專利名稱：單芯片功率放大器和包絡調制器的制作方法
技術領域：
本發明涉及射頻(RF)收發信機，具體來說，涉及RF功率放大器和包絡調制器。
背景技術：
無線通信技術的新發展使諸如蜂窩電話、個人數字助理(PDA)之類的移動終端能夠獲得更好的信號質量以及更高的數據傳輸速率。這些發展可部分促成現代無線通信電路中使用復雜的數據調制方案，諸如GSM、EDGE、WCDMA、CDMA、IS-95等。調制方案通常產生經過相位調制以及一般稱作非恒定包絡調制的幅度調制的復雜RF信號。獲得/實現用于這種調制方案的發射機的一種方式是采用極性調制。極性調制電路的一個實例可見于公布的美國申請US20020077066以及公布的PCT申請WO0237666，通過引用將這兩個申請結合到本文中。
在例如US20020077066中所述的極性調制方案中，具有恒定幅度的相位調制后的RF信號以可變功率電平發射，從而實現幅度調制。改變RF信號的發射功率電平通過控制移動終端中的功率放大器來執行。為了使效率為最大，功率放大器以其最高可用輸出電平或者極接近其最高可用輸出電平(即以飽和模式)工作，所述電平通常等于電源電平。電源則被改變以實現幅度調制。
圖1說明US20020077066中所述的極性調制電路100的類型。可以看到，極性調制電路100包括用于放大RF信號的功率放大器102。功率放大器102配置成接收RF輸入信號104以及輸出RF輸出信號106。還提供的是偏置電壓108以及電源110，用于向功率放大器102提供電力。電源110通過由均如圖所示連接的晶體管T1、T2和電阻器Rg、R1、R2組成的包絡控制器112連接到功率放大器102。晶體管T1可能是例如雙極結型晶體管(BJT)，晶體管T2可能是例如金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)。幅度調制電壓114控制包絡控制器112，由此調制電源110提供給功率放大器102的功率。
發明內容
本發明針對用于實現RF極性調制電路的方法及電路。本發明的方法及電路提供自補償溫度穩定包絡控制器和自補償溫度穩定功率放大器偏置。還包括的是具有預失真補償能力的自適應電流-電壓調制接口。通過包絡相關功率放大器晶體管偏置來補償AM/PM失真。對高于或低于標稱負載的RF負載提供自動補償。本發明的方法及電路還允許極性調制電路采用低電壓MOS晶體管工藝來實現。
一般來說，在一個方面，本發明針對在單芯片上實現具有功率放大器和幅度調制器的溫度穩定射頻極性調制電路的方法。該方法包括將包絡控制電流輸入極性調制電路，降低包絡控制電流的溫度敏感性，把包絡控制電流轉換為包絡調制電壓，以及向幅度調制器的輸入端提供包絡調制電壓。
一般來說，在另一個方面，本發明針對具有幅度調制器和功率放大器的單芯片射頻極性調制電路。該電路包括電流-電壓接口，配置成接收包絡控制電流、降低包絡控制電流的溫度敏感性、把包絡控制電流轉換為包絡調制電壓以及向幅度調制器的輸入端提供包絡調制電壓，電流-電壓接口實質上是溫度不敏感的。該電路還包括電流-電壓接口中的電阻元件，配置成在包絡控制電流被轉換為包絡調制電壓之前調節包絡控制電流以補償極性調制電路中的失真。
應當強調，在本說明中使用的術語“包括/包含”用來表示存在所述特征、整數、步驟或組件，但不排除存在或附加一個或多個其它特征、整數、步驟、組件或上述各項的組合。
通過以下詳細說明以及參考附圖，本發明的以上及其它優點將變得非常明顯，附圖包括圖1說明先有技術的極性調制電路；圖2說明溫度穩定極性調制電路；圖3說明具有低環路增益的先有技術的極性調制電路的傳遞函數曲線圖；圖4說明能夠補償因低環路增益引起的失真的極性調制電路；圖5說明具有非標稱RF負載的先有技術的極性調制電路的傳遞函數曲線圖；圖6說明能夠補償非標稱RF負載的極性調制電路；圖7說明具有低電阻RF負載的先有技術的極性調制電路的傳遞函數曲線圖；圖8說明能夠補償低電阻RF負載的極性調制電路；圖9說明圖8所示的極性調制電路的一種具體實現；圖10說明具有偏移補償的極性調制電路；圖11說明有及沒有偏移補償的極性調制電路的傳遞函數曲線圖；圖12說明包絡相關偏置電源；圖13說明帶有及沒有包絡相關偏置電源的調制電路的AM/PM性能；圖14以框圖形式說明先有技術的極性調制電路；圖15說明具有給功率放大器晶體管級的獨立電壓供給的極性調制電路；圖16-17說明具有及沒有給功率放大器晶體管級的獨立電壓供給的極性調制電路的相位/增益特性的曲線圖；以及圖18說明具有擊穿電壓保護的極性調制電路。
