專利名稱：用于校準斜坡信號的方法和設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及相互校準第一和第二信號，尤其涉及一種用于通過將斜坡(RAMP)信號校準到補償信號電平(level)來補償斜坡信號的系統。特別是，該補償信號可以是誤差放大器的輸出，該誤差放大器產生的信號與DC到DC轉換器的功率因數校正級(stage)的電壓反饋信號和參考信號之間的差值成比例。該斜坡信號用來控制該控制輸出切換器(switch)的脈寬調制，例如該DC到DC轉換器的功率因數校正(PFC)輸出級或一個或多個切換器。在典型應用中，該斜坡信號被提供給PWM比較器的一個輸入端，而該PWM比較器的另一個輸入端與該誤差放大器的輸出端相連，從而該PWM比較器的輸出包括脈寬調制信號，該脈寬調制信號的占空比(duty control)控制該輸出級的切換。
背景技術：
期望的是將斜坡信號校準到例如誤差放大器輸出的補償信號，以便獲得高精度PFC。在單循環PFC控制器(Single Cycle PFC Controller)中獲取接近理想功率因數(PFC)校正的關鍵要求是建立表示基于往復循環基礎上的誤差電壓(COMP)的數學積分的脈寬調制(PWM)斜坡波形。在每個切換時鐘周期(cycle)的開始，該積分設置為零并且該積分在整個周期過程中連續。一個切換周期的時間寬度由控制器切換頻率決定。對于固定的COMP誤差電壓而言，在每次切換周期開始時，該PWM斜坡波形從零伏開始，在整個周期中線性上升，接著當每個周期完成時在COMP電壓處終止(結束)。
在運行期間，該COMP電壓隨著輸入線路頻率(line frequency)而連續改變以試圖提供最高的PFC品質因數(quality)。因為該COMP電壓以與該控制器切換頻率相比更慢的頻率發生變化，所以可以有效地假定該COMP電壓是“固定的”。下面的圖1詳細地圖示出兩個不同COMP電壓VCOMP 1和VCOMP 2期望的RAMP波形。在每種情況下，期望周期結束時該斜坡在該補償電壓處終止。
當非理想電路參數例如運算放大器偏移、電路響應時間、封裝(package)壓力變化、溫度和工藝變化開始在RAMP斜率中引入誤差時，困難就出現了。另外，在單個循環控制器(例如IR1150)中引起斜坡誤差的重要原因是，用戶可以將切換頻率設定在50KHz到200KHz，這意味著該RAMP斜率需要在頻率上進行4X的變化。由于振蕩器和斜坡電容器、充電電流、電路延遲以及閾值電壓之間的不匹配，使得其難以在嚴格的精確性要求下實現。
發明內容
本發明的目的是在切換周期就要結束時，例如一旦該內部振蕩器波形達到其最大峰值電壓時，使被脈寬調制器利用的斜坡波形在可變DC參考電壓即補償電壓處終止。該峰值電壓與振蕩器最大占空比一致。該最大占空比一般由脈沖確定。因此，該補償信號，例如誤差放大器的輸出，設定斜坡波形的峰值電壓。因為該斜坡波形的頻率是固定的，所以該斜坡波形的斜率被控制使得該斜坡的峰值與該補償電壓一致。
對于適當的功率因數校正控制來說，將斜坡波形校準到補償信號是有必要的，所述功率因數校正控制是由其中所述的以單循環控制方法工作的-類功率因數校正控制器中提供的。根據該單循環控制方法，該功率因數校正控制通過內部電流回路和外部電壓回路兩個控制回路實現。該內部電流回路較快，并且不需要檢測輸入電壓以建立電流參考值。
基于對脈沖寬度調制器在輸入線路電壓上的工作(duty)信號的依賴性，該內部電流回路保持平均輸入電流的正弦波形，以便確定該模擬輸入線路電流。因此該電流回路使用嵌入的輸入電壓信號來控制該平均輸入電流以跟隨該輸入電壓。
該外部電壓回路控制DC總線電壓。該電壓被輸送給電壓誤差放大器以控制該積分器斜坡的斜率并且設定該平均輸入電流的振幅。這兩個回路結合以控制與輸入電壓相關的輸入電流的振幅相位和波形，從而給出接近于1的功率因數。
因此，斜坡的斜率被控制以設定平均輸入電流的振幅。如果該斜坡在高于或低于補償電壓處終止，則結果是，在功率因數控制器的輸出中出現的諧波增加，從而導致不充分和無法接受的功率因數校正級。
