專利名稱：開關電容器電路補償裝置和方法
背景技術：
本發明通常涉及開關電容器電路，更具體而言，本發明涉及涉及關于某一工藝、溫度和電源變化對這種電路進行補償。
開關電容器電路形成用于各種電路，諸如Δ∑(Delta-Sigma)模數轉換器(Δ∑ADC)和離散時間模擬濾波器的基本構件塊。然而，盡管它們的用法廣泛地變化，但所有這些電路通常包括基于那些配置為積分放大器的運算跨導放大器(OTA)的核心開關電容器體系結構。該電路的采樣輸入端通過第一開關耦合到采樣電容器，以及采樣電容器通過第二開關耦合到放大器輸入端。同一輸入端通常耦合到形成放大器的反饋環路的積分放大器。
在采樣階段，閉合第一開關以便采樣輸入電壓，以及斷開第二開關以便隔離采樣電容器和放大器。因此，在積分階段，斷開第一開關以便隔離采樣電容器和采樣輸入端，以及閉合第二開關以便將采樣電容器連接到放大器輸入端。那一閉合導致放大器在對由第二開關的閉合導致的輸入電壓的階躍變化反應時，生成輸出電流。基本上，該階段涉及到電荷從采樣電容器到積分電容器的轉移。
如果采樣階段在采樣電容器完全充電(或放電)到被采樣信號電平前結束，或如果積分階段在電荷轉移到積分電容器完成前結束，就會產生穩定誤差(settling errors)。這些穩定誤差表示開關電容器電路中的非線性失真的潛在有效源。實際上，因為開關電容器電路不同于它們的額定或設計參數，穩定誤差幾乎不可避免地產生。
由于各種原因，包括但不限于電路制作工藝的變化或使用電路的環境條件的變化，產生這些變化。由于電路制作工藝變化，開關電容器能比所預期的更大或更小，和/或OTA的峰值輸出電流可以大于或小于設計所指定的。環境變化可以包括電路行為中的溫度和電源引起的變化，以及由使用不同于設計頻率或使用不處于或約50％的采樣-積分階段占空比引起的變化行為。
發明內容
本發明包括補償諸如在濾波和模數轉換功能中所使用的開關電容器電路的方法和裝置。在示例性實施例中，根據需要，向上和向下自動調整開關電容器放大器的輸出電流，確保電路的穩定時間保持在由開關電容器電路的時鐘頻率設置的極限內。因此，控制開關電容器電路的穩定時間的示例性方法包括控制參考電流根據需要增加和減小，以便以由開關電容器電路的時鐘頻率設置的目標轉換速率(slew rate)充電參考電容器；以及生成控制開關電容器電路的穩定轉換速率與參考電流成比例的充電電流，以便充電電流的大小由參考電容器的電容和時鐘頻率而定。該方法可以進一步包括將參考電容器配置成其電容中的工藝相關變化跟蹤由充電電流驅動的一個或多個開關電容器的有效電容的工藝相關變化。類似地，可以將參考電容器配置成其電容的環境相關變化跟蹤開關電容器電路的有效電容中的相應變化。
根據本發明的示例性電路包括開關電容器電路，開關電容器電路包括被配置成生成與參考電流成比例的輸出電流的放大器和一個或多個開關電容器，其中，開關電容器電路的穩定時間取決于輸出電流所見的、一個或多個開關電容器的有效電容；以及進一步包括補償電路，配置成根據需要增加和減小參考電流，以便以由開關電容器電路的時鐘頻率確定的目標轉換速率充電參考電容器。示例性補償電路包括延遲鎖定環電路，延遲鎖定環電路配置成如果補償電路的檢測轉換速率小于目標轉換速率，增加參考電流，以及如果檢測轉換速率大于目標轉換速率，則減小參考電流。示例性電路可以實現為集成電路(IC)器件，以及可以有利地用于無線通信設備，諸如例如用在無線電基站和移動終端中的濾波器和模數轉換器中。
圖1是根據本發明的示例性實施例的開關電容器電路和相關補償電路的圖。
圖2A和2B是圖1的補償電路的示例性延遲鎖定環實現的圖。
圖3和4是示例說明作為開關電容器時鐘頻率和參考電容器的電容的函數控制補償電路的參考電流的圖。
圖5是用在圖2A和2B的延遲鎖定環中的示例性可變延遲單元的圖。
圖6是包括時鐘占空比再生的示例性延遲鎖定環的圖。
圖7是根據本發明的一個或多個實施例的示例性移動終端的圖。
圖8是根據本發明的一個或多個實施例的示例性無線電基站的圖。
具體實施例方式
