時間長度表示，脈沖響應變為濾波器系數，并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯；以及第三步驟，相對于處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中FIT濾波器的濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
根據本發明第五方面的取樣速率轉換方法包括第一步驟，進行輸入樣本信號與被多個卷積處理單元分解成多相的多相濾波器的卷積處理，所述多個卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器而得到的多相濾波器；第二步驟，在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；第三步驟，調整多個信號的傳播時間使取樣頻率被增加到U倍，并產生通過相加所有信號得到的信號；以及第四步驟，相對于第三步驟得到的信號選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
根據本發明第六方面的取樣速率轉換方法包括第一步驟，選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數；以及第二步驟，通過卷積處理單元進行樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，所述卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器得到的多相濾波器并能夠設定不同的濾波器系數，其中FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
本發明的第七方面是一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于相對于卷積處理單元的處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到處于期望位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
本發明的第八方面是一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器；多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號；以及線性內插塊，用于相對于加法裝置的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
本發明的第九方面是一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理；選擇器，用于選擇輸入樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，其中FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
根據本發明，例如，設計了FIR濾波器。例如，通過初始設置，線性相位FIR濾波器被設定，帶被設定，預濾波器的系數被設定，將要通過的任何頻率點被輸入，并且初始極值點被設定。
接下來，用于根據當前極值點和將要通過的頻率點內插振幅特性的內插多項式被產生。
接下來，新的極值點根據從所產生的內插多項式發現的振幅特性被確定。
這些重復進行，并且判斷例如極值位置是否近似在期望范圍內。
然后，從近似的振幅特性中找到濾波器特性。
在這種方式下，在其中具有系數設定的FIR濾波器中，加權近似誤差變為等波形，并且在通帶處的增益被保持在常數值。
此外，可以通過指定的頻率點。
然后，向上取樣器通過在樣本信號之間插入U-1個零點增加取樣頻率到U倍。
接下來，相對于其取樣頻率被包括如上設計的FIR濾波器的卷積處理單元乘以U的信號進行預定的卷積處理。
接下來，其選擇相對于卷積處理單元的處理結果的兩個樣本點，并且根據線性內插找到所需位置處的值。
發明效果根據本發明，具有嚴格截止頻率的取樣速率轉換是可能的。
此外，可能避免棋盤失真。
此外，任何預濾波器都可以考慮，并且可能通過任何頻率點。
此外，可能將處理量抑制到所需的最低限，并且可以實現處理速度的改進。


圖1是示出了FIR濾波器的橫向型電路的配置的圖。
圖2A到2C是示出了傳統方法中避免棋盤失真和加權近似誤差的頻率響應的實例的圖。
圖3A到3C是傳統方法中增益1的頻率響應和附近的放大圖。
圖4是示出了一般取樣速率轉換器的配置的實例的圖。
圖5是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第一實施例的配置的圖。
圖6是概念性地示出了根據本實施例的線性內插塊的線性內插處理的圖。
圖7是概念性地示出了根據本發明實施例通過線性內插塊的線性內插處理來找到在所需位置處的值的處理的圖。
圖8A到8D是示出了其中FIR濾波器具有線性相的四種情況的脈沖響應的圖。
圖9是示出了關于線性相位FIR濾波器的四種情況的Q(ejω)和R的圖。
圖10是示出了加權切比謝夫(chebyshev)近似的實例的圖。
圖11是根據本發明考慮了預濾波器的頻率響應的Remez交換算法的流程圖。
圖12A到12C是說明用于確定加權近似誤差E(ejω)的新極值的方法的圖。
圖13A到13D是示出了當指定本發明的任何頻率點時的頻率響應的圖及其放大圖。
圖14是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第二實施例的配置的圖。
圖15是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第三實施例的配置的圖。
圖16是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第四實施例的配置的圖。
圖17是概念性地示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第五實施例的配置的圖。
圖18是更詳細地示出了在圖17中概念性示出的取樣速率轉換器的圖。
圖19是用于說明線性內插塊中使用的變量的圖。
圖20A和20B是用于具體說明MasterCount的圖。
圖21是概念性示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第六實施例的圖。
圖22是更具體地示出了圖21中概念性示出的取樣速率轉換器的圖。
圖23是說明根據本實施例的取樣速率轉換器的第一安裝方法的流程圖。
圖24是說明根據本實施例的取樣速率轉換器的第二安裝方法的流程圖。
圖25是示出了使用根據本發明的取樣速率轉換器的音頻裝置配置的實例的框圖。
標號說明1--線性相位FIR濾波器，2-1到2-n-1--延遲單元，3-1到3-n--乘法器，4--法器，h(0)到h(n-1)--濾波器系數，TIN--輸入端，TOUT--輸出端，100、100A--樣速率轉換器，101--輸入端，102--LPF，103--向上取樣器，104--卷積處理單元，105--線性內插塊，106--輸出端，200、200A到200E--取樣速率轉換器，201--輸入端，202--LPF，203-1到203-U--卷積處理單元，204-1到204-U--向上取樣器，205-1到205-U-1--延遲單元，206-1到206-U-1--加法器，207--向下取樣器，208--輸出端，209--LPF，210--選擇器，211--輸入端，212--FIR濾波器設計單元，213--第一存儲器，214--LPF卷積處理單元，215--第二存儲器，216--輸入緩沖器，217--卷積處理單元，218--計數器控制單元，219--線性內插處理單元，220--輸出端，230--選擇器，231--輸入端，232--FIR濾波器設計單元，233--第一存儲器，234--輸入緩沖器，235--卷積處理單元，236--計數器控制單元，237--線性內插處理單元，238--LPF，卷積處理單元，239--第二存儲器，240--輸出端，300--音頻裝置，301--輸入端，302--LR分離電路(DSB)，303--取樣速率轉換器(SRC)，304--衰減器(ATT)，305--靜音電路(MUTE)，306--輸出端。
具體實施例方式
下面，將結合附圖給出本發明優選實施例的詳細描述。
<第一實施例>
圖5是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第一實施例的配置的圖。
在圖5中，“U”和“D”是互為本原的正整數，H(z)表示FIR濾波器的傳送函數。此外，向上的箭頭表示用于在信號之間插入(U-1)個零點的向上取樣器。
此外，Fsi表示輸入的取樣頻率，FSO表示輸出的取樣頻率。第一實施例示出了其中FSO＜Fsi的配置的實例。
