專利名稱：壓控振蕩器，和pll電路及使用其的無線通信設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及壓控振蕩器，和PLL電路及使用其的無線通信設備。本發明特別涉及具有波段轉換功能的振蕩器，及PLL電路及使用其的無線通信設備。
(2)背景技術壓控振蕩器被廣泛地用作用于為無線通信設備產生本機振蕩信號的部件。壓控振蕩器當制成高頻IC時，需要一個寬范圍來容忍由半導體制造處理引起組件中的變化。近來，為了支持采用不同頻帶的通信系統，需要一種振蕩頻率可以在寬范圍內變化的壓控振蕩器。
圖13為示出具有波段轉換功能的傳統壓控振蕩器500的示例結構。在圖13中，傳統壓控振蕩器500包括電感501、502、電源端503、可變電容元件504、505、壓控端506、振蕩晶體管507、508、電源509、電容元件511、512、開關元件513、514和壓控端515的圖。在圖13中，偏置電路等未示出。
以下將參照圖13描述傳統的壓控振蕩器。在圖13所示的壓控振蕩器中，電感501、502串聯，且將用于提供電源Vdd的電源端503連接在電感501和電感502之間。電感501、502和電源端503構成一個電感電路502。壓控端506與可變電容元件504和可變電容元件505的連接點相連。可變電容元件504、505和壓控端506構成可變電容電路530。兩個振蕩晶體管507、508交叉連接，構成負電阻電路。電容元件511、512和開關元件513、514構成高頻開關電路(波段轉換電路)510。壓控端515與開關元件513和開關元件514的連接點相連以將一控制電壓提供給開關元件513、514。
振蕩晶體管507、508相互連接并與電源509的一個端相連。電源509的另一端接地。各開關元件513、514的一個端分別與電容元件511、512相連，其另一端接地，它還有一個端與壓控端515相連。
電源Vdd從電源端505分別經過電感501、502提供給振蕩晶體管507、508。將振蕩晶體管507、508中的一個輸出反饋給另一晶體管的柵極。籍此，振蕩電路在由電感電路520、可變電容電路530和高頻開關電路510所組成的并聯諧振電路確定的諧振頻率附近振蕩。具體來說，來自壓控端506的控制電壓Vt和電源Vdd之間的差分電壓被施加在各可變電路元件504、504上。可變電容元件504、505具有根據差分電壓確定的電容。因此，振蕩頻率根據從壓控端506輸入的控制電壓Vt而變化。根據從壓控端515輸入的控制電壓Vctrl將開關元件513、514切換到ON/OFF，從而確定整個波段轉換電路510的電容值。因此，通過將開關元件513、514切換到ON/OFF，可以轉換振蕩頻率。
圖14A為示出在傳統壓控振蕩器中振蕩頻率是如何轉換的圖。典型地，傳統壓控振蕩器為了獲得其中振蕩頻率變化的寬范圍采用多個高頻開關電路。在圖14A中，有9個波段。因此，在圖13的壓控振蕩器500中，可以通過控制電壓Vt連續地改變振蕩頻率，另外，可以通過控制控制電壓Vctrl改變振蕩頻率波段。
圖13的壓控振蕩器500的振蕩頻率f0表示成f0＝1/(2π(2L·C′/2)1/2)＝1/(2π(L·C′)1/2)，C′＝C1+C2+C3其中，L表示各電感501、502的電感值，C1表示各可變電容元件504、505的電容值，C2表示各高頻開關元件的電容元件511、512的電容值，和C3表示剩余的差分寄生電容組件。
當切換到OFF時，開關元件513、514中斷，因此電容元件511、512相對高頻信號不與諧振電路連接。因此，在此情況下，振蕩頻率f0_off表示成f0_off＝1(2π(L·(C1+C3)1/2)另一方面，當切換到ON時，開關元件513、514導通，因此電容511、512相對高頻信號與諧振電路連接。因此，在此情況下，振蕩頻率f0_on表示成f0_on＝1(2π(L·(C1+C2+C3)1/2)。
如本文所使用的，術語“頻率調節敏感度”指振蕩頻率的變化與控制電壓Vt的比。根據可變電容電路的電容的變化量與諧振電路的總電容值的比確定該頻率調節敏感度。頻率調節敏感度隨該比的增加而增加。f0_off具有比f0_on高的頻率調節敏感度。
因此，當開關元件513、514切換到OFF時獲得更高的振蕩頻率和更高的頻率調節敏感度。
如圖14A所示，隨著通過在高頻開關電路中使用更多個開關元件增加波段的個數，最高振蕩頻率波段和最低振蕩頻率波段之間的頻率調節敏感度差增加。
然而，壓控振蕩器的控制電壓Vt和振蕩頻率之間的關系最好在所有波段，即，所有振蕩頻率具有基本相同的斜率。這是因為當用壓控振蕩器構成鎖相環路(PLL)電路時，PLL電路的瞬時響應特征或噪聲頻帶特征取決于對控制電壓的頻率調節敏感度，因此，當頻率調節敏感度根據頻率變化時，PLL電路本身的特征根據頻率變化。
當在半導體基片上實施壓控振蕩器時，振蕩頻率也需要可以在寬范圍內變化。在圖13的傳統壓控振蕩器500中，可以用高頻開關電路獲得寬波段的可變頻率。然而，很難在寬可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。
為了解決上述問題，已經提出了一些電路(見，例如，日本專利公開號2003-174320和2004-15387)。
圖15為示出采用在寬可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度的改進的方法的傳統壓控振蕩器600的電路圖。
在圖15中，不再解釋用相同的標號標出的具有與圖13的傳統壓控振蕩器500相似功能的部分。在圖15中，傳統壓控振蕩器600與傳統壓控振蕩器500的不同之處在于傳統壓控振蕩器600包括可變電容元件551、552、561、562、571、572和開關元件553、554、563、573、574。
在圖15的壓控振蕩器600中，第一、第二和第三可變電容電路550、560、570并聯。在第一可變電容電路550中，開關元件553、554與串聯的可變電容元件551、552的另一端連接。在第二可變電容電路560中，開關元件563、564與串聯的可變電容元件561、562的另一端連接。在第三可變電容電路570中，開關元件573、574與串聯的可變電容元件571、572的另一端連接。第一、第二和第三可變電容電路550、560、570通過壓控端506接收控制電壓Vt。
隨著振蕩頻率的降低，可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比減小，導致頻率調節敏感度降低。因此，對于具有較低振蕩頻率的波段，通過將可變電容電路中的開關元件切換到ON以增加連接到諧振電路的可變電容電路的個數來增加下述可變電容元件的電容變化量，可以使頻率調節敏感度基本上與振蕩頻率高時基本相同。
例如，為了提供圖14中具有最高振蕩頻率的波段，在第一至第三可變電容電路550、560、570中只有第一可變電容電路550的開關元件553、554切換到ON而其它的切換到OFF。又，例如，為了提供具有圖14中從上往下數第5個振蕩頻率的波段，第一至第三可變電容電路550、560、570中的第一和第二可變電容電路的開關元件553、554、563、564切換到ON而其它的切換到OFF。又，例如，為了提供具有圖14所示具有低振蕩頻率的波段，所有第一至第三可變電容電路550、560、570的開關元件553、554、563、564、573、574切換到ON。因此，隨著振蕩頻率的提高，與諧振電路并聯的可變電容電路的個數增加了，從而增加了電容的變化量。結果，可以在整個振蕩頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。圖14B為示出當在整個振蕩頻率范圍內獲得基本相同頻率時壓控振蕩器600的特性的示意圖。
然而，在圖15的傳統改進后的方法中，在流過高頻信號的部分可變電容電路550、560、570中設置了開關元件553、554、563、564、573、574，因此，由于開關元件中的損耗相位噪聲特性劣化。例如，當開關元件為MOS開關時，導通電阻會產生損耗，導致相位噪聲特性劣化。
日本專利公開號2003-324316公開了一種用于防止相位噪聲特性劣化的壓控振蕩器。圖16A為示出該文件中所述的傳統壓控振蕩器700的電路圖。圖16B為示出該文件的傳統壓控振蕩器700的特性的圖。在傳統壓控振蕩器700中，可變電容元件和電感707并聯。傳統壓控振蕩器700將開關元件708-711切換到ON/OFF，籍此改變可變電容元件的個數。結果，改變了LC振蕩器的電容，從而改變了振蕩頻率波段。在圖16B中，A指示當僅將控制電壓CTRL加到可變電容元件701和702之間的中點，而將Vss加到可變電容元件703和704的中點及可變電容元件705和706的中點時的特性；B指示當僅將開關元件708和710中的一個切換到ON時的特性；和C指示將開關元件708和710都切換到ON時的特性。對于波段A，雖然諧振電路的總電容最大(最低振蕩頻率)，可變電容電路的電容變化量與總電容的比小。因此，頻率調節敏感度對波段A是最低的。因此，頻率調節敏感度隨波段的不同而變化。
(3)發明內容因此，本發明的目的是提供一種能抑制相位噪聲特性劣化并控制在寬波段上的可變頻率的范圍以獲得在可變頻率范圍內的基本相同的頻率調節敏感度的壓控振蕩器，和PLL電路及使用其的無線通信設備。
本發明具有以下特征來達到上述目的。本發明的第一方面針對由用于振蕩高頻信號的差分電路構成的壓控振蕩器，包括具有電感的電感電路、n(n是2或2以上的自然數)個與該電容并聯的可變電容電路，它們各具有一個根據所加的控制電壓改變電容值的可變電容元件，以反饋控制振蕩頻率，m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端、與電感電路并聯的負電阻電路、轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分、及根據要用的波段調節n個可變電容電路的總電容相對控制電壓的變化率的頻率調節敏感度控制部分。該頻率調節敏感度控制部分與n個可變電容電路的差分信號的虛接地點相連。