具體實施例方式
下面是參照附圖對本發明的說明性實施例的詳細描述，其中相同的參考標號用于相同或相似元件。應當注意，圖中所示的晶體管預計是通用性的，不一定表示優先選擇具體類型的晶體管。同樣，本文提供的等式預計是通用性的，并不表示優先選擇具體類型的晶體管。另外，本文所述的所有電阻器也可能是另外某種形式的阻抗，諸如電容的(C)、電阻的(R)、電感的(L)、RC、RL等。一般來說，本發明可通過任何適當類型的晶體管(例如BJT、MOSFET等)，采用任何適當的電阻、電容或電感元件來實現。
雖然圖1所示的配置在原理上起作用，但在實際上，必須解決幾個考慮因素。例如，移動終端的不斷減小的尺寸迫使電路設計人員把盡可能多的組件組合到單芯片上以便節省空間。但是，讓包絡控制器和功率放大器位于同一個芯片上在芯片上產生溫度梯度和熱變化，情況比包絡控制器位于分開的芯片上時明顯更差。這些溫度梯度和熱變化不利地影響包絡控制器的工作，并且可能使它變得不穩定。
另一個考慮因素是在其中導電硅襯底上存在極高的電磁場和電容耦合的單芯片環境中如何使包絡控制器穩定。又一個考慮因素是如何防止地或襯底漏電使包絡控制器傳遞函數AMout/AMin失真。其它考慮因素包括如何保持功率放大器的最低可能的環路增益，如何保持傳遞函數的完全受控的起始點，如何偏置功率放大器以便在保持溫度穩定偏置的同時得到最高效率而沒有產生AM/PM失真(由于AM調制器中的缺陷)，以及如何以在BiCMOS工藝中可得到的低電壓互補金屬氧化物半導體(CMOS)實現包絡控制器。
當包絡控制器和功率放大器位于單芯片時出現的各種考慮因素通過本發明的實施例的至少一部分來解決。具體來說，在本發明的至少一部分實施例中，實現相對溫度變化是穩定的單芯片極性包絡控制器電路。
如上所述，本發明的各種實施例提供相對溫度變化是穩定的單芯片包絡控制器電路。現有調制電路、如圖1所示的調制電路100往往隨溫度而不穩定。理想地，輸入到包絡控制器112的幅度調制電壓114將與從包絡控制器112輸出的電源電壓相同或接近相同。但是，實際上，這在單芯片上難以實現，因為用來調節電源110的場效應晶體管T2散發大量熱(例如高達5瓦特)。當晶體管T2在包絡控制器112工作期間接通和斷開時，熱量在芯片上產生溫度梯度。溫度梯度又可能影響在包絡控制器112中用作差分放大器的BJT晶體管T1的工作。具體來說，BJT晶體管T1的基極-發射極電壓Vbe可能隨溫度變化而改變(例如高達2mV/K)。基極-發射極電壓Vbe也可能隨著雙極型晶體管T1中的不同集電極電流而改變。
現在參照圖2，根據本發明的各種實施例，通過采用包絡調制電流代替幅度調制電壓，能夠降低或消除調制電路100的溫度敏感性。在圖2中可以看到，根據本發明的各種實施例的調制電路200與圖1中的調制電路100相似，但它還具有幅度電流-電壓接口202和包絡調制電流204。幅度電流-電壓接口202包括由如圖所示連接的兩個場效應晶體管T3和T4組成的電流鏡。晶體管T3和T4的源極相互連接并連接到電源110(參見圖1)。晶體管T3的柵極短接到它的漏極，它的漏極又連接到包絡調制電流Iam204(或者調制參考值)。晶體管T4的柵極連接到晶體管T3的漏極。晶體管T4的漏極連接到二極管D1和電阻器R3的串聯組合，以及還連接到晶體管T1的基極。