也就是說，如圖5所示，取樣速率轉換器100具有輸入端101、低通濾波器(LPF)102、向上取樣器103、卷積處理單元104、線性內插塊105和輸出端106。
輸入端101接收具有取樣頻率Fsi的取樣信號x(n)作為輸入。
LPF 102防止(抑制)從輸入端101輸入的取樣頻率Fsi的取樣信號x(n)發生折疊，因為在輸入的取樣頻率Fsi高于輸出的取樣頻率FSO且如此輸出到向上取樣器103時，會產生重疊部分并會出現折疊。
向上取樣器103經由LPF 102接收從輸入端101輸入的具有取樣頻率Fsi的樣本數據x(n)，插入(內插)U-1個零點，增加取樣頻率Fsi到Up倍(過取樣)，并將具有取樣頻率UFsi的樣本信號輸出到卷積處理單元104。
卷積處理單元104包括基于后面解釋的Remez交換算法設計的FIR濾波器，進行在下面的等式中示出的卷積處理(進行帶限制)，并在下一步將處理結果輸出到線性內插塊105。卷積處理單元104通過具有1/Up截止頻率的低通濾波器(傳送頻率H(z))的卷積來內插值。
y(n′)=Σi=0∞h(i)x(n′-1)---(4)]]>這里，h(n)是FIR濾波器的脈沖響應。卷積的輸出(在向下取樣器之前)是通過向上取樣器插入零點得到的樣本。
線性內插塊105從卷積處理單元104的如圖6和圖7中所示具有取樣頻率UFsi的輸出信號中選擇兩個樣本點，根據如下等式中的線性內插找到期望位置處的值(圖7)，并將其作為樣本信號y(m)從輸出端106輸出。
(等式5)y(m)＝αxIn A+βxIn Bβ＝1-α(5)下面，將詳細描述卷積處理單元104的FIR濾波器的設計方法。
根據本實施例的線性相位FIR濾波器可以等同地使用例如如圖1所示的橫向型電路配置。
注意，根據近似的振幅發現，如將在下面詳細說明的，濾波器系數h(n)具有如下特性，其擴展Remez交換算法，指定將被通過的頻率點，考慮預濾波器的頻率響應，并切比謝夫近似期望的振幅特性。
下面，將順序參照

根據本發明設定線性相位FIR濾波器的系數的具體方法。
如等式(6)所示，N個分支的線性相位FIR濾波器的傳送函數H(z)是從預濾波器的傳送函數Z(z)和補償器的傳送函數K(z)的成績得出的濾波器。
(等式6)H(z)＝Z(z)·K(z)(6)這里，假設預濾波器和補償器是U個分支和N-(U-1)個分支的線性相位FIR濾波器，并且預濾波器的傳送函數被事先給出。
此外，在頻率域中通過任何Np數量的頻率點。因此，這里的傳送函數H(z)的濾波器設計就要確定N-(U-1)個分支的補償器的傳送函數K(z)，使得被指定的頻率點被通過，并且振幅特性H(ejω)趨近期望的振幅特性D(ejω)。
分配給具有傳送函數K(z)的補償器的分支數被設定為L＝N-(U-1)。
線性相位FIR濾波器的傳送函數K(z)具有如圖8A到8D所示的線性相位，所以被分成四種情況。
具體地說，其被分成如圖8A所示的奇數個分支和偶對稱的情況1，如圖8B所示的偶數個分支和偶對稱的情況2，如圖8C所示的奇數個分支和奇對稱的情況3，以及如圖8D所示的偶數個分支和奇對稱的情況4。
然后，振幅特性函數K(ejω)在情況1中被保持為原樣，在情況2到4中被重寫如下[等式7]情況1Σn-0(L-1)/2a(n)cos(nω)---(7-1)]]>
情況2Σn-1L/2b(n)cos{(n-1/2)ω}---(7-2)]]>=cos(ω2)Σn=2L/2-1b~(n)cos(nω)]]>情況3Σn=1(L-1)/2c(n)sin(nω)]]>=sin(ω)Σn=0(L-3)/2c~(n)cos(nω)]]>情況4Σn=1L/2d(n)sin{(n-12)ω}]]>=sin(ω2)Σn=0L/2-1d~(n)cos(nω)]]>也就是說，振幅特性系數K(ejω)由固定參數的函數Q(ejω)與包括如圖9所示設計參數的余弦級數P(ejω)的乘積表示。下面，等式(7-1)到等式(7-4)的上限將由R-1+2xNp表示。也就是說，R如圖9中所示來計算。此外，a(n)；-b(n)；-c(n)和-d(n)在一起被統稱為“p(n)”。
當期望的振幅特性被定義為D(ejω)并且相對于每一個頻率的權重是W(ejω)時，加權近似誤差被如下定義[等式8]E(ejω)＝W(ejω){D(ejω)-H(ejω)}(8)[等式9]H(ejω)＝K(ejω)·Z(ejω)＝Q(ejω)·P(ejω)·Z(ejω)(9)當將等式(9)代入等式(8)時，結果如下。
E(ejω)=W^(ejω){D^(ejω)-P(ejω)}---(10)]]>注意， 和 如下。
W^(ejω)=W(ejω)·Q(ejω)·Z(ejω)---(11)]]>[等式12]D^(ejω)=D(ejω)/Q(ejω)·Z(ejω)---(12)]]>等式(10)表示情況1到情況4的四種情況中線性相位FIR濾波器的加權近似誤差。
加權切比謝夫近似問題是要確定等式(7-1)到等式(7-4)的這些a(n)；-b(n)；-c(n)和-d(n)，其使等式(8)中指定頻率帶中的|E(ejw)|的最大值最小化。
下面，將參照具體的實例對此進行說明。
這里，如下面的描述和圖10所示，定義振幅特性D(ejω)。
D (ejω)＝1(在±δ1誤差范圍內，0＜ω＜ωp)D(ejω)＝0(在±δ2誤差范圍內，ωs＜ω＜π)(13)注意，當給定R時，δ1和δ2的值不能被自由指定，但是其比率可以被指定。
W(ejω)在通帶處被設定為常數值W1，而在阻擋頻率下被設定為W2并且被選擇為使得W1δ1＝W2δ2成立。例如，其被選擇為使得W1＝1且W2＝δ1/δ2。這時，下面的反射定理成立。
<定理>
第(R-1)級余弦級數P(ejω)成為相對于w的(0，π)部分中目標特性的最佳加權切比謝夫近似所需的充分條件是(1)E(ejω)在(0，π)部分中變為極值至少(R+1)次。此時取得極值所處的頻率被設定為w0＜w1＜w2＜...＜wR-1＜wR。
(2)相鄰極值的符號是不同的，所有極值的絕對值相等。也就是說，滿足下面的條件。
E(ejωi)·E(ejωiii)＜0(i＝0，1，-，R-1)(E(ejωi)|＝|E(ejωiii)|(i＝0，1，-，R-1)(14)
因此，|E(ejwi)|等于該部分中|E(ejw)|的最大值。
用于獲得最佳切比謝夫近似的技術包括基于反射定理(參見Raber，L.R.，McClellan，J.H.和Parks，T.W.“FIR Digital FilterDesign Techniques Using Weighted Chebyshev Approximation”，Proc.IEEE，vol.63，April，pp.595-610，1975)的Remez交換算法。
Remez交換算法切比謝夫近似在頻率域內的期望振幅特性，并從近似的振幅特性中找出線性相位FIR濾波器的系數。
圖11是根據本發明的經過任何頻率點且考慮了預濾波器頻率響應的Remez交換算法的流程圖。
考慮了具體預濾波器的頻率響應的Remez交換算法如下。
<步驟0>
如圖11所示，首先，進行初始設置(F101)。在該初始設置中，線性相位FIR濾波器被設定，帶被設定，預濾波器的系數被設定，將要通過的任何頻率點被輸入，并且初始極值點被設定。
具體地說，設定項如下。
·分支數，·偶對稱或奇對稱的線性相位FIR濾波器，·帶數，·每一個帶的兩個端頻率，·每一個帶的期望振幅值，·相對于每一個帶的加權，·預濾波器系數，·將要通過的頻率點和振幅值(WR+1，D(ejωR+1)，i＝1，...，Np)，·在近似帶中變為極值的頻率w(0)＝wk(0)(k＝0，...，R)。
注意，上標(i)表示重復次數。
<步驟1>
接下來，用于從當前極值點內插振幅特性的拉格朗日內插多項式被產生(F102)。
在上面等式(8)中示出的切比謝夫近似的目標函數要變為最小值所需的充分條件由反射定理表示。因此，基于反射定理，下面等式的參數p(n)被發現，使得來自期望振幅特性的加權近似誤差δ(1)在每一個頻率點都是相等的，并且符號相反。
p(ejω)=Σn=0R-1p(n)cos(nω)---(15)]]>也就是說，等式(9)在頻率點w(i)＝wk(i)(k＝0，...，R)處的加權近似誤差滿足如下等式[等式16]W^(ejωk(i)){D^(ejωk(i))-P(ejωk(i))}=(-1)kδ(i)(k=0,1,···,R)---(16)]]>下面，為了簡化，省略了下標(i)。在修改等式(16)時，其變成下面的等式。
P(ejωk)+(-1)kδ/W^(ejωk)=D^(ejωk)]]>Σn=0R-1p(n)cos(nωk)+(-1)kδW^(ejωk)=D^(ejωk)(k=0,1,···,R)---(17)]]>然后，頻率域中將被通過的點的等式作為限制被添加到等式(17)[等式18]P(ejωk)=D^(ejωk)]]>Σn=0R-1p(n)cos(nωk)=D^(ejωk),(k=R+1,···,R+Np)---(18)]]>當用矩陣表示等式(17)和等式(18)時，它們變成下面的等式。

=D^(ejω0)D^(ejω1)···D^(ejωR-1)D^(ejωR)D^(ejωR+1)···D^(ejωR+Rp)---(19)]]>但是，解該等式需要非常大量的處理，所以將首先分析δ。