根據本發明的第一方面，壓控振蕩器可以用高頻開關電路切換振蕩頻率波段，以提供具有寬范圍的可變頻率的壓控振蕩器。另外，根據要用的波段調節電容變化率，從而可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。另外，頻率調節敏感度控制部分與虛接地點相連，從而高頻信號不從壓控振蕩器流出。結果，在頻率調節敏感度控制部分中不產生損耗，從而Q因數不會劣化。因此，可以抑制相位噪聲特性的劣化。
例如頻率控制部分可以根據要用的波段將用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓輸入至高頻開關電路的開關控制端，且頻率調節敏感度控制部分可以選擇性地切換預定的參考電壓和與開關控制電壓同步的控制電壓，從而將選擇的預定參考電壓或控制電壓用作要加到n個可變電容電路的各個可變電容元件的一端的電壓。
籍此，根據要使用的波段確定用作輸入了參考電壓的固定電容的可變電容電路和用作輸入了控制電壓的可變電容的可變電容電路。通過調節用作可變電容的可變電容電路的個數，可以調節相對于控制電壓的電容變化率，從而可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。
例如，頻率調節敏感度可包括n個頻率頻率調節敏感度控制開關元件，而頻率調節敏感度控制開關元件可以被連接到n個可變電容電路的各個虛接地點并被選擇性地切換以確定加到各可變電容電容的電壓是預定參考電壓還是控制電壓。
因此，連接到虛接地點的頻率調節敏感度控制開關元件可用于有效地切換參考電壓和控制電壓及抑制相位噪聲。
例如，頻率調節敏感度控制部分可包括n-1個頻率調節敏感度控制開關元件，該頻率調節敏感度控制開關元件可以連接至n-1個可變電容電路的各虛接地點并可以被選擇性地切換，以確定要加到各可變電容電路上的電壓是預定參考電壓還是控制電壓，并且可以將控制電壓提供給剩余的一個可變電容電路的虛接地點。
籍此，至少一個可變電容電路需用作可變電容。
例如，參考電壓可以是在控制電壓變化的范圍的中點處的電壓。
籍此，當可變控制電壓的范圍的中點為中心時，壓控振蕩器可以獲得基本相同的頻率調節敏感度。
例如，參考電壓可以具有振蕩頻率為反饋控制時的控制電壓的值，從而頻率是固定的。
籍此，在用作可變電容的可變電容電路的個數改變之前和之后諧振電路的總電容值不變。因此，即使在反饋控制集中時，輸出頻率也不改變。因此，壓控振蕩器可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度同時輸入一個希望的頻率。
例如，當m個高頻開關電路的所有開關元件為OFF時，頻率調節敏感度控制部分會控制頻率調節敏感度控制開關元件，使得僅將該控制電壓提供給n個可變電容電路中的一個并將參考電壓供給剩余的n-1個可變電容電路。
籍此，至少一個可變電路電路用作可變電容。
例如，當m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON時，頻率調節敏感度控制部分可以控制頻率調節敏感度控制開關元件，以將控制電壓供給所有n個可變電容電路。
籍此，當高頻開關電路的所有開關元件都為ON時，不需要用作固定電容的可變電容電路，從而縮小了控制振蕩器的電路規模。
例如，頻率調節敏感度控制部分可以預先確定各可變電容電路是被用作要由頻率控制部分轉換的各個波段的可變電容還是固定電容，并將控制信號輸入至用作可變電容的可變電容電路，并將預定參考電壓輸入至用作固定電容的可變電容電路。
籍此，根據要使用的波段確定一個輸入了參考電壓并用作固定電容的可變電容電路和一個輸入了控制電壓并用作可變電容的可變電容電路。通過用作可變電容的可變電容的個數，可以調節相對于控制電壓的電容變化率，從而可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。
最好在PLL電路上設置壓控振蕩器。在PLL電路鎖定時，控制電壓可用作預定參考電壓。
籍此，諧振電路的總電容值在用作可變電容的可變電容電路的個數改變之前和之后不變。因此，即使在鎖定PLL電路時，從PLL電路輸出的頻率不變。因此，壓控振蕩器可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度同時輸出希望的頻率。
本發明的第二方面針對由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成的壓控振蕩器，包括具有電感的電感電路、n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，其中，用于隔離直流成分的隔直電容器設置在n個可變電容電路的相對兩端，m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端、與電感電路并聯的負電阻電路、轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分、將用于反饋控制振蕩頻率的控制電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的一個端的控制端、和將參考電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的另一端的參考電壓控制部分，根據要使用的波段調節參考電壓，和調節相對于控制電壓的振蕩頻率中的變化率。
根據本發明的第二方面，可以根據要使用的波段通過調節參考電壓在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。
例如，參考電壓控制部分可以控制要與輸入到高頻開關電路的開關控制端的開關控制電壓同步輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的參考電壓。
籍此，可以改變可變電容電路的電容。
例如，參考電壓控制部分可以將輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的參考電壓的第(n+1)/2個參考電壓作為n為奇數時在控制電壓變化范圍的中點處的電壓，并將第n/2個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓作為當n為偶數時在控制電壓變化范圍的中點處的電壓。
籍此，可以在鄰近參考電壓可變電容范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度。
例如，當n為奇數時，參考電壓控制部分可以將輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的第(n+1)/2個參考電壓作為當通過反饋控制振蕩頻率鎖定振蕩頻率時獲得的控制電壓；而當為偶數時，可以將第n個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓作為當通過反饋控制振蕩頻率鎖定振蕩頻率時獲得的控制電壓。
籍此，即使當反饋控制集中時，輸入頻率也不變。因此，控制振蕩器可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率同時輸出希望的頻率。
例如，當m個高頻開關電路的所有開關元件都是OFF時，參考電壓控制部分可以調節參考電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化率在控制電壓上基本上連續，并且在m個高頻開關電路的所有開關元件都為OFF時之外的其它狀態中，在可變電容電路中，參考電壓控制部分可以調節n為奇數時第(n+1)/2個參考電壓及n為偶數時在第n/2個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓。
籍此，可以調節電容變化率，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化量實際上與鄰近參考電壓或中點電壓的所有開關元件都為OFF時基本相同。
例如，當以輸入其的參考電壓的次序排列n個可變電容電路時，最大的第一，要輸入到第k個可變電容電路(k為2或2以上和n或小于n的自然數)的可變電容元件的參考電壓與要輸入到第(k-1)個可變電容電路的可變電容元件的參考電壓之間的差當m個高頻開關電路的所有開關元件都為OFF時為最大值；當m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON時為最小值；和在m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON或OFF時之外的狀態中為最大和最小值之間的中間值。
上述壓控振蕩器中任何一個都可以用于PLL電路中。
上述壓控振蕩器可以用于無線通信設備中。
本發明的第三個方面針對用于固定振蕩頻率的PLL電路，它包括由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成并根據控制電壓調節振蕩頻率的壓控振蕩器，和用于反饋由壓控振蕩器輸出的高頻信號的反饋控制電壓調節電路，它比較高頻信號和參考信號之間的相位差并調節要輸入到壓控振蕩器的控制電壓。壓控振蕩器包括具有電感的電感電路、n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，該元件的電容值根據所施加的控制電壓而變化，以反饋控制振蕩頻率，m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端、與電感電路并聯的負電阻電路、轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分、連接到n個可變電容電路的虛接地點的頻率調節敏感度控制部分，并根據由m個高頻開關電路的開關元件的ON/OFF的振蕩頻率的轉換，選擇性地切換預定參考電壓和控制電壓作為要輸入到n個可變電容電路的各可變電容元件的一個端的電壓。該頻率調節敏感度控制部分將從反饋控制電壓調節電路輸出的控制電壓用作參考電壓。