根據本發明，對斜坡充電電流進行有效調制，從而使斜坡電壓與補償信號在與振蕩器最大占空比一致的脈沖處相交。該斜坡充電電流由可變電流源調制。根據一個實施例，使用加減計數器來控制多個用于控制斜坡電容器充電的加權電流源(weighted current)的切換，從而調制電容的充電電流，確定該斜坡斜率。
本發明的優點在于，使用這種往復循環校準技術能夠在寬頻帶的操作頻率上實現接近理想功率因數校正。工藝、裝置不匹配和溫度變化也被校準排除。即使對于不能有效實現數字電路的雙極工藝而言，該電路要求的死區也相對較小。
可選的解決方案將需要在晶片檢測器進行微調(trim)，這增加了測試時間和復雜性，增加了用于微調焊盤(pad)和熔點(fuse)的芯片區域，并且該微調還沒有考慮溫度變化、振蕩器頻率變化或者導致偏移的后組合(post-package)壓力。
在以下詳述中將對本發明進行更詳細的說明，其中圖1所示為斜坡波形和補償信號及其預期關系的示例；圖2所示為具有其中使用本發明集成電路的功率因數校正電路的示例；圖3所示為圖1的集成電路控制器的結構圖；圖4所示為用于控制斜坡充電電流的電路的實施例的結構圖；圖5所示為圖4電路中的波形；圖6A和6B均示出圖4電路的一個可選實施例；以及圖7所示為圖6電路的波形。
具體實施例方式
現在參照附圖，圖2所示為使用以上述單循環控制技術運行的集成電路1的功率因數校正控制器。IC 1可以是一類IR1150。集成電路1的GATE輸出是脈寬調制信號，其提供給輸出級晶體管Q1的柵極(gate)以控制晶體管Q1的切換操作，并因此促使輸入電流和輸入電壓同相，即具有接近于1的功率因數。從而減少了能量需求，也減少了總諧波失真(THD)。該電路使用用于電流檢測(sensing)的電流敏感電阻器RS和從輸出到引腳VFB的反饋電壓。
圖3所示為IC 1的結構圖。相應的方面，電壓VFB由連接到到圖2電路輸出的電阻分壓器反饋回來。誤差放大器EA將反饋電壓VFB與參考電壓VREF比較并產生與該差值成比例的誤差信號輸出值VM。該誤差信號是用于校準提供給PWM比較器的斜坡信號的補償電壓COMP。該PWM比較器在圖3中用PWM表示，它將與該檢測的電感電流有關的信號與誤差放大器輸出Vm求和，并將該和與RAMP振蕩器信號做比較，尤其是與通過該積分充電電容器C產生的斜坡信號作比較。在系統時鐘(CLOCK)每次周期結束時處，該充電電容器C由電路FF復位從而產生斜坡信號。該PWM比較器的輸出通過后續電路反饋以控制切換器Q1的柵極。電路50用于控制電容器C的充電速率，從而影響該斜坡斜率。
轉到圖4，該圖示出圖3所示的電路50的詳圖。在圖3中，所示的包括放大器級的電路50，其控制對電容器C充電的電流源。圖4所示為該電路的詳圖。如圖4所示，電路50可以包括基于四位加減計數器60的計數所選擇的多個加權電流源I、2I、4I和8I。該計數器Q0、Q1、Q2、Q3的輸出使得可以選擇基于0和15之間的一個計數的16種電流。來自該電流源的電流決定了對該電容器充電的電流，從而控制電容器充電速率，由此控制斜坡斜率。
如圖3所示，補償信號表示誤差放大器的輸出值VM。該斜坡信號和比較信號在圖5中示出。其目的是校準該斜坡信號從而使其在可變DC COMP參考值處終止。振蕩器信號COSC也在圖5中示出，還示出信號MAXDTC，其為當獲得振蕩器最大占空比或峰值電壓時產生的脈沖。
如圖4所示，信號COMP和斜坡信號被提供給比較器55。比較器55的輸出在圖5中示出，并包括信號A。只要該斜坡信號超過信號COMP，該比較器輸出為高，如圖所示。
參照圖4中的結構圖和圖5中的時序圖，切換周期的終點用MAX_DTC脈沖標記，其與達到其峰值電壓的COSC一致。該MAX_DTC脈沖的上升沿作為加減計數器60的時鐘。峰值檢測比較器55提供表示RAMP相對于COMP瞬時位置的邏輯輸出。如果RAMP超過COMP，則該峰值檢測比較器輸出為高。RAMP與COMP的數字化關系控制加減計數器60的計數方向，該計數器的二進制輸出控制該二進制加權調整電流I、2I、4I和8I。在產生MAX_DTC標記時RAMP超過COMP的情況下，該峰值檢測比較器輸出“高”以指示該計數器的計數減一。該RAMP二進制加權電流的最終振幅降低，使得下一個周期的RAMP斜率將小于前一個周期的RAMP斜率。在幾個時鐘周期以后，將獲得理想的RAMP斜率，并且該加減計數器將在兩個最接近的解決方案(solution)之間來回重復觸發。該MIN和MAX計數檢測門56和58，通過保持該二進制輸出在全0和全1之間來防止加減計數器“翻轉”。