δ=Σj=0RαjD^(e)jω1Σj=0R(-1)jαj/W^(ejω1)---(20)]]>[等式21]αk=Πj≠kR1(xk-xj)---(21)]]>[等式22]xj＝cos(ωj)(22)αk是矩陣F中第k行第(R+1)列元素的余項因子。注意，對于 和 使用等式(11)和等式(12)。
接下來，通過使用該δ來設定下面的等式。
Ck=D^(ejωk)-(-1)kδW^(ejωk),k=1,...,R---(23)]]>[等式24]Ck=D^(ejωk),(k=R+1,···,R+Np)---(24)]]>為了找到除極值點之外的頻率的振幅特性，這次通過使用極值點和將要通過的頻率點，來使用拉格朗日內插多項式作為用于內插的內插多項式。也就是說，P(ejω)通過進行內插來計算，從而通過使用拉格朗日內插多項式由wk(k＝0，...，R+Np)來取得值Ck。
P(e)jω)=Σk=0R+NpCk(βkx-xk)Σk=0R+Np(βkx-xk)---(25)]]>[等式26]βk=Πj=0j≠kR+Np1(xk-xj)---(26)]]>[等式27]x＝cos(ω) (27)該結果符合正被求解的等式(19)。
<步驟2>
從于內插多項式中發現的振幅特性中找出新的極值點(F103)。反復判斷是否得到了最佳近似(F104)。
上述步驟1的結果的每一個極值點wk不總是成為加權誤差函數E(ejω)的極值。有時存在|E(ejw)|變得大于δ(1)的點。因此，新的極值點w(i+1)通過所有點的替換方法確定。
<所有點的同時替換方法>
基于下面的等式，在整個近似帶上搜索根據用于內插的極值點算出的加權近似誤差的極值。這被定義為新的極值點w(i+1)＝wk(i+1)(k＝0，1，...，R)，然后程序返回到步驟1的處理。
E(ejω)=W^(ejω){D^(ejω)-P(ejω)}---(28)]]>假設在極值的位置不再改變時得到最佳近似。這是重復結束的條件。程序然后進行到下一個步驟3的處理。
圖12A到12C是所有點替換方法的概念圖。
簡單對此進行說明，圖12A到12C中的黑點表示用于內插的極值點。從該極值點中找到的加權近似誤差E(ejω)對應于實線。
如圖12A所示，在黑點的極值點處的加權近似誤差的值變為白點，但是實際的極值是由方塊表示的頻率。因此，程序返回到步驟1的處理，同時將由方塊表示的頻率定義為新的極值點。
此外，如圖12B所示，用于內插的極值點的頻率和實際極值的頻率是偏離的，因此，由方塊表示的頻率被定義為新的極值點，然后程序返回到步驟1的處理。
然后，如圖12C所示，當用于內插的極值點和實際的加權近似誤差的極值點(白點)相同時，反復結束。
<步驟3>
線性相位FIR濾波器的系數從近似的振幅特性中找到(F105)。
當從最佳近似函數P(ejω)中找到N個分支的脈沖響應h(n)時，是從下面的等式中找，來替代從p(n)中找。
H(ejω)＝P(ejω)·Q(ejω)·Z(ejω) (29)[等式30]情況1h(n)=1N{H(0)}+2Σk=1N-12(-1)kH(2πNk)cos(2πNk(n+12))}---(30)]]>[等式31]情況2
h(n)=2NΣk=0N2-1(-1)kH(2πN(k+12))sin(2πN(k+12)(n+12))---(31)]]>[等式32]情況3h(n)=-2NΣk=0N-12(-1)kH(2πNk)sin(2πNk(n+12))---(32)]]>[等式33]情況4h(n)=2NΣk=0N2-1(-1)kH(2πN(k+12))cos(2πN(k+12)(n+12))---(33)]]>此外，當找到L＝N-(U-1)個分支的補償器的脈沖響應k(n)時，根據如下等式計算。
K(ejω)＝P(ejω)·Q(ejω) (34)[等式35]情況1k(n)=1L{K(0)}+2Σk=1L-12(-1)kK(2πLk)cos(2πLk(n+12))}---(35)]]>[等式36]情況2k(n)=2LΣk=0L2-1(-1)kK(2πL(k+12))sin(2πL(k+12)(n+12))---(36)]]>[等式37]情況3k(n)=-2LΣk=0L-12(-1)kK(2πLk)sin(2πLk(n+12))---(37)]]>[等式38]情況4
k(n)=2LΣk=0L2-1(-1)kK(2πL(k+12))cos(2πL(k+12)(n+12))---(38)]]>如果預濾波器的傳送函數Z(z)是如下面等式中示出的1，那么與通過任何頻率點的Remez交換算法是一樣的。
(等式39)Z(z)＝1(39)此外，在其中不存在將被通過預濾波器的頻率點的情況下，當Np＝0時，其與考慮了預濾波器的頻率響應的Remez交換算法一樣。
此外，當預濾波器的傳送函數Z(z)如在下面等式中所示為1且不存在將要通過的頻率點時，當Np＝0時，其與普通的Remez交換算法是一樣的。
(等式40]z(z)＝1 (40)圖13A到13D是示出了通過擴展Remez交換算法設計的、使得任何頻率點被通過且預濾波器的頻率響應可以按如下規格考慮的低通濾波器的頻率響應的圖。
注意，在下面的說明中，用于避免棋盤失真的零點將被作為預濾波器處理。
預濾波器的頻率響應被如下表示。
Z(ejω)=(1+e-jω+e-2jω+···+e-jω(U-1))]]> 說明將在下面示出。
<線性相位FIR濾波器>
·24個分支·偶對稱
·等式(2)的預濾波器U＝3(被調節使得DC增益變為U)<設計方法>
由經過任何頻率點且考慮了預濾波器頻率響應的Remez交換算法設計。
帶
指定的頻率點

圖13A是示出了用分貝顯示的頻率響應的圖，圖13B是示出了將值保持為原樣而被顯示的頻率響應的圖。圖13C是增益3鄰近部分的放大圖，圖13D是增益0鄰近部分的放大圖。
在圖13A到13D中，虛線表示預濾波器的頻率特性和補償器的頻率特性，實曲線表示最后得到的頻率特性(所提出的H(z))，豎實線表示其中H(z)＝0必須成立以避免棋盤失真的頻率(零點)黑點表示帶的截點。
根據圖13A，可以確認通帶的增益保持常數值，并且通過零點，以避免棋盤失真。
此外，根據圖13C可以確認所指定的頻率點被通過。
此外，根據圖13C和13D可以確認保持了等波形。
也就是說，通過Remez交換算法設計的通過任何頻率點且被放大以使得預濾波器的頻率響應可以被考慮的低通濾波器，可以給出良好的頻率響應特性。
接下來，將說明具有上述配置的取樣速率轉換器的操作。
從輸入端101輸入的具有取樣頻率FS的樣本數據x(n)被輸入到LPF 102。
在LPF 102中，從輸入端101輸入的取樣頻率Fsi的樣本信號的折疊出現被避免(抑制)，并且信號被輸出到向上取樣器103。
在向上取樣器103中，(U-1)個零點被插入到信號之間，取樣頻率Fsi被增加到U倍，并且具有取樣頻率UFsi的樣本信號被輸出到卷積處理單元104。
卷積處理單元104基于等式(3)進行卷積處理，限制樣本信號的帶，并在下一個階段中將其原樣提供給線性內插塊105。
這時，卷積輸出(在向下取樣器之前)是通過插入零點由向上取樣器得到的樣本。
然后，線性內插塊105從卷積處理單元104的輸出信號中選擇取樣頻率UFsi的兩個樣本點。然后，根據線性內插找到所需位置處的值。
據此，具有取樣頻率Fso的樣本信號y(m)被從輸出端106輸出。
在具有上述功能的取樣速率轉換器100中，卷積處理單元104的FIR濾波器是線性相位FIR濾波器，其中，脈沖響應變為濾波器系數，傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)和補償器的傳送函數K(z)相關聯并且與將要通過的頻率點以及預濾波器的頻率響應相關聯，并且濾波器系數是通過使用經過任何頻率點的Remez交換算法且考慮了預濾波器相對于將要通過的頻率點的頻率響應和預濾波器的頻率響應、基于通過進行相對于期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性被設定的，因此本發明的取樣速率轉換器具有如下優點。
也就是說，可以避免棋盤失真。此外，可以考慮任何預濾波器，并且可以通過任何頻率點。
此外，設置是如下組成的向上取樣器103，用于在信號之間插入(U-1)個零點并增加取樣頻率Fsi到U倍，卷積處理單元104，用于通過具有1/up截止頻率的低通濾波器的卷積(傳送函數H(z))內插值，以及線性內插塊105，用于從具有取樣頻率UFsi的卷積處理單元104的輸出信號中選擇兩個樣本點以及根據線性內插找出在所需位置處的值，因此，如圖表3所示，具有如下優點，即其中截止頻率很嚴格的取樣速率轉換器是可能的。
表3示出了根據本實施例由取樣速率轉換器支持的頻率帶。
表3.由本發明的取樣速率轉換支持的頻率

在表3中，輸入的取樣頻率Fsi是8kHz、11.025kHz、12kHz、22.05kHz、24kHz、32kHz、44.1kHz、48kHz和96kHz，輸出的取樣頻率Fso是8kHz、11.025kHz、12kHz、22.05kHz、24kHz、32kHz、44.1kHz和48kHz。