根據本發明的第三個方面，在用作可變電容的可變電容電路的個數改變之前或之后諧振電路的總電容值不變。因此，即使當鎖定PLL時，從PLL電路輸出的頻率也不變。因此，PLL電路可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率同時輸出希望的頻率。
因此，本發明提供一種具有滿意的相位噪聲特性并能控制寬波段上頻率范圍以獲得基本相同的頻率調節敏感度的壓控振蕩器和一種PLL電路及使用其的無線通信設備。
通過結合附圖詳細描述本發明可以使本發明的其它目的、特征、方面和優點變得更明顯。
(4)
圖1為示出根據本發明的第一實施例的壓控振蕩器100的電路圖，圖2A為示出當開關153與電壓控制端181相連而開關163、173與參考電壓端182相連時壓控振蕩器100的振蕩頻率的圖，圖2B為解釋為所有波段獲得基本相同的頻率調節敏感度的操作的圖，圖3A為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝1，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖，圖3B為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝5(可變電容電路A、B、C、D、E)，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖，圖3C為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝1，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖(對應于圖3A)，圖3D為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝5，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖(對應于圖3B)，圖4為示出各波段的頻率調節敏感度的圖，圖5為指示確定是否將各可變電容電路A到E用作可變電容或固定電容的規則的表格，圖6A為示出根據本發明的第二實施例的PLL電路的結構的方框圖，圖6B為示出根據本發明的第二實施例的壓控振蕩器303的操作的流程圖，圖7為根據本發明的第二實施例示出頻率特性是如何由控制改變的圖，圖8為示出根據本發明的第三實施例的壓控振蕩器中所使用的可變電容電路的結構的電路圖，圖9A為用于說明傳統模式的問題的圖，圖9B為用于說明傳統模式的問題的圖，圖9C為用于說明傳統模式的問題的圖，圖10A為用于說明本發明的第三實施例的壓控振蕩器中的可變電容的電容值的圖，圖10B為用于說明本發明的第三實施例的壓控振蕩器中的可變電容的電容值的圖，圖10C為用于說明本發明的第三實施例的壓控振蕩器中的可變電容的電容值的圖，
圖11為示出本發明的第三實施例的壓控振蕩器的振蕩頻率的圖，圖12為示出采用根據本發明第一到第三實施例中任何一個的壓控振蕩器的無線通信裝置400的結構的方框圖，圖13為示出具有波段轉換功能的傳統壓控振蕩器500的示例結構的圖，圖14A為示出在傳統壓控振蕩器中振蕩頻率是如何轉換的，圖14B為示出當在整個振蕩頻率范圍內獲得基本相同頻率調節敏感度時壓控振蕩器600的特性的圖，圖15為示出采用在可變頻率的寬范圍內獲得基本相同的頻率調節敏感度的改進的方法的傳統壓控振蕩器600的電路圖，圖16A為示出傳統壓控振蕩器700的電路圖，和圖16B為示出傳統壓控振蕩器700上的特性的圖。
(5)具體實施方式
下面將參照附圖描述本發明的實施例。
第一實施例圖1為為示出根據本發明的第一實施例的壓控振蕩器100的電路圖。注意偏置電路等在圖1中未示出。
在圖1中，壓控振蕩器100包括電感電路120、負電阻電路140、高頻開關電路(波段轉換電路)110、第一可變電容電路150(下文稱為可變電容電路A)、第二可變電容電路160(下文稱為可變電容電路B)、第三可變電容電路170(下文稱為可變電容電路C)、頻率調節敏感度控制部分180和頻率控制部分190。電感電路120、負電阻電路140、高頻開關電路110、第一可變電容電路A、可變電容電路B、可變電容電路C并聯構成一振蕩電路。
電感電路120包括電感101、與電感101串聯的電感102和連接在電感101和電感102之間且通過其供給電源Vdd的電源端103。
負電阻電路140包括兩個相互交叉耦合的晶體管107和108。
高頻開關電路110包括電容元件111、開關元件113、開關元件114和電容元件112。控制端連接到開關元件113和開關元件114的連接點，以將控制電壓Vctrl供給開關元件113、114。
可變電容元件A包括可變電容元件151和與可變電容元件151串聯的可變電容元件152。
可變電容元件B包括可變電容元件161和與可變電容元件161串聯的可變電容元件162。
可變電容元件C包括可變電容元件171和與可變電容元件171串聯的可變電容元件172。
可變電容元件A、可變電容元件B和可變電容元件C構成壓控振蕩器100的可變電容電路130。
高頻開關電路110、電感電路120和可變電容電路130構成壓控振蕩器110的諧振電路。
晶體管107、108的源極相互連接并與電源109的一個端相連。電源109的另一端接地。
可變電容元件151、152、161、162、171、172利用CMOS處理中所使用的柵電容。
在可變電容電路A中，切換直流電壓的開關153與可變電容元件151和可變電容元件152的一個連接點(下文稱為連接點a)相連。
在可變電容電路B中，開關163與可變電容元件161和可變電容元件162的一個連接點(下文稱為連接點b)相連。
在可變電容電路C中，開關173與可變電容元件171和可變電容元件172的一個連接點(下文稱為連接點c)相連。
開關153、163、173的一端相互連接并與控制電壓端181相連。開關153、163、173的另一端連接至參考電壓端182。開關153、163、173構成頻率調節敏感度控制部分180。
頻率控制部分190的一個輸出連接著控制電壓端115。頻率控制部分190將控制電壓Vctrl提供給控制電壓端115。頻率控制部分190的另一輸出連接著頻率調節敏感度控制部分180。頻率控制部分190將用于將開關153、163、173切換到ON和/或OFF的控制電壓Vsw供給頻率調節敏感度控制部分180。
控制電壓端181提供電壓Vt。控制電壓Vt是通過反饋振蕩頻率并將該振蕩頻率與PLL電路中的參考頻率相比較而獲得的，且被用于控制振蕩頻率(反饋控制)。參考電壓端182提供一個參考電壓Vs。
接著，將對這樣獲得的本發明的第一實施例的壓控振蕩器100的操作進行說明。
圖2A為示出當開關153與電壓控制端181相連而開關163、173與參考電壓端182相連時壓控振蕩器100的振蕩頻率的圖。在此情況下，可變電容電路A作為可變電容。可變電容電路B和可變電容電路C作為固定電容。這里假設有多個高頻開關電路。圖2A示出具有最高振蕩頻率的波段(下文稱為波段H)、具有最低振蕩頻率的波段(下文稱為波段L)、和具有中間振蕩頻率的波段(下文稱為波段M)。
通過改變從電壓控制端181供給的控制電壓Vt，可以改變可變電容電路130的電容值，從而以模擬的方式(水平方向)改變振蕩頻率。頻率控制部分190可以改變要供給控制電壓端115的控制電壓Vctrl，以將高頻開關電路110的開關元件113、114切換到ON和/或OFF，從而以數字方式改變振蕩頻率(垂直方向)。
當開關153與電壓控制端181相連而開關163、173與參考電壓端182相連時，對波段H的頻率調節敏感度是最高的，并按波段M、波段L的次序減小。
這是因為頻率調節敏感度是根據可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比確定的。因為對波段H將高頻開關電路的所有開關元件都切換到OFF而對波段L切換到ON，波段L的諧振電路的總電容值大于波段H。因此，波段L的可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比大于波段L的比，因此，波段H的頻率調節敏感度高于波段L。
因此，如圖1的第一實施例的壓控振蕩器100中那樣，頻率調節敏感度控制部分180和頻率控制部分190用于使頻率調節敏感度控制部分180的開關153、163、173與高頻開關電路110同步切換，從而可以對各波段改變可變電容電路中所使用的并聯可變電容元件個數，以便在多個波段獲取基本相同的頻率調節敏感度。如這里使用的，術語″并聯的可變電容電路的個數″指用作可變電容電路150至170中的可變電容的可變電容電路的個數。
接著，將參照圖2B描述為所有波段獲取基本相同的頻率調節敏感度的操作。
例如，在波段H的情況中，與波段M和波段L相比，振蕩頻率最高而諧振電路的總電容值最小。因為諧振電路的總電容值小，相對于可變電容電路中的電容變化，頻率調節敏感度高。在此情況中，只有開關153與控制電路端181相連，從而可變電容電路A被用作可變電容元件，同時剩余的開關163、173與參考電壓端182相連，從而可變電容電路B和C被用作固定電容元件而非可變電容元件。在此情況中，振蕩頻率相對控制電壓Vt的變化由圖2B中的實線L1表示，其中振蕩頻率是最高的。