圖1示例說明電路10，包括開關電容器電路12和相關補償電路14。開關電容器電路12可以配置成用在例如信號濾波或模數轉換中的集成電路(IC)的一部分。如本領域的技術人員所理解的，開關電容器電路12在采樣階段和積分階段中操作。在采樣階段，開關S1閉合以及開關S2斷開，從而采樣電容器CS采樣輸入信號，即，充電到輸入信號的電壓。然后，開關S1斷開以及開關S2閉合，從而使開關電容器電路12處于其積分階段，其中，來自放大器16的輸出電流IOUT將電荷從采樣電容器CS轉移到積分電容器CI。放大器16從而操作為響應施加到其(+)和(-)輸入端的差分電壓，生成輸出電流的跨導放大器。
事實上，如果其輸入電壓差分大于通常為約幾十毫伏數量級的小值VCLIP，放大器16驅動最大值IOUT。因此，當電路12開關到操作的積分階段時，放大器16的反相(-)輸入端被驅動到CS上的采樣電壓，使放大器16將最大值IOUT驅動到由開關電容器CS和CI形成的有效電容(CEFF＝(CS×CI)/(CS+CI))。因此，在S2閉合后，放大器的輸出電流充當保持在其最大值的充電電流，直到使反相(-)和非反相(+)輸入端上的差分電壓驅動回VCLIP為止，此時，當差分電壓驅向零時，輸出電流漸近地下降。因此，放大器的輸出電流充當恒流源，以由IOUT的大小和電路的有效電容CEFF定義的轉換速率，線性地充電有效電容。
在傳統的開關電容器電路中，IOUT的大小是固定的。因為有效電容能在集成電路器件之間，特別是能在這些器件的制作批次之間大大地改變，因此，那種方法是不期望的。如果有效電容小于預期值，那么IOUT將花費更短時間來充電CEFF，從而允許該電路滿足其穩定時間要求，即，在電路切換回下一采樣階段前，完成電荷轉移。然而，如果CEFF大于預期值，通常在使用集成電路制作工藝制作電容器的情況下發生，那么IOUT的大小可能不足夠大來在所需穩定時間和導致信號失真的非線性穩定誤差結果內完成電荷轉移。如果傳統的開關電容器電路的時鐘頻率改變，類似的誤差會產生。例如，如果時鐘頻率增加，則縮短采樣和積分窗，從而為電路留下更少的時間來在積分階段中完成電荷轉移。即使沒有頻率增加，因為開關電容器電路的輸入時鐘的占空比不平衡，即長的采樣間隔后緊跟短的積分間隔或反之亦然，也會縮短容許的穩定時間。
在任一情況下，過高設計放大器電流表示考慮太多電容、高于額定時鐘頻率和/或不適當占空比的“最差情況的”操作條件的通用方法。由于“過大”放大器輸出電流，這種方法的不利方法是相對高的電流消耗。本發明通過提供考慮工藝、溫度和電源(PTS)變化的IOUT的電路內調整，解決傳統的開關電容器電路的那一和其他缺點。因此，補償電路14向開關電容器電路12的放大器16提供偏置信號，增加或減小最大或峰值放大器輸出電流的大小，以便開關電容器電路12的轉換速率作為輸入時鐘頻率的函數改變，以及對指定時鐘頻率，維持在大范圍的有效電容上。
如圖2A和2B所示，補償電路14包括可變延遲單元20和包括輸出電路24的相位檢測器22，該輸出電路24作為輸入時鐘信號和由可變延遲單元20提供的時鐘信號的延遲版本中的相應邊沿間的相位差的函數，生成偏置信號。在操作中，將輸入時鐘信號，即用于開關電容器電路12的時鐘信號，輸入到可變延遲單元20和相位檢測器22。可變延遲單元20輸出時鐘信號的延遲版本，其將作為另一輸入而輸入到相位檢測器22。因此，從相位檢測器22輸出的偏置信號作為輸入時鐘信號和延遲時鐘信號中的相應邊沿(上升或下降)間的相位誤差的函數改變。
該偏置信號用來設置充電參考電容器CREF的參考電流IREF的大小，以及配置補償電路14以便在閉合環路控制下，偏置信號增加或減少，從而使IREF的大小驅動到在輸入時鐘信號的一個時鐘時間內使CREF充電到目標電壓VREF所需的值。即，使可變延遲單元20的延遲驅動到輸入時鐘信號的一個周期延遲，以及IREF的相應大小為在那個延遲周期中，使參考電容器CREF充電到目標電壓VREF所需的值。同樣地，使IREF的值驅動到實現取決于CREF的電容和輸入時鐘頻率的目標轉換速率所需的值。因此，根據下述等式生成IREF，IREF=VREFCREFT---(1)]]>其中，T是輸入時鐘周期或其一部分。通過該關系，因此，IOUT的值確定為IOUT＝f(IREF)＝k·IREF(2)