在表3中，“△”部分是可以由取樣速率轉換器基于一般的多速率信號處理得到的頻率。一般而言，基于多速率信號處理的那些具有更好的衰減特性，并且在通帶等的控制中更容易，但是通過根據本實施例的取樣速率轉換器也是可能實現的。
此外，根據第一實施例，LPF 102被設置在輸入端101和向上取樣器103之間，因此，當輸入的取樣頻率Fsi高于輸出的取樣頻率Fso時，重疊部分的出現和折疊的出現可以被抑制。
<第二實施例>
圖14是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第二實施例的配置的圖。
第二實施例與上面說明的第一實施例的區別在于LPF 17被設置在線性內插塊105與輸出端106之間，取代了在輸入端101與向上取樣器103之間設置LPF 102，并且配置被制成使得當輸入的取樣頻率Fsi低于輸出的取樣頻率Fso時會出現成像部分，并且避免(抑制)了在原始數據中不存在的頻率部分的出現。
配置的其余部分與上面說明的第一實施例的相同。
根據第二實施例，具有如下優點，可以避免(抑制)在原始數據中不存在的頻率分量的出現，并且以與第一實施例相同的方式，可以避免棋盤失真，并且可以考慮可選的預濾波器，可以通過任意頻率點，并且其中截止頻率很嚴格的取樣速率轉換變為可能。
注意，還可能在輸入端101與向上取樣器103之間提供LPF 102，在線性內插塊105與輸出端106之間提供LPF 107。
<第三實施例>
圖15是示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第三實施例的配置的圖。
注意，在圖15中，“U”和“D”是互為本原的正整數，R(z)指多相濾波器的傳送函數。此外，向上的箭頭表示在信號之間插入(U-1)個零點的向上取樣器。
第三實施例與上面說明的第一實施例的區別在于FIR濾波器被所謂“多相分解”成U個濾波器，并且使用多相配置。
這里，將首先給出對多相分解的說明。
<多相分解>
取樣速率轉換器通過使用第(N-1)級FIR濾波器(傳送函數H(z))限制帶，并內插零點部分的樣本。
H(z)=Σn=0N-1h(n)z-n---(42)]]>該FIR濾波器的截止頻率ωc變為[等式43]wc＝π/maxU，D (43)圖5的配置可以由多相配置如圖15中所示地等同表示。等式(42)的濾波器的傳送函數H(z)和多相濾波器的傳送函數Ri(z)通過如下關系表示。
H(z)=RU-1(zU)+z-1RU-2(zU)+···+z-(U-1)Ro(zU)]]>=Σn=0U-1Ri(zU)z(U-1-i)---(44)]]>[等式45]Ri(z)=Σn=0N/U-1h(Un-i-1+U)z-n---(45)]]>注意，計算是如下進行的，將整個倍數增加到U，或者，在對NU個分支不充足時，假設存在0系數。
在圖15中示出的內插的輸入/輸出關系在將多相濾波器的脈沖響應表示為ri(n)時通過卷積和向上取樣器的處理變為如下。
y(m)=x0(m-(U-1)U),m=kU+(U-1)···xu-2((m-1)U),m=kU+1xU-1(mU),m=kU---(46)]]>注意，k是整數，xi(m)變為如下 ni(m)=Σn=0∞n(n)x(m-n)---(47)]]>根據第三實施例的取樣速率轉換器200包括，如圖15所示，輸入端201，LPF 202，卷積處理單元203-1到203-U，向上取樣器204-1到204-U，延遲單元205-1到205-U-1，加法器206-1到206-U-1，線性內插塊207，和輸出端208。
在這些部分中，加法裝置是通過延遲單元205-1到205-U-1和加法器206-1到206-U-1構成的。
輸入端201接收具有取樣頻率FS的樣本信號x(n)作為輸入。
當輸入的取樣頻率Fsi高于輸出的取樣頻率FSO時，產生重疊部分，并且出現折疊，因此LPF 202防止(抑制)從輸入端201輸入的具有取樣頻率Fsi的樣本信號x(n)出現折疊，并將結果輸出到卷積處理單元203-1到203-U。
卷積處理單元203-1到203-U包括通過多相分解基于上述Remez交換算法設計的FIR濾波器而得到的多相濾波器，基于上述等式(47)進行輸入樣本信號與多相濾波器之間的卷積處理，并在下一個階段將處理結果輸出到向上取樣器204-1到204-U。
向上取樣器204-1到204-U接收卷積處理單元203-1到203-U的輸出樣本信號，插入(U-1)個零點，增加取樣頻率Fsi到U倍，并輸出具有取樣頻率UFsi的樣本信號。
延遲單元205-1通過向上取樣器204-1將具有取樣頻率UFs的樣本信號延遲預定的時間，并將結果輸出到加法器206-1。
此外，延遲單元205-1到205-U-1將加法器206-1到206-U-2的輸出信號延遲預定的時間，并將結果輸出到加法器206-2到206-U-1。
加法器206-1將通過顯示取樣器204-2的具有取樣頻率UFsi的樣本信號與被延遲單元205-1延遲的樣本信號相加，并將結果輸出到延遲單元205-2。
加法器206-2將通過顯示取樣器204-3的具有取樣頻率UFsi的樣本信號與被延遲單元205-2延遲的樣本信號相加，并將結果輸出到延遲單元205-3。
以相同的方式，加法器206-U-1將通過顯示取樣器204-U的具有取樣頻率UFsi的樣本信號與被延遲單元205-U-1延遲的樣本信號相加，并將結果輸出到線性內插塊207。
線性內插塊207從加法器206-U-1的輸出信號中選出兩個樣本點，所述輸出信號即通過將具有其取樣頻率被向上取樣器204-1到204-U-1乘以U的樣本信號相加而得到的信號，根據如上面等式(5)中的線性內插找出位于期望位置(圖7)的值，并將結果作為樣本信號y(m)從輸出端208輸出。
在取樣速率轉換器200中，在折疊的出現在LPF 202被避免(抑制)之后，從輸入端201輸入的具有頻率Fs的樣本信號x(n)被并行輸入到包括多相濾波器的卷積處理單元203-1到203-U。
卷積處理單元203-1到203-U進行輸入樣本信號和多相濾波器的卷積處理，并將處理結果在下一個階段中提供給向上取樣器204-1到204-U。
向上取樣器204-1到204-U在卷積處理單元203-1到203-U的輸出樣本信號之間插入(U-1)個零點，增加取樣頻率FsiU-flod，并輸出具有取樣頻率UFsi的樣本信號。
向上取樣器204-1到204-U的輸出信號被延遲單元205-1到205-U-1和加法器206-1到206-U-1延遲，然后被累積相加并提供給線性內插塊207。
然后，線性內插塊207從具有取樣頻率UFsi的加法器206-U-1的輸出信號中選擇兩個樣本點。然后，根據線性內插找到在所需位置的值。
據此，具有取樣頻率Fso的樣本信號y(m)被從輸出端208輸出。
根據第三實施例，除了上述第一實施例的效果之外，還有如下優點，即處理量可以被降低到所需的最低限，并且可以實現處理速度的改進。
<第四實施例>
圖16是示出了根據本發明取樣速率轉換器的第四實施例的配置的圖。
第四實施例與上述第三實施例的區別在于，LPF 209被設置在線性內插快207與輸出端208之間，而取代了在輸入端201與卷積處理單元203-1到203-U-1之間設置LPF 202，并且配置被做成使得防止(抑制)了在輸入的取樣頻率Fsi低于輸出的取樣頻率Fso時成像部分的產生以及原始數據中不存在的頻率部分的產生。
配置的其余部分與第三實施例的相同。
根據第四實施例，除了上述第二實施例的效果之外，還有如下優點，即處理量可以被降低到所需的最低限，并且可以實現處理速度的改進。
注意，還可能在輸入端201與卷積處理單元203-1到203-U-1之間設置LPF 202，以及在線性內插快207與輸出端208之間提供LPF209。
<第五實施例>
圖17是概念性示出了根據本發明的取樣速率轉換器的第五實施例的圖。
第五實施例與上述第三實施例的區別在于，線性內插所需的樣本的位置可以在線性內插塊中被指定，因此，配置被制成使得將線性內插快看作是選擇器210，選擇相應于選擇器210輸出的樣本而被設定的多相濾波器，并基于上述等式(47)進行多相的卷積處理。
通過這種方式，可能將線性內插快看作是選擇器210，選擇相應于輸出樣本的多相濾波器，并且只進行等式(47)的多相卷積處理。
通過這樣做，就不必進行不必要的計算了。
在該情況下的取樣速率轉換器200B的配置，如圖17所示，基本上包括，具有取樣頻率Fs的樣本信號x(n)被輸入到的輸入端201，用于抑制當輸入的取樣頻率Fsi高于輸出的取樣頻率Fso時重疊部分產生以及折疊的出現的LPF 202，卷積處理單元203(從1到n)，用于進行輸入樣本和通過將濾波器分解成多相而得到的多相濾波器的卷積處理(等式(47))，選擇器210，用于選擇相應于輸出樣本的多相濾波器，以及輸出端208，用于將具有被轉換頻率的樣本信號y(m)輸出到期望的取樣頻率。
圖18是更具體地示出了圖17中概念性示出的取樣速率轉換器200B的圖。