在波段L的情況中，與波段H和M相比，振蕩頻率最低而諧振電路的總電容值最大。因此，與波段H相似，當只有開關153與控制電路端181相連而剩余的開關163、173與參考電壓端182相連時，與波段H相比頻率調節敏感度降低了。在此情況中，振蕩頻率相對控制電壓Vt的變化由圖2B中的虛線L2表示，其中振蕩頻率是最低的。
因此，在波段L的情況中，當將開關153、163、173與控制電路端181相連從而將所有的可變電容電路A、B和C都用作可變電容元件時，可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比可以比僅將可變電容電路A用作可變電容時大，從而可以獲得與波段H基本相同的頻率調節敏感度。在此情況中，振蕩頻率相對控制電壓Vt的變化由圖2B中的實線L3表示，其中振蕩頻率是最低的。當將實線L3與虛線L2相比時，可以理解該頻率調節敏感度基本與波段H的一樣高。
例如，如圖2B所示，由控制電壓端181提供的可變控制電壓Vt的范圍的中點由Vm[V]表示，和由參考電壓端183供給的參考電壓Vs由Vm表示。在波段L的情況中，將只將開關153與控制電壓端181相連時(虛線L2)與將開關153、163、173與控制電壓端相連時(實線L3)相比較。在此情況中，如圖2B所示，獲得以下頻率特性。假設從參考電壓端182供給的參考電壓Vs(＝Vm)為中心，當Vt＜Vm時，振蕩頻率在實線L3上比虛線L2上低。當Vt＞Vm時，振蕩頻率在實線L3上比虛線L2上高。結果，頻率調節敏感度在實線L3上比虛線L2上高。當Vt＝Vm時，振蕩頻率不變。
在波段M的情況中，與波段H和L相比，振蕩頻率居中，且諧振電路的總電容值也居中。因此，與波段H相似，當只將開關153與控制電壓端181相連并將開關163、173與參照電壓端182相連時，頻率調節敏感度取波段H和L之間的中間值。在此情況中，振蕩頻率相對控制電壓Vt的變化由圖2B中的虛線L4表示，其中振蕩頻率是中間的。
在波段M的情況中，為了獲得與波段H基本相同的頻率調節敏感度，可以將開關153、163與控制電壓端181相連，可以將可變電容電路A和B用作可變電容元件，可以將剩余的開關173與參考電壓端182相連并可將可變電容電路c用作固定電容元件而非可變電容元件。在此情況中，振蕩頻率相對控制電壓Vt的變化由圖2B中的實線L5表示，其中振蕩頻率是中間的。當比較虛線L4和實線L5時，會理解頻率調節敏感度稍稍增加到與波段H基本相同的水平。
因此，通過使用開關為各波段確定要提供給多個并聯的可變電容電路的直流電壓是否被連接到控制電壓端181或參考電壓端182，調節整個可變電容電路(包括多個可變電容電路)相對控制電壓Vt的電容變化率。籍此，可以在整個波段獲得基本相同的頻率調節敏感度。如這里所使用的，整個可變電容電路相對控制電壓Vt的電容變化率是通過將在控制電壓Vt改變了預定量時整個可變電容電路的電容變化量除以控制電壓Vt的變化量而取得的。具體來說，整個可變電容電路相對控制電壓Vt的電容變化率＝(在控制電壓Vt改變了預定量時整個可變電容電路的電容變化量/控制電壓Vt的變化量)。
所述的一系列操作是由頻率控制部分190控制的。頻率控制部分190將控制電壓Vsw(該電壓取決于要輸入到高頻開關電路110的控制電壓端115的控制電壓Vctrl)輸入到頻率調節敏感度控制部分180。控制電壓Vctrl和控制電壓Vsw之間的關系是預先確定的。具體來說，為了獲得希望的頻率，頻率控制部分190確定控制電壓Vctrl，從而確定要使用的波段，并與此同步地確定控制電壓Vsw。頻率控制部分190在轉換波段時輸出控制電壓Vsw，用于確定頻率調節敏感度控制部分180的開關是否于控制電壓端181或參考電壓端182相連，以為要使用的波段獲取希望的頻率調節敏感度值。頻率調節敏感度控制部分180根據控制電壓Vsw，根據預定值切換開關。
在波段H的情況中，僅將可變電容電路130的可變電容電路A用作可變電容電路。因此，在波段H的情況中，構成可變電容電路A的可變電容元件151、152可以具有一個使頻率調節敏感度基本與其它波段相同的單元值。即，最好可變電容電路A中所使用的可變電容元件具有一個使頻率調節敏感度適合于具有最高頻率的波段的選定的單元值。
在波段L的情況中，可變電容電路130的可變電容電路A、B和C都用作可變電容電路。因此，在波段L的情況中，可變電容電路130中所使用的可變電容元件的總的單元值可以是使頻率調節敏感度與其它波段基本相同的一個值。即，最好可變電容電路130中所使用的可變電容元件的和的最大值可以具有一個使頻率調節敏感度適合于具有最低頻率的波段的選定的單元值。可變電容電路的可變電容元件的單元值的和(例如，可變電容電路130的并聯的可變電容電路A、B和C)可以具有一個使頻率調節敏感度適合于具有最低頻率的波段L的選定的值。
可變電容電路A的可變電容元件151、152的連接點a、可變電容電路B的可變電容元件161、162的連接點b及可變電容電路C的可變電容元件151、152的連接點c都是可變電容電路的差分信號的虛接地點。因此，高頻信號不從連接點a，b和c流出。因此，當開關153、163、173用作頻率調節敏感度控制部分180時，高頻信號不發生損耗。壓控振蕩器的相位噪聲特性與諧振電路的振蕩頻率的Q因數(指示器指示損耗)成比例。因此，諧振電路的損耗大。即，當Q因數低時，相位噪聲惡化。在圖1的可變電容電路130中，使用頻率調節敏感度控制部分180時防止Q因數的劣化，從而避免相位噪聲惡化。
因此，在本發明的第一實施例的壓控振蕩器100中所使用的可變電容電路130中，用于使頻率調節敏感度對對所有波段基本相同的頻率調節敏感度控制部分180設置在比連接點a，b和c(虛接地點)更靠近外面的地方，使得頻率調節敏感度控制部分180中不發生高頻信號的損耗。因此，諧振電路的Q因數與不使用頻率調節敏感度控制部分180時的Q因數相同，從而防止相位噪聲惡化。
圖3A為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝1，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖。這里假設可變電容電路中使用的可變電容元件的單元值(單元值也稱為單元晶體管值或單位基本單元號)為12。圖4用虛線示出各波段的頻率調節敏感度。圖4的水平軸表示按振蕩頻率的次序(最高為第一)排列的波段號0、1、2...、15。圖4的垂直軸表示頻率調節敏感度[MHz/V]。當將相同的可變電容電路用于所有波段時，頻率調節敏感度隨波段號的增加而減少，即，振蕩頻率減小，如圖4所示。波段0的頻率調節敏感度約為波段15的2.4倍。
圖3B為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝5(可變電容電路A、B、C、D、E)，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖。圖5為指示確定是否將各可變電容電路A到E用作可變電容或固定電容的規則的表格。這里假設可變電容電路A至E的單元值比為A∶B∶C∶D∶E＝8∶2∶2∶2∶4。在圖5中，圓指示將可變電容電路A-E用作可變電容，而叉指示將可變電容電路A-E用作固定電容。這里假設所使用控制電壓Vt在0[V]到1.8[V]的范圍內。假設參考電壓Vs在可變控制電壓Vt的范圍當中，即，Vs＝0.9[V]。在圖4中，各波段的頻率調節敏感度由實線表示。如圖5所示，對于波段0-2，可變電容電路A用作可變電容；對于波段3-5，可變電容電路A、B用作可變電容；對于波段6-8，可變電容電路A、B、C用作可變電容；對于波段9-12，可變電容電路A、B、C、D用作可變電容；及對于波段13-15，可變電容電路A、B、C、D、E用作可變電容。如圖4中的實線所示，頻率調節敏感度落在110[MHz/V]的±10％的范圍內。因此，如圖4中的虛線所示，應理解各波段之間的頻率調節敏感度的差比使用相同可變電容電路時大大減小了。如上所述，通過改變逐步改變并聯的可變電容電路的個數，但不對所有波段，可以獲得對所有波段基本相同的頻率調節敏感度。
圖3C為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝1，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖(對應于圖3A)。圖3D為示出當在可變電容電路130中并聯的可變電路電容的個數為N＝5，及波段數為16時的振蕩頻率特性的圖(對應于圖3B)。從比較圖3C和3D可以看出，即使當增加并聯的可變電容電路的個數以調節各波段的整個可變電容電路的電容變化率時，相位噪聲也不惡化。
注意例如用集成電路等實施頻率控制部分190，其中，預定操作都被預先編程且預先存儲圖5的表格。頻率控制部分190參照該表格根據用于切換到希望的波段的控制電壓Vctrl確定將哪個可變電容電路用作可變電容，并將用于切換開關以將要用作可變電容的可變電容電路連接到控制電壓端181的控制電壓Vsw輸入到頻率調節敏感度控制部分180。例如用集成電路等實施頻率調節敏感度控制部分180，其中，預定操作都被預先編程且預先存儲一個表格，該表格根據從頻率控制部分190輸入的控制電壓Vsw指示哪個開關與控制電壓端181和/或參考電壓端182相連。頻率調節敏感度控制部分180參考該表格并根據輸入的控制電壓Vsw確定切換哪個開關并切換選定的開關。籍此，根據使用的波段調節可變電容電路130的電容變化量。
在第一實施例中，如圖1所示，可變電容電路130由三個可變電容電路A、B、C組成。然而，并聯的可變電容電路的個數不限于三個，也可以是圖5中所示的5個，或2個，或4個或更多。即，可變電容電路的個數可以是n(n2或2以上的自然數)。在此情況中，頻率調節敏感度控制部分180可以與n個可變電容電路的虛接地點相連，并可調節整個可變電容電路(包括n個可變電容電路)相對控制電壓Vt的電容變化率。對于任何n，獲得與上述相似的效果。