當然，可以將電路10配置成IREF和IOUT采用對應于額定操作頻率、額定電容值和額定電源電壓和溫度的額定值。因此，根據下述等式，可以將VREF設置成IREF和IOUT具有用于指定額定頻率和額定參考值以及有效電容的期望額定大小，VREF=IREFTCREF---(3)]]>或將VREF設置成良好控制的值，諸如帶隙電壓。
圖3和4圖示描述IREF和輸入時鐘頻率以及IREF和CREF的電容的關系。例如，在圖3中，可以看出IREF的大小隨增加時鐘周期而減少，即，當開關電容器電路的輸入時鐘的頻率減小時，降低所需轉換速率以及IREF的大小相應地減小。相反地，在圖4中，可以看出IREF的大小隨增加的參考電容而增加。即，對指定時鐘頻率，如果CREF的電容增加，IREF的大小增加以便維持目標轉換速率，以及如果CREF的電容減小，IREF的大小則減小。
在半導體制作工藝中，電容的這些變化很普遍。如本領域的技術人員所理解的，控制在半導體器件內制作的電容器的絕對值相當困難。因此，CREF、CI和CS的絕對值均可以逐個晶片，或甚至逐個器件顯著地改變。然而，能良好地控制在指定器件內一個電容器與另一電容器的比率。因此，設計者能確保CREF與積分和采樣電容器CI和CS維持接近固定的關系。換句話說，如果CS和CI大于它們的額定值，例如120pF而不是100pF，那么CREF將大于其額定值同樣的倍數(1.2)。同樣地，如果CI和CS的電容小于額定值，那么CREF的電容將小于其額定值相同的倍數。
通過維持電容器間已知的幾何比例和通過在相同的器件層(即半導體器件的同一金屬和氧化層)中實現CREF，來實現CREF和CI/CS間的這種跟蹤。通過使用同樣的芯片層，使CREF經受與開關電容器CI和CS相同的氧化厚度變化等等。這種匹配將導致CREF和開關電容器CI和CS間良好的環境跟蹤。即，通過操作溫度和電壓的變化，CREF的電容變化跟蹤CI和CS的電容的變化。
圖5示例說明可變延遲單元20的示例性結構，以及進一步示例說明用于放大器16的示例性差分對排列。延遲單元20包括比較器30、D觸發器(DFF)32、異或(XOR)門34、晶體管Q1，Q2以及Q3a/Q3b以及帶隙電壓參考D1。注意也可以使用其他電壓參考型，以及可以省略D1并提供輸入端口，以便從外部源接收VREF。示例性放大器16包括晶體管的差分對Q5a/Q5b和Q6a/Q6b。
無論如何，在操作中，將輸入時鐘信號施加到XOR門34的一個輸入端，以及其另一輸入端連接到DFF 32的“Q”輸出。來自XOR門34的輸出直接或間接驅動晶體管Q2和Q3a的門。如果XOR門34的輸出為高(“1”)，就接通Q2和截止Q3a。在那種狀態下，使CREF接地，以及無電流流入它。因此，比較器30的非反相輸入端(+)仍然低于處于VREF的其反相輸入端(-)。因此，當XOR門34的輸出切換到低(“0”)，Q2截止，Q3a接通，以及CREF開始按由流過Q1的、由相位檢測器電路22提供的偏置信號的值設置的IREF的大小確定的速率充電。注意，可以將Q3b用作用于放電CREF的使能或選通器件，其可以被包括或可以不被包括。
當CREF充電達約VREF時，比較器30的輸出改變狀態，其給DFF 32計時，其進而改變DFF 32的輸出狀態。DFF 32的輸出用作時鐘信號的延遲版本，從而驅動回到XOR門34和相位檢測器22的相位輸入的其中一個。通過該配置，如果DFF 32早計時(小于輸入和延遲時鐘信號間的一個時鐘周期)，那么偏置信號增加，其降低Q1的柵-源電壓，從而減小IREF的大小，因此，降低CREF上的電壓的轉換速率。相反地，如果DFF 32晚計時，偏置信號減小，其增加Q1上的柵-源電壓，從而增加IREF的大小，因此，增加CREF上電壓的轉換速率。