如圖18所示，該取樣速率轉換器200C包括，具有取樣頻率Fs的樣本信號x(n)被輸入到其中的輸入端211，具有基于圖11的上述算法被設定系數的FIR濾波器設計單元212，第一存儲器213，用于存儲FIR濾波器設計單元212的多相濾波器系數設定，卷積處理單元214，用于進行LPF的卷積處理以抑制當輸入的取樣頻率Fsi高于輸出的取樣頻率Fso時重疊部分的產生以及折疊的出現，用于存儲LPF系數的第二存儲器215，用于存儲卷積處理單元214的輸入數據的輸入緩沖器216，卷積處理單元217，用于基于輸入緩沖器216中存儲的輸入數據以及從第一系數存儲器213中讀出的系數進行輸入數據和分解成多相的多相濾波器的卷積處理，計數器控制單元218，其作用是選擇輸入樣本所需的兩個樣本點并選擇相應的多相濾波器以及找出線性內插的系數，線性內插處理單元219，用于基于計數器控制單元218的線性內插系數從卷積處理單元217的輸出中找到處于所需位置的值，以及輸出端220，用于輸出頻率被轉換成期望取樣頻率的樣本信號。
計數器控制單元218包含在線性內插塊中，并且包括變量主計數器(MasterCounter)。
圖19是用于說明線性內插塊中使用的變量的圖。
如圖19所示，線性內插塊包括如下變量，MasterCount作為用于確定線性內插的操作的主計數器，Count1000作為將被相加到主計數器的小數點或更小的計數器，是將被相加到主計數器的整數部分的相加值，以及CountAmari作為將被相加到Count1000的小數點或更小的誤差的相加值。
圖20A和20B是具體說明MasterCount的圖。
MasterCount如圖20A和20B所示地由至少26位組成，其中，從第0位到第15位的16位表示線性內插的系數，從第16位到第22位的7位表示多相系數設定的數量，從第23位到第25位的3位表示將被讀并被取出的樣本數。
<第六實施例>
圖21是概念性示出根據本發明的取樣速率轉換器的第六實施例的圖。
第六實施例與上述第四實施例的差別在配置上，即線性內插所需的樣本的位置可以被指定在線性內插塊中，因此，線性內插塊被認為是選擇器230，相應于選擇器230的樣本輸出而設定的多相濾波器被選擇，并進行基于上述等式(47)的多相卷積處理。
在這種方式下，通過將線性內插塊看作是選擇器230并選擇相應于輸出樣本的多相濾波器，僅可進行等式(47)的卷積處理。
通過這樣做，就不必進行不必要的計算。
如圖21所示，在該情況中的取樣速率轉換器200D的配置基本上包括，具有取樣頻率Fs的樣本信號x(n)被輸入到其中的輸入端201，卷積處理單元203(從1到n)，用于進行輸入樣本和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理(等式(47))，選擇器230，用于選擇相應于輸出樣本的多相濾波器，LPF 209，用于抑制當輸入的取樣頻率Fsi低于輸出的取樣頻率Fso時成像部分的產生以及原始數據中不存在的頻率部分的出現，以及輸出端208，用于輸出具有被轉換成期望取樣頻率的頻率的樣本信號y(m)。
圖22是更具體地示出了在圖21中概念性示出的取樣速率轉換器200D的圖。
如圖18所示，該取樣速率轉換器200E包括，具有取樣頻率Fs的樣本信號x(n)被輸入到其中的輸入端231，具有基于圖11的上述算法被設定系數的FIR濾波器設計單元232，第一存儲器233，用于存儲FIR濾波器設計單元232的多相濾波器系數設定，用于存儲卷積處理單元235的輸入數據的輸入緩沖器234，卷積處理單元235，用于基于輸入緩沖器234中存儲的輸入數據以及從第一系數存儲器233中讀出的系數進行輸入數據和分解成多相的多相濾波器的卷積處理，計數器控制單元236，其作用是選擇輸出樣本所需的兩個樣本點并選擇相應的多相濾波器以及找出線性內插的系數，線性內插處理單元237，用于基于計數器控制單元236的線性內插系數從卷積處理單元235的輸出中找到處于所需位置的值，卷積處理單元238，用于進行LPF的卷積處理以抑制當輸入的取樣頻率Fsi低于輸出的取樣頻率Fso時成像部分的產生以及原始數據中不存在的頻率部分的出現，用于存儲LPF系數的第二存儲器239，以及輸出端240，用于輸出頻率被轉換成期望取樣頻率的樣本信號。
注意，計數器控制單元236的本質與參照圖19和圖20A和20B說明的那些相同。
下面，將依次說明根據實施例的取樣速率轉換器的安裝方法和具體實例。
這里，將依次說明圖5、圖17和圖18的取樣速率轉換器的安裝方法和具體實例，以及圖14、圖21和圖22的取樣速率轉換器的安裝方法和具體實例。
<取樣速率轉換器(圖5、圖17和圖18)的安裝方法>
在實現圖5中所示的取樣速率轉換器時，是通過使用圖17中示出的多相配置實現的。在下面說明的實現方法中，通過選擇相對于輸出的所需輸入以及選擇多相濾波器，所需的最少計算是令人滿意的。
圖23是說明根據本實施例的取樣速率轉換器的安裝方法的流程圖。
具體的處理如下。注意，為了便于說明，使用類似C語言的表述，但是安裝方法是硬件、軟件或硬件與軟件的混和是不重要的。
<步驟10>
如圖23所示，首先，進行初始設置(F201)。在該初始設置中，輸入數據的數量、輸出數據的數量、輸入數據的中心、多相濾波器的分支數以及多相濾波器的系數設定的數量被設定。具體地說，計數器控制單元215的初始值被設定。
它們具體如下。
·輸入數據數InputSample；·分支數Tap；·輸入數據的中心InputOffset＝0；·多相濾波器的分支數PolyTap＝(Tap+Up-1)/Up；·多相濾波器的系數設定數Coeff Count；以及·線性內插塊找到CountAdd和CountAmari的方法根據輸入的取樣頻率Fsi和輸出的取樣頻率Fso定義。
只有整數部分*/CountAdd＝(int)(Fso/Fsi*2^23)；100小數點或更少*/CountAmari＝((Fso/Fsi*2^23)-CountAdd)*1000；當頻率被從44.1kHz轉換成48kHz時，具體如下實例轉換44.1kHz→48kHz*/CountAdd＝9130457；CountAmari＝687；Count1000的初始值被如下確定。
Count1000＝500；/*for rounding*/<步驟11>
接下來，低通FIR濾波器通過已經參照例如圖11說明的Remez交換算法設計(F202)。
這里，將省略其詳細描述。
<步驟12>
接下來，準備多相濾波器(F203)。即，根據FIR濾波器的傳送函數H(z)，通過使用上述等式(42)的發展等式找到多相濾波器的傳送函數Ri(z)。
如在下面的等式中，找到每一個多相的標準化系數RiNormal。
RiNormal=Σk=0PolyTap-1Coef(k)---(48)]]>然后，進行卷積的系數倒置。也就是說，為了進行上述等式(47)的卷積，多相濾波器的系數被重新排列成相反的順序。
第一多相的系數設定使得分支的中心位置成為第一輸入*/有必要選擇系數設定。*/CoeffCount＝(PolyTap*/Up/2)％Up；設定MasterCount的初始值。*/包括MasterCount＝H(z)的中間值的多相的系數設定數CoeffCount)＜＜16注意，＜＜16表示16位的改變。
<步驟13>
接下來，確定多相濾波器和輸入的中心(F204)。
發現線性內插的系數LinearCord以及多相系數設定數CoefCount如下/*系數設定和線性內插系數根據MasterCount找到*/CoefCount＝((MasterCount&0x007fffff)＞＞16)&0x0000007f；LinearCoef＝((MasterCount&0x007fffff)&0x0000ffff)；<步驟14>
進行通過低通濾波器LPF的濾波處理(F209)具體地，在卷積如等式(49)進行并且接下來如等式(50)被舍入之后，其如等式(51)中被標準化，然后如在等式(52)中進行剪輯。
卷積
Yconv=Σk=0LPFTap-1LPF(k)×x(InputOffset)+k-LPFTap/2---(49)]]>[等式50]舍入結束ytmp=Yconv+(LPFNormal/2)Yconv≥0Yconv-(LPFNormal/2)Yconv<0---(50)]]>[等式51]標準化YNormal＝Ytmp/LPFNormal(51)[等式52]剪輯Src(n)=CLIP_MAXYNormal≥CLIP_MAXCLIP_MINYNormal≤CLIP_MINYNormalelse---(52)]]>在16位的情況下，CLIP MAX＝32767和CLIP MIN＝32768成立。
在24位的情況下，CLIP MAX＝8388607和CLIP MIN＝8388608成立。
在有符號8位的情況下，CLIP MAX＝127和CLIP MIN＝128成立。
在無符號8位的情況下，CLIP MAX＝255和CLIP MIN＝0成立。
<步驟15>
接下來，進行上述等式(47)的卷積(F205)。
找到線性內插塊中需要的兩個樣本點。在卷積計算中，多相系數設定以及輸入數據的數量通過使用表4中左邊樣本InA和右邊樣本InB的下列值來計算。


具體地，在如等式(53)進行卷積并且結果如等式(54)中舍入結束之后，結果被如等式(55)中標準化，然后如等式(56)中剪輯。