雖然在圖1中，高頻開關電路110由一個包括電容元件111和開關元件113的高頻開關電路，及一個包括電容元件112和開關元件114的高頻開關電路構成，但本發明不限于此。高頻開關電路110可由m個包括電容元件、與該電容元件相連的開關元件及接收用于控制開關元件的ON/OFF的控制電壓的開關控制端的高頻開關電路構成(m1或1以上的自然數)。
在第一實施例中，可變電容電路130由可變電容電路A、B和C組成，且一個開關與其各連接點a，b和c相連。然而，開關不必連接到所有連接點。例如，在圖5的結構中，可變電容電路A一直用作可變電容電路，連接點a可以不連接開關153，而直接連接控制電壓端181。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。具體來說，當提供了n個可變電容電路時，頻率調節敏感度控制部分可包括n-1個開關元件。開關元件可以與n-1個各可變電容電路的虛接地點相連，且可以選擇性地切換，以確定要中到各可變電容電路的電壓是不是預定參考電壓或控制電壓。可以將不經過開關元件將控制電壓加到一個可變電容的虛接地點。
在第一實施例中，頻率控制部分190具有兩個與控制電壓端115和頻率調節敏感度控制部分180相連的輸出端，并將控制電壓Vctrl和控制電壓Vsw分別加到其中。然而，不一定要輸出該控制電壓Vctrl。例如，頻率控制部分190可以與從另一組件輸出的控制電壓Vctrl相同步地將控制電壓Vsw加到頻率調節敏感度控制部分180。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。
在第一實施例中，頻率控制部分190具有與控制電壓端115和頻率調節敏感度控制部分180相連的兩個輸出端，并將控制電壓Vctrl和控制電壓Vsw分別加到其中。然而，本發明不限于此結構。例如，頻率控制部分190可具有三個端，其中一個可以與參考電壓端182相連，從而將參考電壓Vs加到參考電壓端182。在此情況下，頻率控制部分190可以與控制電壓Vctrl相同步地供給電壓Vsw和參考電壓Vs以獲得所希望的用于使用的波段的頻率調節敏感度。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。
在第一實施例中，在例如圖5的電路結構中，多個可變電容電路的單元值比為8∶2∶2∶2∶4，從而所有可變電容電路A以外的可變電容電路都不具有相同的單元值。然而，本發明不限于此。例如，單元值的比可以是8∶2∶2∶2∶2(即，可變電容電路A以外的所有可變電容電路具有相同的單元值)、8∶2∶3∶4∶5(即，所有可變電容電路具有不同的單元值)或2∶2∶2∶2∶2(即，可變電容電路A-E具有相同的單元值)。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。
在第一實施例中，高頻開關電路110由電容元件111、開關元件113、開關元件114和電容元件112組成。然而，本發明不限于此結構。可以使用任何允許逐步切換振蕩頻率波段的結構。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。
在第一實施例中，將參考電壓端182提供的參考電壓Vs設定成在從控制端181提供的可變控制電壓Vt的范圍的中點處的值Vm，但不一定限于Vm。例如，參考電壓Vs可以是接地或電源Vdd，或是任何電壓。當壓控振蕩器由PLL電壓構成時，可以將振蕩頻率反饋控制成固定的且可以將產生的控制電壓用作參考電壓Vs。在任何這些情況下，獲得與上述類似的效果。
現假設壓控振蕩器由m個高頻開關電路組成。如圖5的波段0所示，可以控制頻率調節敏感度控制部分的開關元件，使得當m個高頻開關電路的所有開關為OFF時，將控制電壓只加到n個可變電容電路中的一個上，而將參考電壓加到剩余的n-1個可變電容電路。如圖5的波段15中所示，也可以控制頻率調節敏感度控制部分中的開關元件，使得當m個高頻開關電路的所有開關為ON時，將控制電壓加到所有n個可變電容上。
第二實施例圖6A為示出根據本發明的第二實施例的PLL電路的結構的方框圖。第一實施例的上述壓控振蕩器主要用于PLL電路中，例如圖6A中所示。在圖6A中，PLL電路300包括相位比較器301、環路濾波器、壓控振蕩器303和分頻器304。PLL電路是將振蕩頻率鎖定到希望頻率的電路。壓控振蕩器303類似于第一實施例的壓控振蕩器。相位比較器301將輸入參考信號的相位與通過用分頻器304分頻壓控振蕩器303的輸出信號獲得的信號的相位相比較。將相位比較器301的輸出信號輸入到環路濾波器302。該環路濾波器302將相位比較器301的輸出信號轉換成直流成分，而該成分又被輸入到壓控振蕩器303。將從環路濾波器302輸出的輸出信號作為控制電壓Vt輸入到壓控振蕩器303的控制電壓端181。從而從壓控振蕩器303輸出一個希望的頻率。
圖6B為示出根據本發明的第二實施例的壓控振蕩器303的操作的流程圖。下面將參照圖6B說明壓控振蕩器303的操作。假設當PLL電路300開始工作時，可變電路電路150、160、170用作可變電容，且將控制電壓Vt加至可變電容電路150、160、170。
首先，壓控振蕩器303的頻率控制部分190檢測到一個要從PLL電路300輸出的希望的頻率(步驟S1)。在此情況下，當PLL電路300鎖定時，壓控振蕩器303的頻率控制部分190可以通過檢測PLL電路300的輸出信號的頻率或通過從確定希望頻率及將一命令傳送到PLL電路300的電路塊檢測到一個希望的頻率來執行步驟S1的操作。
接著，壓控振蕩器303的頻率控制部分190根據在步驟S1中檢測到的并要從PLL電路300輸出的頻率確定一個要在壓控振蕩器303中使用的波段。
接著，根據預定波段，壓控振蕩器303的頻率控制部分190確定用作可變電路電路130中的可變電容的并聯的可變電容電路的個數(步驟S3)。具體來說，壓控振蕩器303的頻率控制部分190預先存儲一個表格(在該表格中，波段與用作可變電容的并聯的可變電容電路的個數相關聯)，并參考它確定用作可變電容的并聯的可變電容電路的個數。
在步驟S3后，PLL電路300將振蕩頻率鎖定在希望的頻率。在PLL電路300鎖定之后，壓控振蕩器303的頻率控制部分190檢測輸入到其上的控制電壓Vt(步驟S4)。
接著，壓控振蕩器303將控制電壓Vt作為參考電壓Vs(＝Vt)供給參考電壓端182(步驟S5)。
最后，壓控振蕩器303的頻率控制部分190將控制電壓Vsw輸入到頻率調節敏感度控制部分180，使得在可變電容電路130中，用作可變電容的可變電容電路與控制電壓端181相連，而用作固定電容的可變電容電路的開關與參考電壓端182相連(步驟S6)。
圖7為根據本發明的第二實施例示出頻率特性是如何由控制改變的圖。在此情況下，如圖7中所示，振蕩頻率相對于控制電壓Vt在Vs＞Vt的范圍內減少并在Vs＜Vt的范圍內增加(參考電壓Vs為中心)。籍此，可以將頻率調節敏感度設置成合適的值。在第二實施例中，當PLL電路鎖定時參考電壓Vs為控制電壓Vt，因此，在并聯的可變電容電路的個數改變之前和之后(在步驟S6的操作之前和之后)諧振電路的總電容值不變。這是因為在并聯的可變電容電路的個數改變之前和之后將相同的控制電壓輸入到用作固定電容的可變電容電路和用作可變電容的可變電容電路中。因此，即使當已鎖定PLL電路300時，在并聯的可變電容電路的個數改變之前和之后從PLL電路輸出的頻率不變，從而輸出一個不變的希望的頻率。因此，提供了一種可以在可變頻率范圍內獲得基本相同的頻率同時輸出不變的希望的頻率的壓控振蕩器。
因此，在第二實施例的PLL電路中，上述控制方法可以用于改變頻率調節敏感度并即使在PLL鎖定時也不改變輸出頻率，從而提供合適的頻率調節敏感度。
雖然第二實施例中使用分頻器304，本發明不限于此。還可以使用混頻器、或可使用分頻器及混頻器。
第三實施例圖8為示出根據本發明的第三實施例的壓控振蕩器中所使用的可變電容電路的結構的電路圖。圖8的可變電容電路用作圖1的壓控振蕩器100的可變電容電路130。
壓控振蕩器的頻率調節敏感度基本上是根據其中所使用的可變電容元件的特性而確定的。因此，可變電容元件最好具有使其電容在寬控制電壓范圍內適度變化的特性。實際上，當在半導體基片上實施壓控振蕩器時，很難使用高度線性的可變電容元件。
在第一實施例的壓控振蕩器中，頻率調節敏感度大致為線性。然而，如上所述，根據壓控振蕩器中所使用的電容元件，頻率調節敏感度可能不近似為線性。即使當使用低線性度的可變電容元件時，第三實施例的壓控振蕩器也可以在所有波段的希望頻率附近獲得基本相同的頻率調節敏感度。
在圖8中，可變電容電路200包括可變電容電路210(下文稱為可變電容電路X)、可變電容電路220(下文稱為可變電容電路Y)、可變電容電路230(下文稱為可變電容電路Z)、高頻隔離電阻215、216、225、226、235、236、參考電壓控制部分240、控制電壓端250和控制電壓端115。控制電壓端115起著也第一實施例中相同的作用。可變電容電路X、Y、Z并聯。
可變電容電路X具有可變電容元件211、212的隔直電容元件213、214。可變電容元件211、212串聯。將DC隔直電容元件213、214串聯至可變電容元件211、212的串聯電路的另一端，以隔離直流成分。可變電容電路X是由隔直電容元件213、可變電容元件211、可變電容元件212和隔直電容元件214依次連接而成的串聯電路組成。
可變電容電路Y具有可變電容元件221、222和隔直電容元件223、224。可變電容元件221、222串聯。將DC隔直電容元件223、224串聯至可變電容元件221、222的串聯電路的另一端，以隔離直流成分。可變電容電路Y是由隔直電容元件223、可變電容元件221、可變電容元件222和隔直電容元件224依次連接而成的串聯電路組成。