在工作中，包絡調制電流204從晶體管T3鏡像到晶體管T4，以及來自晶體管T4的電流被饋送到二極管D1和電阻器R3。二極管D1和電阻器R3的串聯組合把晶體管T4中的電流轉換為提供給晶體管T1的基極的包絡調制電壓。由于電流鏡具有極少或者沒有溫度相關性(本領域的技術人員眾所周知的一種特性)，因此，二極管D1和電阻器R3上的電壓、因而晶體管T1和電阻器R1上的電壓也沒有溫度相關性。因此，調制電路200比現有解決方案更為溫度穩定。
注意，在一些實施例中，電阻器R1和R3采用相同或相似的工藝來制作，使得它們具有相似的電氣和溫度特性。二極管D1是與晶體管T1相同種類和規格的、被連接為二極管的晶體管。
以上配置的結果是，電流-電壓接口202具有極低的環路增益。然而，低環路增益引起調制電路200中的失真。這在圖3的曲線圖A-D中說明，其中垂直軸表示輸出RF信號106的幅度，以及水平軸表示包絡調制電流204。曲線圖A和B分別表示理想和實際情況中的調制電路200的傳遞函數，而曲線圖C和D分別表示理想和實際情況中的調制電路200的增益。在曲線圖D中可以看到，實際情況中的調制電路200的增益很不理想，更像平方根函數。這部分由低增益引起，它使RF輸出信號不跟蹤包絡控制電流。它還部分地由功率放大器的性能引起，使得即使環路增益為無限的，也會有些失真。
根據本發明的各種實施例，失真可通過部分地使輸入到包絡控制器的包絡調制電壓成矩形來解決。現在參照圖4，說明實現這樣一種功能的示范調制電路400。調制電路400包括電流-電壓接口402，它與圖2的電流-電壓接口202相似，但它具有連接在晶體管T3和T4的兩個漏極之間的電阻器Rpre。電阻器Rpre用于部分地使包絡調制電壓成矩形，從而使曲線圖B中的傳遞函數看起來更像曲線圖A中的傳遞函數。電阻器Rpre的大小可根據具體應用按照需要來選取。
當RF負載在調制電路的輸出端改變時，傳遞函數也發生變化，這影響電路的VSWR(電壓駐波比)。這在圖5的曲線圖A1-D3中說明，其中垂直和水平軸同樣分別表示調制電路400的輸出RF信號106的幅度和包絡調制電流204。曲線圖A1表示當RF負載為標稱的時的理想情況中的調制電路400的傳遞函數，曲線圖B2表示RF負載低于標稱時的傳遞函數，而曲線圖B3表示RF負載高于標稱時的傳遞函數。曲線圖C1、D2和D3分別表示與曲線圖A1、B2和B3對應的增益。在曲線圖D2和D3中可以看到，當RF負載不是標稱負載時，調制電路400的增益很不理想。
根據本發明的各種實施例，可通過檢測RF負載(或者增益中的斜率變化)并相應地自適應改變Rpre來為非標稱RF負載(因此對于不理想的VSWR)校正調制電路400的增益。現在參照圖6，說明實現可調電阻器Rpre的示范調制電路600。調制電路600包括電流-電壓接口602，它與圖2的電流-電壓接口402相似，但具有連接在晶體管T3和T4的漏極之間的可調電阻器Rpre’。調制電路600還包括Rpre預測器604，配置成預測可調電阻器Rpre’的值；以及包絡檢波器606，配置成測量RF輸出信號106的幅度。然后把這種幅度信息連同包絡調制電流204一起提供給Rpre預測器604。Rpre預測器604測量包絡調制電流204的值，并將這個值與RF輸出信號106的幅度進行比較。根據這個比較，Rpre預測器604調節可調電阻器Rpre’的電阻，以便使從Iam到RF輸出信號106的幅度的增益變化中的任何偏差為最小。
在RF負載是高電阻負載(假定沒有絕緣體)的情況下，功率放大器102的輸出功率將小于標稱負載條件下的輸出功率。功率放大器102的輸出電流也會更小。另一方面，在RF負載是低電阻負載的情況下，功率放大器102可輸出它的最大功率輸出(即飽和的)，由偏置設定來確定。要獲得關于這種現象的更多信息，讀者可參考美國臨時申請序號60/388172和60/400561，通過引用將其結合到本文中。這在圖7的曲線圖A-D中說明，其中垂直軸同樣表示輸出RF信號106的幅度，以及水平軸表示用于調制電路600的包絡調制電流204。曲線圖A和B分別表示標稱負載(理想)情況下以及低電阻負載情況下的調制電路600的傳遞函數。曲線圖C和D分別表示標稱負載和低電阻負載情況的功率放大器102的功率輸出。在曲線圖D中可以看到，功率放大器102的功率(以及電流)輸出比標稱情況中快得多地增加，這可能導致RF輸出信號的失真。