最大計數檢測器58監視計數器60獲得最大計數(全為1)的時刻。最小計數檢測器56監視計數器60獲得最小計數(全為0)的時刻。從而，當得到最小計數(門56的輸入全為0)時，門56的輸出為高。由反門(inverter)56AA反相后，輸出為低，與門59被禁用，防止了當達到最小計數時進一步減少計數。當達到最大計數(全為1)時，與門58促使計數減少，因為或門61的輸出將為高，從而促使計數減少。
從而，計數器60選擇電容器C的充電速率，使得在每個載入時鐘周期(上升或下降)中改變一位直到該充電速率是這樣的，即在每個時鐘周期終點，COMP信號和斜坡信號之間的差值最小。這就促使該斜坡信號在時鐘周期中達到預期斜率。
圖6示出一個可選實施例，在圖6中，對切換電流I、2I、4I和8I求和以產生IDIV，反過來控制由分流器獲得的電容器C的充電電流，即IRAMP＝V(COMP)/R1×IOSC/IDIV，其中R1是內部電阻，其未示出，而IOSC等于振蕩電容器充電電流，并且IVDIV是通過選擇電流源I、2I、4I和8I而獲得的預期斜坡振幅的電流。
圖6中的計數控制邏輯反過來說明電容器充電電流的切換電流的相反的作用。在圖4中，相反地是，峰值檢測比較器55輸出為高產生計數減少命令，以減少該電容器充電電流，從而減小斜坡斜率。在圖6中，當斜坡峰值超過COMP時，同樣配置的峰值檢測比較器55A產生相同的輸出為高。然而，該高控制信號產生計數增加命令，以增加電容器充電電流IDIV的分母，減小斜坡斜率。因為該計數控制邏輯是相反的，所以該最小-最大計數檢測器也是相反的，并且邏輯電路58AA、59A和61A如所述實施例中所示。
圖7所示為圖6電路的波形。
四位加減計數器60用于控制和選擇斜坡斜率。該四位輸出與電流調制器50的二進制加權電流一致。選擇該斜坡信號的默認充電電流，使得在理想條件下，該四位加減計數器位于其計數中心，即大約從7到8。如果在最大DTC時鐘時斜坡高于COMP，那么該計數增加1，其增加圖6的電路中的IDIV，從而減小斜坡斜率；在圖4的電路中，該計數減少，從而減小充電電流。如果在最大DTC處斜坡低于COMP電壓，則在圖6電路中計數減1，從而增加斜坡斜率；在圖4的電路中，當斜坡低于COMP時，計數器計數增加以增大該斜率。一旦系統被調整，該斜坡將以1個LSB(最低有效位)的斜率觸發。
采用該最大和最小計數器防止每個電路中的計數器翻轉，即該計數器不能低于零或高于15。
在圖6的電路中，根據I(RAMP)＝V(COMP)/R1*IOSC/IDIV，IDIV的增加導致RAMP斜率的減小。因此，如果RAMP超過COMP，則產生計數增加(COUNT-UP)信號以增加二進制加權電流，這將減小下一個切換周期的斜率。與圖4的電路相反，其中電流源直接向電容器充電，從而如果RAMP超過COMP，則產生計數減少信號以減小RAMP斜率。
因此，本發明的電路促使RAMP信號(圖3中電容器C兩端的電壓)在往復循環基礎上自校準到COMP信號，如圖5和7的時序圖所示。通過調制電流源電路50，供給定時電容器C的電流量根據COMP信號與斜坡信號的關系而改變。斜坡信號的斜率被調整以確保該斜坡信號在與COMP信號交叉時終止。
盡管本發明對其中特定實施例進行了說明，然而對于本領域技術人員來說，其它的許多變化和修改以及其它應用也是顯而易見的。因此本發明不限于其中特定的公開內容，而僅由所附的權利要求限定。
權利要求
1.一種用于將振蕩斜坡信號校準到可變DC參考信號的電路，包括設定電路，其用于設定預定時間周期并從而確定斜坡振蕩器頻率，在該預定時間周期期間，充電電容器可以充電；可變電流源，其用于將充電電流提供給充電電容器；選擇電路，其用于選擇由該可變電流源供給所述充電電容器的充電電流；以及比較電路，其用于比較該振蕩斜坡信號和可變DC參考信號并且為選擇電路提供信號以控制供給所述充電電容器的電流量從而確定在所述預定時間周期的終點跨于所述電容器的充電電壓。
2.如權利要求1所述的電路，其中，該比較電路包括比較器，所述比較器用于比較該振蕩斜坡信號和可變DC參考信號，并用于當出現該振蕩斜坡信號和該可變DC參考信號之間的預定關系時產生輸出。