可變電容電路Z具有可變電容元件231、232和隔直電容元件233、234。可變電容元件231、232串聯。將DC隔直電容元件233、234串聯至可變電容元件231、232的串聯電路的另一端，以隔離直流成分。可變電容電路Y是由隔直電容元件233、可變電容元件231、可變電容元件232和隔直電容元件234依次連接而成的串聯電路組成。
可變電容元件211、212、221、222、231、231為例如利用CMOS處理中所使用的柵電容的可變電容元件。
控制電壓端250與在可變電容電路X中的可變電容元件211、212的一個連接點、在可變電容電路Y中的可變電容元件221、222的一個連接點和在可變電容電路Z中的可變電容元件231、232的一個連接點相連。
在可變電容電路X中，可變電容元件211和隔直電容元件213的連接點及可變電容元件212和隔直電容元件214的連接點分別通過高頻隔離電阻215、216連接至參考電壓控制部分240的第一輸出。
在可變電容電路Y中，可變電容元件221和隔直電容元件223的連接點及可變電容元件222和隔直電容元件224的連接點分別通過高頻隔離電阻225、226連接至參考電壓控制部分240的第二輸出。
在可變電容電路Z中，可變電容元件231和隔直電容元件233的連接點及可變電容元件232和隔直電容元件234的連接點分別通過高頻隔離電阻235、236連接至參考電壓控制部分240的第三輸出。又，控制電壓端151與參考電壓控制部分240的輸入端相連。
下面將對本發明的第三實施例的壓控振蕩器的操作進行描述。
當使用低度線性的可變電容元件時，可以通過以下述方法來提高其線性水平和平均頻率調節敏感度，例如，Koji Takinami等人“A WIDE TUNING RANGE LC-VCOFOR 5 GHZ WIRELESS LAN USING A TUNING SENSITIVITY LINEARIZATION TECHNIQUE”，2003 Asia-Pacific Microwave Conference；及日本發明公開號2004-147310。
圖9A和圖9B為用于說明傳統模式的問題的圖。如圖9A和圖9B中所示，可以用傳統技術平均的頻率調節敏感度，但不能獲得對多個波段基本相同的頻率調節敏感度.圖9A示出具有最高振蕩頻率的波段(波段H)的可變電容特性。圖9B示出具有最低振蕩頻率的波段(波段L)的可變電容特性。在圖9A和9B中，水平軸表示控制電壓Vt而垂直軸表示可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比。實線指示多個可變電容電路的電容特性，而虛線指示可變電容特性的和。在圖9C中，水平軸表示控制電壓Vt，而垂直軸表示振蕩頻率。實線指示振蕩頻率特性，而虛線指示在可變控制電壓Vt的范圍的中點附近的頻率調節敏感度。獲得圖9C的頻率調節敏感度的原因在于，如上所述，與上述圖9A和9B中所示的高頻率的波段H相比，波段L的可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比小，因此，即使當提高頻率調節敏感度的線性時，也不可能獲得圖9C所示的對多個波段基本相同的頻率調節敏感度。
在第三實施例中，使用通過控制電壓端115輸入的控制電壓Vctrl使從參考電壓控制部分240輸出的電壓與高頻開關電路110的切換同步，從而可以獲得對多個波段基本相同的頻率調節敏感度。
從參考電壓控制部分240輸入到可變電容電路X、Y、Z的電壓輸入分別由Vref、Vref-Vy和Vref-Vz表示。注意假設Vy＜Vz。
假設Vz＝2×Vy。在此情況下，參考電壓控制部分240輸出三個相互不同的參考電壓Vy。分別將該參考電壓提供給可變電容電路X的可變電路元件211、212、可變電容電路Y的可變電路元件221、222、可變電容電路Z的可變電路元件231、232。
這里假設參考電壓為Vref。還假設各可變電容元件的電容在控制電壓Vth的附近變化。在此情況下，可變電容電路X、Y、Z的電容值相對于圖10A中用實線指出的控制電壓Vt變化。在圖10A、10B和10C中，水平軸表示控制電壓Vt、而垂直軸表示可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比。在各圖中，實線指出可變電容電路X、Y、Z的可變電容特性，而虛線指出其和的可變電容特性。因此，可變電容電路X、Y、Z的總電容值相對于用圖10A中的虛線指出的控制電壓Vt適當地變化。結果，可以在寬控制電壓范圍內平均頻率調節敏感度。
圖10A為用示出具有最高振蕩頻率的波段H的可變電容特性的圖。圖10B為示出具有中間振蕩頻率的波段M的可變電容特性的圖。圖10C為示出具有最低振蕩頻率的波段L的可變電容特性的圖。圖10A、10B和10C波段H、M和L的頻率調節敏感度分別由Kh、Km和Kl表示。
對于具有最高振蕩頻率的波段H，參考電壓控制部分240控制將輸出的電壓Vref、Vref-Vy、Vref-Vz，從而使相對于控制電壓Vt可變電容電路200中的電容變化適當，從而線性化頻率調節敏感度Kh。例如，當所圖8中所示，可變電容電路200由三個可變電容電路X、Y、Z構成時，從參考電壓控制部分240輸出的電壓具有Vref＞Vref-Vy＞Vref-Vz的關系。在此情況下，通過將具有三個電壓中的中間值的Vref-Vy設定成Vm(可變控制電壓Vt的范圍的中點)，可以線性化頻率調節敏感度，其中Vm是可變控制電壓Vt的范圍的中心。
對于具有最低振蕩頻率的波段L，參考電壓控制部分240使頻率調節敏感度kl基本上與波段H的頻率調節敏感度相同，其中Vm是可變控制電壓Vt的范圍的中心。如圖9C中所示，波段L的可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比小于波段H。因此，例如，如圖10C中所示，將電壓Vref-Vy設定成與波段H的值相同并將Vy和Vz設定成小于波段H的。即，與波段H相比可變電容電路X、Y、Z的電容突變的區域集中在Vref-Vy附近的區域。結果，頻率調節敏感度在Vref-Vy附近增加，即，在可變控制電壓Vt的范圍中心Vm的附近，從而可以得到與波段H基本相同的頻率調節敏感度。
對于具有中間振蕩頻率的波段M，參考電壓控制部分240以與波段L相似的方式使頻率調節敏感度Km與波段H的頻率調節敏感度Kh基本相同，其中Vm是可變控制電壓Vt的范圍的中心。如圖9C所示，波段M的可變電容電路的電容變化量與諧振電路的總電容值的比具有波段H、L之間的中間值。因此，例如，如圖10B所示，電壓Vm(Vref-Vy)設定成與波段H的值相同的值，而Vy和Vz設定成波段H、L的的值的中間。結果，頻率調節敏感度在Vref-Vy附近比波段H窄但比波段L寬的范圍內增加，即，可變控制電壓Vt的范圍中心Vm的附近，但覆蓋整個控制電壓Vt，從而可以獲得與波段H基本相同的頻率調節敏感度。
因此，如圖11所示，參考電壓控制部分240相對控制電壓Vt適度改變可變電容元件的電容并在具有最高振蕩頻率的波段H的寬控制電壓范圍內平均頻率調節敏感度Kh。對于具有較低振蕩頻率的波段，參考電壓控制部分240控制要輸出的Vref、Vy、Vz使頻率調節敏感度基本與Vm附近最高波段的頻率調節敏感度Kh相同，但不是平均頻率調節敏感度。
為了實現上述一系列操作，參考電壓控制部分240根據通過高頻開關電路110的控制電壓端115輸入的控制電壓Vctrl確定要從其輸出的Vref、Vref-Vy和Vref-Vz的值。該確定可由參考電壓控制部分240參考預先存儲的表格(其中，控制電壓Vctrl與Vref、Vref-Vy和Vref-Vz相關聯)來進行。具體來說，當轉換波段時，參考電壓控制部分240可以根據通過控制電壓端115輸入的控制電壓Vctrl指定一個要使用的波段。參考電壓控制部分240還可以與高頻開關電路110相同步地調節要供給可變電容電路的輸出Vref、Vref-Vy和Vref-Vz。結果，可以獲得對所有波段基本上相同的頻率調節敏感度。因此，可以通過實現對所有波段基本上相同的頻率調節敏感度來抑制相位噪聲。這是因為如果頻率調節敏感度高，由Vt所攜帶的噪聲成分引起的相位噪聲惡化的影響是顯著的。
在第三實施例中，當可變電容電路200由三個可變電容電路X、Y、Z構成時，具有從參考電壓控制部分240輸出的電壓中的中間值的Vref-Vy被設定成控制電壓Vt的中點Vm。然而，Vref-Vy不一定限于Vm，還可以是任意電壓。又在此情況下，獲得與上述類似的效果。例如，所第二實施例中所指出的，當將采用可變電容電路200的壓控振蕩器100用于PLL電路300中時，可以檢測到在PLL電路300鎖定時輸入壓控振蕩器100的控制電壓Vt且將檢測到的控制電壓Vt定義成Vref-Vy。在此情況下，可以獲得對所有波段基本上相同的頻率調節敏感度，其中PLL電路300鎖定時的頻率為中心。結果，即使在PLL電路300鎖定之后，也可以將頻率調節敏感度變到合適的值而不改變輸出頻率。
在第三實施例中，可變電容電路200由三個并聯的可變電容電路X、Y、Z組成。然而，并聯的可變電容電路的個數不限于三個，也可以是兩個或四個或更多個。即，可變電容電路的個數可以是n(n2或2以上的自然數)。在此情況中，頻率調節敏感度控制部分可以與輸入到高頻開關電路的開關控制端的開關控制電壓相同步地控制n個可變電容電路的可變電容元件的電壓。對于任何n，可以獲得與上述相似的效果。
在第三實施例中，參考電壓控制部分240根據通過控制電壓端115輸入的控制電壓Vctrl調節Vref、Vref-Vy和Vref-Vz。然而，Vref、Vref-Vy和Vref-Vz不一定是根據控制電壓Vctrl調節的。例如，參考電壓控制部分240可以自己確定一個提供希望頻率的波段，將該控制電壓Vctrl輸出到控制電壓端115并根據預定波段，調節Vref、Vref-Vy和Vref-Vz以獲得基本上相同的頻率調節敏感度。又在此情況下，獲得與上述相似的效果。