根據本發明的各種實施例，調制電路600的功率輸出可通過檢測RF輸出信號的幅度以及相應地限制功率放大器102的輸出來校正(即VSWR補償)。現在參照圖8，說明實現功率限制功能的示范調制電路800。調制電路800與圖6的調制電路600相似，但包絡檢波器606還連接到包絡限制器802。包絡限制器802把幅度信息提供給連接晶體管T4、電阻器R3、二極管D1或者電阻器R1的組件控制器804。晶體管T4、電阻器R3、二極管D1和電阻器R1中的一個或多個則可用來控制包絡調制電壓的斜率，使得標稱負載上的包絡調制電壓的最大值當存在負載失配時不會產生飽和的調制器。
在一些實施例中，包絡限制器802和組件控制器804可實現為與如上所述的功率放大器保護以及具有增加的VSWR處理的功率控制中所述的相似的數字功能(即并聯或串聯接通或斷開)或者模擬自動增益調節控制(即模擬控制環路)。還能夠在沒有分開的包絡限制器802的情況下實現功率限制功能，在這種情況中，包絡檢波器606可配置成向組件控制器804提供幅度信息。
圖9說明圖8所示的調制電路的一種示范實現。在圖9中可以看到，避免調制失真、高輸出功率、高功耗以及高電流的一種方式是在RF輸出信號的幅度達到預設值時降低電阻器R3的值。因此，在這些實施例中，組件控制器902連接到電流-電壓接口904中的可調電阻器R3’。組件控制器902控制可調電阻器R3’的大小，從而限制功率放大器102的功率輸出。
在前面所述的實施例中，(功率放大器內部的)功率放大器晶體管具有它們在其中無法傳導電流(飽和)的集電極電壓的小區域。這防止調制電路的傳遞函數以0μA的包絡調制電流開始。實例在圖3的水平軸上表示(但沒有在圖7的說明性曲線圖中示出)。傳遞函數而是以對應于功率放大器上的、接近晶體管中的飽和電壓的集電極電壓的包絡調制電流開始。在現有的解決方案中，這種偏移采用分開的外部實現的補償電路，通過包絡調制電流上的偏移電流來校準和補償。
根據本發明的各種實施例，偏移補償可實現為調制電路本身的一部分，因為包絡控制器和功率放大器電路位于單芯片上。這樣一種配置具有要求比與調制電路分開的補償電路更少的生產調整的優點。在一個實施例中，偏移補償實現為具有與電流-電壓接口中的功率放大器相同的飽和電壓的附加晶體管，如圖10所示。可以看到，調制電路1000具有電流-電壓接口1002，它與電流-電壓接口602(參見圖6)相似，但包括偏移補償晶體管T5。偏移補償晶體管T5可能是雙極結型晶體管，其集電極連接到電阻器R3，以及基極連接到偏置電壓108。這樣一種配置產生使功率放大器晶體管中的飽和電壓偏移的偏移電壓。優選地，晶體管T5經過選擇，以便與功率放大器中的晶體管相似。
圖11的曲線圖A和B分別說明把偏移補償晶體管T5插入電流-電壓接口1002之前和之后的調制電路1000的傳遞函數起始點的差異。在曲線圖B中可以看到，在插入偏移補償晶體管T5之后的調制電路1000的傳遞函數起始點已經有效地移動到接近0μA。
極性調制電路的偏置電路可實現為經由具有0歐姆電阻的電感器連接到功率放大器中的分開的晶體管級的電壓源。但是，存在也需要考慮的偏置功率放大器的其它方面，例如溫度穩定性、效率以及對稱性。在雙極功率放大器中，雙極結型晶體管單獨地不是溫度穩定的，與許多場效應功率放大器相反。能夠通過增加對地的發射極電阻來使雙極結型晶體管為溫度穩定的，但是這降低了功率放大器的效率。偏置電壓(對晶體管的基極電壓)也將根據各級的RF輸入功率來改變，這將把AM/PM失真引入功率放大器。