卷積Inconv=Σk=0PolyTap-1CoefCount(k)xSrc(InputOffset+(k-PolyTap/2))---(53)]]>[等式54]舍入結束Intap=Inconv+(RNormal/2)xconv≥0Inconv-(RNormal/2)xconv<0---(54)]]>[等式55]標準化InNormal＝InTap/RNormal(55)[等式56]剪輯

在16位的情況下，CLIP MAX＝32767和CLIP MIN＝32768成立。
在24位的情況下，CLIP MAX＝8388607和CLIP MIN＝8388608成立。
在有符號8位的情況下，CLIP MAX＝127和CLIP MIN＝128成立。
在無符號8位的情況下，CLIP MAX＝255和CLIP MIN＝0成立。
<步驟16>
接下來，進行線性內插(F206)。
如下進行一個實例的線性內插。
PCM的負最小值24位*/#定義SRC PCM 24BIT MINUS-8388608加上PCM的最大值24位*/#定義SRC PCM 24BIT PLUS 8388607線性Alpha、Beta系數的最大值到128位*/#定義SRC LINEAR MAX COEF 65535線性內插的16位的舍入*/#定義SRC LINEAR NORMAL 32768線性內插的16位的改變量*/#定義SRC LINEAR SHIFT 16進行線性內插的1實例alpha，/*16位輸入*/IN A，/24位輸入*/IN B，/*24位輸入*/OUT Y/*24位輸出*/lldata＝alpha*In B+(SRC線性MAX COEF-alpha)*/INA；/*舍入*/if(lldata＞＝0)lldata+＝(SRC線性標準化)；else lldata-＝(SRC線性標準化)；/*標準化*/Out Ya＝(lldata＞＞SRC線性位移)；剪輯*/
Y(n)＝(Out Ya＜SRC PCM 24BIT MINUS)？SRC PCM 24BITMINUS((Out Ya＞SRC PCM 24BIT PLUS)？SRC PCM 24BITPLUSOut Ya)；<步驟17>
更新計數器值和樣本中心(F208)。
將被讀的MasterCount和樣本數Readsample被如下更新。
將計數值相加到控制主計數器*/Mas terCount+＝CountAdd；小數點的余數或更少*/1000次*/Count1000+＝CountAmari；if(Count1000＞＝1000){Mas terCount+＝1；Count1000-＝1000；}InputOffset+＝((MasterCount)＞＞23)&0x00000007；MasterCount＝MasterCount&0x007fffff；<步驟18>
這里，進行是否滿足結束條件的判斷(F207)。當條件滿足時，結束處理。當不滿足時，程序返回到F208和F209的處理。
接下來，將說明圖14、圖21和圖22的取樣速率轉換器的安裝方法和具體實例。
<取樣速率轉換器(圖14、圖21和圖22)的安裝方法>
在實現圖14中所示的取樣速率轉換器時，是通過使用圖21中示出的多相配置實現的。在下面說明的實現方法中，通過選擇相對于輸出的所需輸入以及選擇多相濾波器，所需的最少計算是令人滿意的。
圖24是說明根據本實施例的取樣速率轉換器的安裝方法的流程圖。
具體的處理如下。注意，為了便于說明，使用類似C語言的表述，但是安裝方法是硬件、軟件或硬件與軟件的混和是不重要的。
圖24的處理與圖23的相同，只是圖23處理中F209的處理在F206處理之后進行。
步驟中處理的內容與參照圖23說明的內容相同，因為這里省略了重疊的部分。
<第七實施例>
作為第七實施例，將說明每一個上述取樣速率轉換器的音頻裝置。
圖25的框圖示出了使用根據本發明的取樣速率轉換器的音頻裝置的配置的實例。
音頻裝置300包括輸入端301，LR分離電路(DSB)302，取樣速率轉換器(SRC)303，衰減器(ATT)304，靜音電路(MUTE)305，以及輸出端306。
關于取樣速率轉換器(SRC)303，使用如上述第一到第六實施例中參照圖5、圖14、圖17、圖18、圖21和圖22說明的、取樣速率轉換器100、100A、200和200A。
在這種情況下，關于與上述說明不同的地方，進行如下處理。
進行結束點處理。也就是說，當進行第一濾波器計算時，缺少Tap/2個樣本。0被補充用于Tap/2個樣本。
此外，進行先前數據的保持處理。關于音頻特有的處理，有必要在應用濾波器之后相對于寬度如下復制輸入數據用于下一個濾波器計算。
Src(i)＝Src(Width+i)，i＝0，…，Tap-1 (57)在該音頻裝置300中，例如，從輸入端301輸入的48kHz的PCM數字信號在分離電路302被進行預定的分離，然后取樣速率在取樣速率轉換器303被轉換，并且結果作為例如44.1kHz的信號被輸出。
然后，在衰減器304進行衰減處理，并且PCM數字音頻信號經由靜音電路305從輸出端306輸出。
根據音頻裝置300，因為其具有其中避免了棋盤失真、可以考慮任何預濾波器、可以通過任何頻率點、并且處理量可以被降低到所需最低限的取樣速率轉換器，所以具有如下優點，噪聲耐量被改善，線性增益的偏差可以避免，并且可以實現處理速度的改進。
<第八實施例>
作為第八實施例，將說明利用取樣速率轉換器的圖像處理裝置。
在使用取樣速率轉換用于使用線性相位FIR濾波器的濾波處理應用的圖像分辨率轉換中，使用由利用內插器、分米器和線性相位FIR濾波器的多速濾波器組成作為元件技術。
在這種情況下，進行結束點處理。關于兩端的處理，進行使得零被首先補充、然后輸入被反射(映射)數據、最后保持兩端象素的處理。
此外，進行初始化。具體地，在將處理進行到圖像末端時，CoefCount＝0被初始化。
根據本圖像處理裝置，因為其具有其中避免了棋盤失真、可以考慮任何預濾波器、可以通過任何頻率點、并且可能將處理量降低到所需最低限的取樣速率轉換器，所以具有如下優點，即圖像不顯示晶格狀態，可以避免線性增益的偏差，并且可以實現處理速度的改進。
工業實用性根據本發明，可以得到通過任何頻率的振幅特性，并且可以不考慮截止頻率來實現高精度轉換，因此本發明可以應用于例如音頻取樣頻率的轉換以及例如圖像幀的放大或縮小的分辨率轉換。
權利要求
1.一種取樣速率轉換器，包括向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于相對于卷積處理單元的處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到處于所需位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
2.如權利要求1所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
3.如權利要求1所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
4.如權利要求1所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
5.如權利要求1所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和以及非原始頻率部分出現的低通濾波器。
6.一種取樣速率轉換器，包括向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于相對于卷積處理單元的處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到處于所需位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數的FIR濾波器，并且濾波器系數通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來設定。
7.如權利要求6所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似是使用通過任何頻率點的Remez交換算法相對于期望特性進行的。
8.如權利要求6所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
9.如權利要求6所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和以及非原始頻率部分出現的低通濾波器。
10.一種取樣速率轉換器，包括向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于相對于卷積處理單元的處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到處于期望位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