3.如權利要求2所述的電路，其中，該可變DC參考信號包括用于檢測調整器輸出電壓和參考電壓之間差值的誤差放大器的輸出。
4.如權利要求2所述的電路，其中，該選擇電路包括用于在由設定該預定時間周期的電路設定的預定時間周期期間計數的數字加減計數器。
5.如權利要求4所述的電路，其中，該計數器在預定時間周期期間增加或減少1位。
6.如權利要求4所述的電路，其中，該可變電流源包括由所述加減計數器選擇的多個可選電流源，并且其中所述多個可選電流源確定所述充電電容器的充電電流，從而影響跨于所述電容器產生的振蕩斜坡信號的斜率。
7.如權利要求6所述的電路，其中，該可變電流源包括由所述加減計數器選擇的多個可選電流源，并且其中所述多個可選電流源調制為所述充電電容器提供充電電流的另一電流源的電流，從而確定用于所述電容器的充電電流，以影響跨于所述電容器產生的振蕩斜坡信號的斜率。
8.如權利要求7所述的電路，其中，所述多個可選電流源和所述另一電流源包括分流器，用于確定由所述另一電流源提供的電流。
9.如權利要求4所述的電路，進一步包括用于防止所述加減計數器的計數低于最小計數和高于最大計數的電路。
10.如權利要求5所述的電路，其中，所述計數器增加或減少1位，取決于所述比較器在由具有所述預定時間周期信號確定的時刻的所述輸出狀態。
11.如權利要求10所述的電路，其中，所述具有預定時間周期的信號包括確定所述預定時間周期終點的脈沖信號，所述預定時間周期由系統時鐘設定。
12.一種用于將振蕩斜坡信號校準到可變DC參考信號的方法，包括設定充電電容器可以充電的預定時間周期從而確定斜坡振蕩器頻率；將可選的充電電流提供給充電電容器；選擇由該電流源供給所述充電電容器的充電電流；以及比較該振蕩斜坡信號和可變DC參考信號，并且提供控制供給所述充電電容器電流量的信號，從而確定在所述預定時間周期終點跨于所述電容器的充電電壓。
13.如權利要求12所述的方法，其中，該比較步驟包括比較該振蕩斜坡信號和可變DC參考信號，并且當出現該振蕩斜坡信號和該可變DC參考信號之間的預定關系時產生輸出。
14.如權利要求13所述的方法，其中，該可變DC參考信號包括用于檢測調整器輸出電壓和參考電壓之間差值的誤差放大器的輸出。
15.如權利要求13所述的方法，其中，該選擇步驟包括在該預定時間周期期間計數。
16.如權利要求15所述的方法，其中，該計數步驟包括在該預定時間周期期間計數增加或減少1位。
17.如權利要求15所述的方法，其中，該提供可選電流源的步驟包括提供多個可選電流源，并且進一步包括選擇所述多個可選電流源中的一個以確定所述充電電容器的充電電流，從而影響跨于所述電容器產生的振蕩斜坡信號的斜率。
18.如權利要求17所述的方法，其中，該提供可選充電電流的步驟提供多個可選電流源，并且進一步包括選擇所述多個可選電流源中的一個以調制為所述充電電容器提供充電電流的另一電流源的電流，從而確定用于所述電容器的充電電流，以影響跨于所述電容器產生的振蕩斜坡信號的斜率。
19.如權利要求15所述的方法，進一步包括防止計數低于最小計數和高于最大計數。
20.如權利要求16所述的方法，其中，所述計數步驟包括基于在由具有所述預定時間周期信號確定的時刻所述比較步驟的結果，計數增加或減少1位。
21.如權利要求20所述的方法，其中，所述具有預定時間周期信號包括確定所述預定時間周期終點的脈沖信號，所述預定時間周期由系統時鐘設定。
全文摘要
本發明涉及一種用于將振蕩斜坡信號校準到可變DC參考信號的電路，包括用于設定預定時間周期并從而確定斜坡振蕩器頻率的電路，在該預定時間周期期間，充電電容器可以充電；用于將充電電流提供給充電電容器的可變電流源；用于選擇由該可變電流源供給所述充電電容器的充電電流的電路；以及用于比較該振蕩斜坡信號和可變DC參考信號并且提供該選擇電路的信號以控制供給所述充電電容器的電流量從而確定在所述預定時間周期終點通過所述電容器的充電電壓的電路。
文檔編號H03K7/06GK1741359SQ20051010672
公開日2006年3月1日 申請日期2005年8月24日 優先權日2004年8月24日
發明者D·R·克拉韋特 申請人:國際整流器公司