根據本發明的各種實施例，電流驅動的偏置輸入可用來代替功率放大器的電壓驅動的偏置輸入。圖12說明調制電路1200的電流驅動的偏置輸入的一種示范實現。可以看到，調制電路1200與調制電路1000(參見圖10)相似，但偏置電壓108由電流驅動的偏置網絡1202取代，以及從功率放大器102到包絡檢波器606的連接成為可選的(虛線)，表明不一定要把包絡檢波器606連接到功率放大器102的輸出以及其它變量可與包絡相關并用作替代。電流驅動的偏置電流網絡1202由全部如圖所示連接的晶體管T6-T8和R4-R6組成。電流Ibias則通過晶體管T7、T8以及R6被轉換為電壓。功率放大器102的偏置輸入消耗來自功率放大器的內部晶體管的基極端子上的已整流RF信號的電流，其中T6和T7組成電流鏡，以及T7、T8和R6提供電流-電壓轉換。偏置電流Ibias與RF包絡成正比，它接近與提供給功率放大器的集電極電壓成正比。
為了溫度穩定性原因而確定大小的電阻器R4配置成防止功率放大器102具有恒定的偏置電壓。通過增加由包絡控制器1002提供給功率放大器102的集電極電壓的一部分，能夠通過把電阻器R5插入晶體管T8的發射極與電阻器R1之間來補償R4上的電壓降。換言之，在高輸出功率電平，功率放大器將通過R4消耗比在較低輸出功率更高的電流。這意味著，在更高的輸出功率上，將存在R4上的電壓降，產生功率放大器中降低的輸入電流，以及防止功率放大器保持受壓。R5為偏置電路饋送與集電極電壓成正比的電壓，它補償R4上的電壓降。在各種實施例中，電阻器R4可在功率放大器晶體管為雙極結型晶體管時連接到功率放大器的基極端子，或者在功率放大器晶體管為場效應晶體管時連接到柵極端子。
此外，圖12的偏置電流電路1202還可用于使功率放大器102的AM-PM性能線性化。例如，能夠采用這種電路來減少AM-PM失真(Iam-Pout的相位)的一階項。回想一下，AM/PM性能取決于功率放大器的偏置。通過控制偏置，可降低AM/PM失真。實際上，這是具有功率放大器102的包絡相關偏置電源的優點之一。圖13的曲線圖A和B分別說明帶有及沒有功率放大器102的包絡相關偏置電源的調制電路1200的AM/PM性能。可以看到，曲線圖B中的AM/PM失真已經減小到大約曲線圖A中的一半。
AM/PM失真可通過向功率放大器本身內的各個晶體管級提供分開的電源來進一步改善。現在參照圖14，說明典型的極性調制電路1400的框圖。極性調制電路1400具有控制塊1402，它包括數字波形發生器1404、相位調制器1406和數模轉換器1408。這些組件的功能是本領域的技術人員熟知的，在此不進行描述。控制塊1402向功率放大器1410提供恒定包絡的相位調制后的信號SRF，phase(t)，以及向包絡控制器1412提供包絡控制信號r(t)。功率放大器1410的輸出是具有相位以及幅度調制的信號Sout(t)。幅度功率控制信號Vapc通常是恒定的，但在此已經作為時間相關信號引入，以便使AM/PM失真為最小。它不僅可用來補償電阻器R4中的電壓降，而且還可用來選擇獲得功率放大器的最佳性能的點。
作為Iam的一般形式的包絡控制信號r(t)使包絡控制器1412改變/調制電源VDC(例如手持式移動終端中的電池)。這產生給功率放大器1410的已調制電壓電源VCCAM(t)。已調制電壓電源可寫作包絡控制信號r(t)與電源VDC的函數VCCAM(t)＝f{r(t)，VDC}。由于調制過程，信號SRF，phase(t)從在功率放大器1410的輸入端具有恒定包絡轉到在功率放大器的輸出端具有非恒定包絡。從以上所述可以看到，實現極性調制發射機的低AM/PM失真要求(1)VCCAM(t)準確跟蹤r(t)；(2)Sout(t)信號的包絡準確跟蹤VCCAM(t)；以及(3)VCCAM(t)的變化對于通過功率放大器的Sout(t)的相移具有小(可忽略)的影響。