11.如權利要求10所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
12.如權利要求10所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用通過任何頻率點且考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
13.如權利要求10所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
14.如權利要求10所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和以及非原始頻率部分出現的低通濾波器。
15.一種取樣速率轉換器，包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器，多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號，以及線性內插塊，用于相對于加法裝置得到的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
16.如權利要求15所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
17.如權利要求15所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
18.如權利要求15所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
19.如權利要求15所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和非原始頻率部分出現的低通濾波器。
20.一種取樣速率轉換器，包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器，多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號，以及線性內插塊，用于相對于加法裝置得到的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數的FIR濾波器，并且濾波器系數是通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來設定的。
21.如權利要求20所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似是使用通過任何頻率點的Remez交換算法相對于期望特性進行的。
22.如權利要求20所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
23.如權利要求20所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和以及非原始頻率部分出現的低通濾波器。
24.一種取樣速率轉換器，包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器，多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號，以及線性內插塊，用于相對于加法裝置得到的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
25.如權利要求24所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
26.如權利要求24所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用通過任何頻率點且考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
27.如權利要求24所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時避免出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
28.如權利要求24所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和非原始頻率部分出現的低通濾波器。
29.一種取樣速率轉換器，包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，選擇器，用于選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及線性內插塊，用于根據線性內插找到處于所需位置的值，其中FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
30.如權利要求29所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
31.如權利要求29所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
32.如權利要求29所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
33.如權利要求29所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和非原始頻率部分出現的低通濾波器。
34.如權利要求29所述的取樣速率轉換器，其中，選擇器包括計數器，通過該計數器至少找到線性內插系數、多個多相系數設定以及多個輸入樣本。
35.一種取樣速率轉換器，包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，選擇器，用于選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及線性內插塊，用于根據線性內插找到處于所需位置的值，其中FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數的FIR濾波器，并且濾波器系數通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來設定。
36.如權利要求35所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數是基于補償器的振幅特性而被設定的，所述振幅特性通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似得到。
37.如權利要求35所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
38.如權利要求35所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和非原始頻率部分出現的低通濾波器。
39.如權利要求35所述的取樣速率轉換器，其中，選擇器包括計數器，通過該計數器至少找到線性內插系數、多個多相系數設定以及多個輸入樣本。
40.一種取樣速率轉換器，包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，選擇器，用于選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及線性內插塊，用于根據線性內插找到處于所需位置的值，其中，上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
41.如權利要求40所述的取樣速率轉換器，其中，濾波器系數基于通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似而得到的補償器的振幅特性而被設定。
42.如權利要求40所述的取樣速率轉換器，其中，加權近似使用通過任何頻率點且考慮了預濾波器的頻率響應的Remex交換算法相對于期望特性來進行。
43.如權利要求40所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率低于輸出的取樣頻率時防止出現重疊部分和出現折疊的低通濾波器。
44.如權利要求40所述的取樣速率轉換器，還包括當輸入的取樣頻率高于輸出的取樣頻率時防止成像部分出現和以及非原始頻率部分出現的低通濾波器。
45.如權利要求40所述的取樣速率轉換器，其中，選擇器包括計數器，通過該計數器至少找到線性內插系數、多個多相系數設定以及多個輸入樣本。