在第三實施例中，參考電壓控制部分240輸入電位差Vref、Vref-Vy和Vref-Vz，其中Vz＝2×Vy而各電位之間的差一直是Vy。然而，可以提供不同的電位差。又在此情況下，獲得與上述相似的效果。
在第三實施例的壓控振蕩器中，可以采用第二實施例的PLL電路。又在此情況下，獲得與上述相似的效果。
現在，將對當設置了n個可變電容電路時使用的參考電壓的較佳例子進行描述。當n為奇數時，參考電壓控制部分可以使用第(n+1)/2個參考電壓作為可變控制電壓Vt的范圍的中點的電壓。當n為偶數時，參考電壓控制部分可以使用第n/2個參考電壓和(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓作為可變控制電壓Vt的范圍的中點的電壓。籍此，可以對所有波段實現基本相同的頻率調節敏感度，其中，控制電壓Vt的中點電壓為中心。
當n為奇數時，參考電壓控制部分可以使用第(n+1)/2個參考電壓作為在振蕩頻率通過反饋控制振蕩頻率鎖定時的控制電壓Vt。當n為偶數時，參考電壓控制部分可以使用第n/2個參考電壓和(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓作為在振蕩頻率通過反饋控制振蕩頻率鎖定時的控制電壓Vt。結果，即使當PLL已鎖定時，在那之前和之后，從PLL電路輸出的頻率不變，從而輸出不變的希望的頻率。
注意當m個高頻開關電路的開關元件都為OFF時，參考電壓控制部分可以調節參考電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓Vt的變化率在控制電壓Vt上基本不變。在當m個高頻開關電路的開關元件都為OFF時之外的情況下，參考電壓控制部分調節第(n+1)/2個參考電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化率基本上與當在參考電壓Vt或PLL電路鎖定時的中點電壓附近所有開關元件為OFF時相同，其中設置了n個可變電容電路(n為奇數)。又，在相似的狀態中，當n為偶數時，參考電壓控制部分調節第n個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化率基本上與當在參考電壓Vt或PLL電路鎖定時的中點電壓附近所有開關元件為OFF時相同。例如，參考電壓控制部分根據要使用的一個波段預先確定一個參考電壓并輸出該預先確定的參考電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化率基本上與當所有開關元件為OFF時相同。結果，可以最大化其中頻率調節敏感度為平均的控制電壓的范圍。
當n個可變電容電路按照要輸出到其的參考電壓的次序(最大的第一)排列時，要輸入到第k個可變電容電路(k為2或2以上及n或n以下的自然數)的可變電容元件的參考電壓與要輸入到第(k-1)個可變電容電路的可變電容元件的參考電壓之間的差，在m個高頻開關電路的所有開關元件為OFF時最大，在m個高頻開關電路的所有開關元件為ON時最小。在m個高頻開關電路的所有開關元件為ON或OFF時以外的情況下，該差可以具有最大值和最小值之間的中間值。結果，從參考電壓控制部分240輸出的Vref、Vref-Vy和Vref-Vz的范圍是有限的，因此可以容易地控制。
第四實施例圖12為示出采用根據本發明第一到第三實施例中任何一個的壓控振蕩器的無線通信裝置400的結構的方框圖。
在圖12中，無線通信設備400包括天線401、功率放大器件402、調制器403、開關404、低噪聲放大器405、解調器406和PLL電路407。
PLL電路407是采用第一或第三壓控振蕩器的第二實施例的PLL電路。
在無線通信設備400中，在傳送無線信號時，調制器403用基帶調制信號調制從PLL電路407輸出的希望的高頻信號。從調制器403輸出的高頻調制信號由放大器402放大并經過開關404從天線401發送。
當接收到無線電信號時，從天線401接收到的高頻調制信號經開關404輸入到低噪聲放大器405并被放大，并將產生的信號輸入到解調器406。解調器406用從PLL電路407輸出的高頻信號將所輸入的高頻信號解調成基帶調制信號的。
如圖12中所示，PLL電路407包括壓控振蕩器是用于產生高頻信號的基本電路。在第四實施例中，無線通信設備400具有圖12的結構。本發明不限于此。例如，可以將不同的PLL電路分別用于發送和接收。另，可以將多個PLL電路用于各發送和接收。另外，PLL電路還具有調制器的功能。
在第一至第四實施例中，各可變電容元件利用CMOS處理中所使用的柵電容。各可變電容元件可以是其它類型。又在此情況中，可以獲得同上述相似的效果。
在第一至第四實施例中，MOS晶體管用作振蕩晶體管。另，可以使用雙極晶體管。
如上所述，根據本發明，當使用多個波段來獲取寬范圍的可變頻率時，可以提供具有滿意的相位噪聲特性且對各波段都具有基本相同的頻率調節敏感度的壓控振蕩器。本發明還提供一個PLL電路及使用其的無線通信裝置。
本發明的壓控振蕩器，和PLL電路及使用其的無線通信設備具有滿意的相位噪聲特性并能控制寬波段的頻率范圍，因此，可用于無線通信等領域。
雖然詳細描述了本發明，上述說明全部為示例而非限定。應理解可以得出多種修改的變形而不偏離發明的范圍。
權利要求
1.一種由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成的壓控振蕩器，其特征在于，包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與所述電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個根據所加的控制電壓改變電容值的可變電容元件，以反饋控制振蕩頻率；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；用于轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；及根據要用的波段調節n個可變電容電路的總電容相對控制電壓的變化率的頻率調節敏感度控制部分，其中所述頻率調節敏感度控制部分與n個可變電容電路的差分信號的虛接地點相連。
2.如權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述頻率控制部分可以根據要用的波段將用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓輸入至高頻開關電路的開關控制端，且所述頻率調節敏感度控制部分選擇性地切換預定的參考電壓和與開關控制電壓同步的控制電壓，從而將選擇的預定參考電壓或控制電壓用作要加到n個可變電容電路的各個可變電容元件的一端的電壓。
3.如權利要求2所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述頻率調節敏感度控制部分可包括n個頻率頻率調節敏感度控制開關元件，且所述頻率調節敏感度控制開關元件可以被連接到n個可變電容電路的各個虛接地點并被選擇性地切換以確定加到各可變電容電容的電壓是預定參考電壓還是控制電壓。
4.如權利要求2所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述頻率調節敏感度控制包括n-1個頻率調節敏感度控制開關元件，所述頻率調節敏感度控制開關元件可以連接至n-1個可變電容電路的各虛接地點并可以被選擇性地切換，以確定要加到各可變電容電路上的電壓是預定參考電壓還是控制電壓，并且可以將控制電壓提供給剩余的一個可變電容電路的虛接地點。
5.如權利要求3所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓是在控制電壓變化的范圍的中點處的電壓。
6.如權利要求4所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓是控制電壓變化范圍的中點處的電壓。
7.如權利要求3所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓具有振蕩頻率為反饋控制時的控制電壓的值，從而頻率是固定的。
8.如權利要求4所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓具有振蕩頻率為反饋控制時的控制電壓的值，從而頻率是固定的。
9.如權利要求3所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中當m個高頻開關電路的所有開關元件為OFF時，頻率調節敏感度控制部分控制頻率調節敏感度控制開關元件，使得僅將該控制電壓提供給n個可變電容電路中的一個并將參考電壓供給剩余的n-1個可變電容電路。
10.如權利要求4所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中當m個高頻開關電路的所有開關元件為OFF時，頻率調節敏感度控制部分控制頻率調節敏感度控制開關元件，使得僅將該控制電壓提供給n個可變電容電路中的一個并將參考電壓供給剩余的n-1個可變電容電路。
11.如權利要求3所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中當m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON時，頻率調節敏感度控制部分控制頻率調節敏感度控制開關元件，以將控制電壓供給所有n個可變電容電路。