第(1)項可按照以上在圖2-17中所述來解決。根據本發明的各種實施例，第(2)和第(3)項可通過為功率放大器1410中的放大器級的每個提供其自己的VCCAM信號來解決。具體來說，VCCAM節點上提供的調制可通過偏置網絡進行路由，以便把最佳VCC信號提供給放大器級的每個，如圖15所示。可以看到，調制電路1500包括前面所述的功率放大器1410和包絡控制器1412(在此省略了控制塊1402)。還提供的是與先前針對圖12-13所述相似的偏置網絡1502，其中VDAC用來設置Ibias。另外還提供了分開的偏置網絡1504-1508，每個提供分開的VCC信號(VCC1、VCC2、VCC3)，用于偏置功率放大器1410的晶體管級。為偏置網絡1504-1508提供來自包絡控制器1412的電源電壓，VCCAM(t)＝f{r(t)，VDC}＝Vbat-Vdrop(t)。為了找出VCCx信號與特定放大器級之間的最佳關系，可在相位失真(AM/PM)和增益失真(AM/AM)兩個方面考慮整體放大器/包絡控制器性能。
以上配置允許放大器/包絡控制器配置適合于實際通信標準(EDGE、WCDMA、GSM等)，并且還幫助AM/AM性能與AM/PM性能之間的折衷。例如，假定希望設計具有大調制深度以及對AM/PM和AM/AM的高線性度要求的電路。這時假定Vapc與輸出功率電平(以及VCCAM)無關，并且所有功率放大器級均連接到同一個電壓節點。這樣一種功率放大器配置將具有與圖16所示的曲線圖相似的相位或增益特性。
如果反而使Vapc取決于VCCAM和/或分開的VCC電壓用于不同的功率放大器級，則將產生與圖17所示的曲線圖相似的相位或增益特性。在那種情況中，相位斜率(度/dB)遠小于圖16的，至少在其中預期調制的輸出功率范圍中。因此，通過采用圖15所示的調制電路拓撲，RF信號Sout(t)的包絡與參考信號r(t)之間的關系的線性度得到改善。此外，因信號的包絡的調制引起的RF信號Sout(t)的相位φ的變化被減小。
注意，僅為了說明目的而提供圖15所示的實例，以及本領域的技術人員會知道，變更和修改是可行的。例如，不一定單獨調制每個功率放大器級。相反，同一個VCC信號可用于第2級和第3級(VCC2(t)＝VCC3(t))，以及分開的VCC線(VCC1)用于第一級。例如，另一種可能性是僅調制一部分級，并把其余級連接到Vbat(直接或者例如經由某種分壓器)或者另外某個(某些)恒壓源。此外，不同偏置網絡1502-1908的復雜度可能不同。例如，網絡可由無源或有源電路組成，可能是頻率相關或者頻率無關的，可能是線性或者非線性的，或者以上各項的任何組合。
為了采用低電壓BiCMOS技術來實現極性調制電路，需要防止具有過低的擊穿電壓。在許多BiCMOS工藝中，短溝道PMOS晶體管具有過低的擊穿電壓(即低于Vbat)。現在參照圖18，說明調制電路1800，根據本發明的各種實施例，它克服了擊穿電壓問題。調制電路1800包括全部如圖所示連接的晶體管T9以及二極管D3、D4和電流源I1。當電源電壓在包絡控制器處于工作模式的同時超過3個二極管電壓降減去T9的夾斷電壓時，晶體管T9和二極管D3、D4保護調節器晶體管T2。因此，例如，在具有4.4V最大電壓的電池中，三個二極管電壓降減去T9的夾斷電壓等于3(0.9V)-(0.5V)＝2.2V，使得能夠采用例如2.2V PMOS晶體管。
當電流源I1被二極管D4斷開時，晶體管T2也受到晶體管T9的保護。當調制電路處于關斷狀態時，控制電路D3、D4、T9和I1不應當消耗任何電流，但仍然應當使PMOS晶體管T2和T9避免高于各PMOS的擊穿電壓的電壓。
雖然已經參照一個或多個具體實施例描述了本發明，但本領域的技術人員會知道，可對它進行許多變更，而沒有背離本發明的精神和范圍。這些實施例的每個及其明顯的變更被認為落入要求其權益的、以下權利要求中闡述的本發明的精神和范圍之內。
權利要求
1.一種在單芯片上實現具有自補償溫度穩定功率放大器和自補償溫度穩定幅度調制器的射頻極性調制電路的方法，所述方法包括向所述極性調制電路提供包絡調制電流以補償溫度偏移；把所述包絡調制電流轉換為包絡調制電壓；向所述幅度調制器提供所述包絡調制電壓；采用所述幅度調制器來調制所述功率放大器的電源；以及把所述功率放大器的最大輸出功率限制為小于或等于用于給定包絡調制電流的預定值。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，限制所述功率放大器的最大輸出功率的所述步驟采用連接到所述功率放大器的偏置網絡來執行，所述功率放大器的所述最大輸出功率通過提供給所述偏置網絡的偏置電流以及所述偏置網絡的輸出阻抗來設置。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述功率放大器包括內部雙極結型晶體管，所述偏置網絡通過連接到所述雙極結型晶體管的基極端子的電阻元件連接到所述功率放大器。