46.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第二步驟，進行相對于其取樣頻率被包括FIR濾波器的卷積處理單元乘以U的信號的預定卷積處理，在所述FIR濾波器中，脈沖響應由有限時間長度表示，脈沖響應變為濾波器系數，并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯，以及第三步驟，相對于處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中FIT濾波器的濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
47.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第二步驟，進行相對于其取樣頻率被包括FIR濾波器的卷積處理單元乘以U的信號的預定卷積處理，在所述FIR濾波器中，脈沖響應由有限時間長度表示，脈沖響應變為濾波器系數，以及第三步驟，相對于處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中濾波器系數通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來計算。
48.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第二步驟，進行相對于其取樣頻率被包括FIR濾波器的卷積處理單元乘以U的信號的預定卷積處理，在所述FIR濾波器中，脈沖響應由有限時間長度表示，脈沖響應變為濾波器系數，并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯，以及第三步驟，相對于處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中所述FIR濾波器的濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
49.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，進行輸入樣本信號與被多個卷積處理單元分解成多相的多相濾波器的卷積處理，所述多個卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器而得到的多相濾波器，第二步驟，在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第三步驟，調整多個信號的傳播時間使取樣頻率被增加到U倍，并產生通過相加所有信號得到的信號，以及第四步驟，相對于第三步驟得到的信號選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
50.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，進行輸入樣本信號與被多個卷積處理單元分解成多相的多相濾波器的卷積處理，所述多個卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器而得到的多相濾波器，第二步驟，在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第三步驟，調整多個信號的傳播時間使取樣頻率被增加到U倍，并產生通過相加所有信號得到的信號，以及第四步驟，相對于第三步驟得到的信號選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中，FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數的FIR濾波器，并且濾波器系數通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來計算。
51.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，進行輸入樣本信號與被多個卷積處理單元分解成多相的多相濾波器的卷積處理，所述多個卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器而得到的多相濾波器，第二步驟，在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，第三步驟，調整多個信號的傳播時間使取樣頻率被增加到U倍，并產生通過相加所有信號得到的信號，以及第四步驟，相對于第三步驟得到的信號選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到所需位置處的值，其中，上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
52.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及第二步驟，通過卷積處理單元進行樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，所述卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器得到的多相濾波器并能夠設定不同的濾波器系數，其中上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
53.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及第二步驟，通過卷積處理單元進行樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，所述卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器得到的多相濾波器并能夠設定不同的濾波器系數，其中上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數的FIR濾波器，并且濾波器系數通過使用增加了限制條件以通過任何頻率點的算法進行相對于期望特性的加權近似來計算。
54.一種取樣速率轉換方法，包括第一步驟，選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，以及第二步驟，通過卷積處理單元進行樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，所述卷積處理單元包括通過多相分解預定FIR濾波器得到的多相濾波器并能夠設定不同的濾波器系數，其中上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來計算。
55.一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括向上取樣器，用于在樣本信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍；卷積處理單元，包括FIR濾波器，并進行相對于向上取樣器輸出信號的預定卷積處理；以及線性內插塊，用于相對于卷積處理單元的處理結果選擇兩個樣本點，并根據線性內插找到處于期望位置的值，其中，卷積處理單元的FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
56.一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括多個卷積處理單元，包括通過多相分解預定的FIR濾波器以及進行輸入樣本信號和被分解成多相的多相濾波器的卷積處理得到的預相濾波器，多個向上取樣器，用于在相應卷積處理單元的輸出信號之間插入U-1個零點并增加取樣頻率到U倍，加法裝置，用于在相加所有信號之后通過調整多個向上取樣器輸出信號的傳播時間產生信號，以及線性內插塊，用于相對于加法裝置得到的信號選擇兩個樣本點以及根據線性內插找到所需位置處的值，其中，上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
57.一種包括取樣速率轉換器的音頻裝置，其中，取樣速率轉換器包括卷積處理單元，包括能夠設定通過多相分解預定FIR濾波器而得到的不同濾波器系數的多相濾波器，并進行輸入樣本信號與具有所選系數的多相濾波器的卷積處理，選擇器，用于選擇輸出樣本所需的兩個樣本點，并選擇相應多相濾波器的系數，其中上述FIR濾波器是其中脈沖響應由有限時間長度表示、脈沖響應變為濾波器系數、并且傳送函數H(z)與預濾波器的傳送函數Z(z)相關聯的FIR濾波器，并且濾波器系數通過進行相對于與將要通過的頻率點和/或預濾波器的頻率響應相關的期望特性的加權近似來設定。
全文摘要
提供了一種取樣速率轉換裝置，其能夠得到通過任意頻率的振幅特性從而實現高精確度的轉換而不依賴截止頻率。所述取樣速率轉換裝置包括向上取樣器(103)，用于在樣本之間插入(U－1)個零點并增加取樣頻率F
文檔編號H03H17/06GK1765051SQ200580000109
公開日2006年4月26日 申請日期2005年1月18日 優先權日2004年1月30日
發明者茂木幸彥, 西崎譽 申請人:索尼株式會社