12.如權利要求4所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中當m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON時，頻率調節敏感度控制部分控制頻率調節敏感度控制開關元件，以將控制電壓供給所有n個可變電容電路。
13.如權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述頻率調節敏感度控制部分預先確定各可變電容電路是用作要由頻率控制部分轉換的各個波段的可變電容還是固定電容，并將該控制信號輸入至用作可變電容的可變電容電路，和將預定的參考電壓輸入至用作固定電容的可變電容電路。
14.如權利要求13所述的壓控振蕩器，其特征在于，在PLL電路上設置壓控振蕩器，在PLL電路鎖定時，所述控制電壓用作預定參考電壓。
15.一種用于振蕩高頻信號的差分電路所構成的壓控振蕩器，其特征在于，包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，其中，用于隔離直流成分的隔直電容器設置在n個可變電容電路的相對兩端；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；將用于反饋控制振蕩頻率的控制電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的一個端的控制端；和將參考電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的另一端的參考電壓控制部分，根據要使用的波段調節參考電壓，和調節相對于控制電壓的振蕩頻率中的變化率。
16.如權利要求15所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓控制部分要與輸入到高頻開關電路的開關控制端的開關控制電壓同步控制輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的參考電壓。
17.如權利要求16所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述參考電壓控制部分將輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的參考電壓的第(n+1)/2個參考電壓作為n為奇數時在控制電壓變化范圍的中點處的電壓，并將第n/2個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓作為當n為偶數時在控制電壓變化范圍的中點處的電壓。
18.如權利要求16所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中，當n為奇數時，參考電壓控制部分可以將輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的其它端的第(n+1)/2個參考電壓作為當通過反饋控制振蕩頻率鎖定振蕩頻率時獲得的控制電壓；而當為偶數時，可以將第n個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓作為當通過反饋控制振蕩頻率鎖定振蕩頻率時獲得的控制電壓。
19.如權利要求16所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中，當m個高頻開關電路的所有開關元件都是OFF時，參考電壓控制部分可以調節參考電壓，使振蕩頻率相對于控制電壓的變化率在控制電壓上基本上恒定，并且在m個高頻開關電路的所有開關元件都為OFF時之外的其它狀態中，在可變電容電路中，參考電壓控制部分可以調節n為奇數時第(n+1)/2個參考電壓及n為偶數時在第n/2個參考電壓和第(n+1)/2個參考電壓之間的中點電壓。
20.如權利要求16所述的壓控振蕩器，其特征在于，其中當以輸入其的參考電壓的次序排列n個可變電容電路時，最大的第一，要輸入到第k個可變電容電路(k為2或2以上和n或小于n的自然數)的可變電容元件的參考電壓與要輸入到第(k-1)個可變電容電路的可變電容元件的參考電壓之間的差當m個高頻開關電路的所有開關元件都為OFF時為最大值；當m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON時為最小值；和在m個高頻開關電路的所有開關元件都為ON或OFF時之外的狀態中為最大和最小值之間的中間值。
21.一種包括由用于振蕩高頻信號的差分電路組成的壓控振蕩器，其特征在于，其中，所述壓控振蕩器包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，該元件的電容值根據所施加的控制電壓而變化，以反饋控制振蕩頻率；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；和連接到n個可變電容電路的虛接地點的頻率調節敏感度控制部分；其中，所述頻率調節敏感度控制部分與n個可變電容電路的虛接地點相連。
22.一種包括由用于振蕩高頻信號的差分電路組成的壓控振蕩器，其特征在于，其中，所述壓控振蕩器包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，其中在n個可變電容電路的另一端設置了一個用于隔離直流成分的隔直電容器；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；將用于反饋控制振蕩頻率的控制電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的一個端的控制端；和將參考電壓輸入至n個可變電容電路的可變電容元件的另一個端的控制端，根據要使用的波段調節參考電壓并調節振蕩頻率相對于控制電壓的的變化率的參考電壓控制部分。
23.一種用于固定振蕩頻率的PLL電路，其特征在于，包括壓控振蕩器，由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成并根據控制電壓調節振蕩頻率；和反饋控制電壓調節電路，用于反饋由壓控振蕩器輸出的高頻信號，比較高頻信號和參考信號之間的相位差并調節要輸入到壓控振蕩器的控制電壓，其中所述壓控振蕩器包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，該元件的電容值根據所施加的控制電壓而變化，以反饋控制振蕩頻率；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；和連接到n個可變電容電路的虛接地點并選擇性地切換的頻率調節敏感度控制部分；其中，所述頻率調節敏感度控制部分與n個可變電容電路的虛接地點相連，并根據m個高頻開關電路的開關元件由ON/OFF轉換的頻率，選擇性地轉換預定參考電壓和控制電壓作為要輸入到n個可變電容電路的各可變電容元件的一個端的電壓。其中，所述頻率調節敏感度控制部分將從反饋控制電壓調節電路輸出的控制電壓用作參考電壓。
24.一種包括由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成的壓控振蕩器的無線通信設備，其特征在于，其中所述壓控振蕩器包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，該元件的電容值根據所施加的控制電壓而變化，以反饋控制振蕩頻率；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；用于轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；及根據要用的波段調節n個可變電容電路的總電容相對控制電壓的變化率的頻率調節敏感度控制部分，其中所述頻率調節敏感度控制部分與n個可變電容電路的差分信號的虛接地點相連。
25.一種包括由用于振蕩高頻信號的差分電路所構成的壓控振蕩器的無線通信設備，其特征在于，其中所述壓控振蕩器包括具有電感的電感電路；n(n是2或2以上的自然數)個與該電感電路并聯的可變電容電路，它們各具有一個可變電容元件，其中在n個可變電容電路的另一端設置了一個用于隔離直流成分的隔直電容器；m(m是1或1以上的自然數)個與電感電路并聯的高頻開關電路，它們各具有一個電容元件、與電容元件相連的開關元件、和用于輸入用于控制開關元件的ON/OFF的開關控制電壓的開關控制端；與電感電路并聯的負電阻電路；轉換振蕩頻率的波段的m個高頻開關電路的開關元件的控制ON/OFF的頻率控制部分；將用于反饋控制振蕩頻率的控制電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的一個端的控制端；和將參考電壓輸入到n個可變電容電路的可變電容元件的另一端的參考電壓控制部分，根據要使用的波段調節參考電壓，和調節相對于控制電壓的振蕩頻率中的變化率。
全文摘要
一種由用于振蕩高頻信號的差分電路構成的壓控振蕩器，包括電感電路，可變電容電路和高頻開關電路，負電阻電路及頻率控制部分和頻率調節敏感度控制部分。所述頻率控制部分通過控制包括在高頻開關電路中的開關元件的ON/OFF轉換振蕩頻率。所述頻率調節敏感度控制部分根據要使用的波段調節可變電容電路的總電容相對于控制電壓的變化率。所述頻率調節敏感度控制部分與不同差分信號的虛接地點相連。
文檔編號H03B5/08GK1713514SQ200510082380
公開日2005年12月28日 申請日期2005年6月15日 優先權日2004年6月15日
發明者筑澤貴行, 淹波浩二, 大原淳史, 足立壽史 申請人:松下電器產業株式會社