4.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述功率放大器包括內部場效應晶體管，所述偏置網絡通過連接到所述場效應晶體管的柵極端子的電阻元件連接到所述功率放大器。
5.如權利要求1所述的方法，其特征在于，把所述包絡調制電流轉換為包絡調制電壓的所述步驟包括把所述包絡調制電流輸入電流鏡。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，還包括通過把電阻元件連接在所述電流鏡的電源電壓端子之間來調節提供到所述幅度調制器的輸入的所述包絡調制電壓，以便補償因放大器性能引起的失真。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，所述電阻元件經過選擇，以便使所述電流鏡的電源電壓與所述幅度調制器的所述輸入之間的電壓降最小。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，還包括通過根據所述包絡調制電流以及所述功率放大器的輸出信號幅度自適應地改變連接在所述電流鏡的電源電壓端子之間的所述電阻元件的值來調節所述幅度調制器的所述包絡調制電壓，以便補償因負載變化引起的失真。
9.如權利要求5所述的方法，其特征在于，限制所述功率放大器的最大輸出功率的所述步驟包括檢測所述功率放大器的輸出信號幅度已超過門限電壓的時間，以及自適應地改變所述極性調制電路的一個或多個預先選擇組件的值，直到所述輸出信號幅度不再超過所述門限電壓為止。
10.如權利要求9所述的方法，其特征在于，所述一個或多個預先選擇組件包括將所述電流鏡連接到地的所述電流鏡中的電阻元件。
11.如權利要求1所述的方法，其特征在于，還包括通過提供具有與所述功率放大器相同的飽和電壓的所述電流鏡中的晶體管，來補償所述包絡調制電流中的偏移。
12.如權利要求1所述的方法，其特征在于，還包括通過提供具有取決于所述幅度調制器的輸出信號幅度的值的偏置電流并采用偏置網絡把所述偏置電流轉換為偏置電壓來偏置所述功率放大器，以便補償熱偏移。
13.如權利要求1所述的方法，其特征在于，還包括向所述功率放大器的各晶體管級提供獨立電源電壓；以及其中每個獨立電源電壓已為其相應晶體管級經過優化。
14.如權利要求13所述的方法，其特征在于，所述功率放大器的兩個或兩個以上晶體管級共用電源電壓。
15.如權利要求1所述的方法，其特征在于，還包括通過在所述幅度調制器的調節器晶體管與所述功率放大器之間提供保護晶體管，在所述調節器晶體管的電源電壓超過預定量時對它進行保護，所述保護晶體管通過二極管網絡和電流源來偏置，使得所述幅度調制器在處于關斷狀態時消耗基本上為零的電流，從而允許所述極性調制電路采用低電壓晶體管來實現。
16.一種具有自補償溫度穩定幅度調制器和自補償溫度穩定功率放大器的單芯片射頻極性調制電路，所述電路包括電流-電壓接口，配置成接收包絡調制電流，把所述包絡控制電流轉換為包絡調制電壓以及向所述幅度調制器的輸入提供所述包絡調制電壓，所述電流-電壓接口實質上是溫度不敏感的；以及用于把所述功率放大器的最大輸出功率限制為小于或等于用于給定包絡調制電流的預定值的部件。
17.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，用于限制所述功率放大器的最大輸出功率的所述部件包括連接到所述功率放大器的偏置網絡，所述功率放大器的所述最大輸出功率通過提供給所述偏置網絡的偏置電流以及所述偏置網絡的輸出阻抗來設置。
18.如權利要求17所述的極性調制電路，其特征在于，所述功率放大器包括內部雙極結型晶體管，所述偏置網絡通過連接到所述雙極結型晶體管的基極端子的電阻元件連接到所述功率放大器。
19.如權利要求17所述的極性調制電路，其特征在于，所述功率放大器包括內部場效應晶體管，所述偏置網絡通過連接到所述場效應晶體管的柵極端子的電阻元件連接到所述功率放大器。
20.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，所述電流-電壓接口包括電流鏡，以及通過把所述包絡調制電流輸入所述電流鏡把所述包絡調制電流轉換為包絡調制電壓。
21.如權利要求20所述的極性調制電路，其特征在于，所述電流-電壓接口還包括連接在所述電流鏡的電源電壓端子之間的電阻元件，所述電阻元件配置成調節所述包絡調制電壓以補償因放大器性能引起的失真。
22.如權利要求21所述的極性調制電路，其特征在于，所述電阻元件經過選擇，以便使所述電流鏡的電源電壓與所述幅度調制器的輸入之間的電壓降最小。
23.如權利要求22所述的極性調制電路，其特征在于，還包括包絡檢波器，用于測量所述功率放大器的輸出信號幅度；以及預測器，用于根據所述包絡調制電流以及所述功率放大器的輸出信號幅度自適應地改變連接在所述電流鏡的電源電壓端子之間的所述電阻元件的值，以便補償因負載變化引起的失真。
24.如權利要求23所述的極性調制電路，其特征在于，用于限制所述功率放大器的最大輸出功率的所述部件包括包絡限制器，用于檢測所述功率放大器的所述輸出信號幅度已超過門限電壓的時間；以及控制器，用于自適應地改變所述極性調制電路的一個或多個預先選擇組件的值，直到所述輸出信號幅度不再超過所述門限電壓為止。
25.如權利要求24所述的極性調制電路，其特征在于，所述一個或多個預先選擇組件包括將所述電流鏡連接到地的所述電流鏡中的電阻元件。
26.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，還包括把所述電流鏡連接到地、具有與所述功率放大器相同的飽和電壓的所述電流鏡中的晶體管，用于補償所述包絡調制電流中的偏移。
27.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，還包括偏置網絡，配置成把具有取決于所述幅度調制器的輸出信號幅度的值的偏置電流轉換為偏置電壓，并把所述偏置電壓提供給所述功率放大器，以便補償熱偏移。
28.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，還包括獨立電源電壓，向所述功率放大器的各晶體管級提供偏置電壓；以及其中每個獨立電源電壓已為其相應晶體管級經過優化。
29.如權利要求28所述的極性調制電路，其特征在于，所述功率放大器的兩個或兩個以上晶體管級共用電源電壓。
30.如權利要求16所述的極性調制電路，其特征在于，還包括連接在所述幅度調制器的調節器晶體管與所述功率放大器之間的保護晶體管，用于在所述調節器晶體管的電源電壓超過預定量時對它進行保護，所述保護晶體管通過二極管網絡和電流源來偏置，使得所述幅度調制器在處于關斷狀態時消耗基本上為零的電流，從而允許所述極性調制電路采用低電壓晶體管來實現。
全文摘要
RF極性調制電路具有自補償溫度穩定包絡控制器和自補償溫度穩定功率放大器偏置。該電路具有帶預失真補償能力的自適應電流－電壓調制接口。對于包絡相關功率放大器晶體管偏置來補償AM/PM失真。對高于或低于標稱負載的RF負載提供自動補償。本摘要是根據要求摘要使研究人員或其他讀者可以快速確定技術公開的主題的規章而提供的。應當理解，提交本摘要并不是要用于解釋或限定權利要求的范圍或含意。
文檔編號H03F1/02GK1914791SQ200480041200
公開日2007年2月14日 申請日期2004年12月2日 優先權日2003年12月5日
發明者P·－O·布蘭特, J·帕森 申請人:艾利森電話股份有限公司