通過該配置，因為采用更大的IREF的大小來維持具有增加的CREF的目標轉換速率，如果CREF的值增加，則IREF增加。類似地，如果輸入時鐘頻率增加，時鐘周期減小以及采用更大的IREF的大小來在縮短時間周期內使CREF充電到VREF。當然，如果頻率減小和/或CREF減小，那么IREF減小了成比例的量。因此，補償電路14根據需要改變IREF以便維持由輸入時鐘頻率設置的目標轉換速率，其中，將目標轉換速率定義為在分配時間內，即在一個周期延遲時間內，使CREF充電到VREF所需的速率。
通過將放大器16的偏置輸入端連接到與控制IREF相同的偏置信號，可以使放大器16的輸出電流IOUT作為IREF的函數改變。因此，通過按與本身可以包括復合晶體管電路的Q1的已知的關系，縮放放大器16的偏置晶體管Q4，按考慮CREF和CEFF間的關系的因子，IOUT的值相對于IREF增加或減少。如果CREF等于CEFF，那么可以期望IOUT與IREF的一對一縮放比例，但本領域的技術人員將意識到實際上，基于設置相對器件大小，可以配置任何期望預期比例。
該示例性方法使放大器16的轉換速率成立為 其中，N等于可變延遲單元20中的單位延遲單元的數量，以及其中，fs等于輸入時鐘信號的頻率。
根據上述示例性詳情，補償電路14根據需要調整IREF以便維持由開關電容器電路的時鐘頻率確定的目標轉換速率。對指定時鐘頻率，IREF根據需要增加和減小以便以目標轉換速率充電CREF，從而使轉換速率維持在CREF電容的范圍上。使放大器16的輸出電流IOUT與IREF成比例改變，因此，如果CREF的電容跟蹤由IOUT驅動的有效電容，那么不管CI和CS是大于還是小于它們的設計大小以及它們的電容是否隨時間和溫度改變，將維持開關電容器12的穩定時間。
當然，圖5的延遲單元20假定輸入時鐘信號具有接近百分之五十的占空比。如果實際輸入時鐘信號偏離百分之五十占空比太遠，那么可以使開關電容器電路12的實際可容許穩定時間顯著地短于由延遲單元20設置目標轉換速率所使用的時間。因此，本發明的替換示例性實施例包括輸入時鐘重調節(recondition)來確保開關電容器電路12根據具有所需占空比，例如百分之五十占空比的時鐘信號操作。
圖6示出了補償電路14的替換實施例，其中，時鐘重調節電路50驅動相位檢測器22。電路50包括先前所述的可變延遲單元20，以及可以用短的固定或可變延遲實現的另一延遲單元52。電路50進一步包括DFF54和56。在操作中，電路50生成具有與輸入時鐘信號相同頻率但基本上具有與輸入時鐘信號的占空比無關的任何期望占空比的重調節輸出時鐘信號。
輸入時鐘信號，即具有預定用于開關電容器電路12的即將被重調節的占空比的時鐘信號，給DFF 54計時。DFF 54的輸出用作延遲單元52的輸入，其為接收的每一輸入沿提供延遲輸出沿。該延遲的邊沿用作DFF54的復位輸入端，從而DFF 54響應輸入時鐘脈沖的輸入系列，生成相對窄的輸出脈沖-其輸出脈沖的寬度由延遲單元52的延遲和各種傳播延遲確定。DFF 54的輸出也驅動相位檢測器22的一個相位輸入端，以及驅動DFF 56的復位輸入端。DFF 56的輸出進而又驅動可變延遲單元的時鐘輸入端(見圖2A或圖5)。可變延遲單元20的時鐘輸出驅動相位檢測器22的另一相位輸入端，反饋為DFF56的時鐘輸入，以及用作重調節時鐘信號輸出。通過該方法，如果可變延遲單元20延遲其輸入信號的上升和下降沿相同量，那么時鐘輸出信號的占空比將為50％。通過延遲上升和下降沿不等量，能實現時鐘輸出信號的任一其他占空比。開關電容器電路中的開關S1和S2將受時鐘輸出(CLOCK OUT)信號控制。
不管是否使用時鐘重調節，開關電容器電路12與補償電路14的組合用在大量電路器件中，包括先前所述的濾波和模數轉換應用。圖7示例說明用在無線通信網絡中的移動終端100和描述應用于移動終端100的接收信號處理鏈的本發明的示例性實施例。示例性移動終端100包括天線組件102、接收機電路104、發射機電路106、基帶處理器108、系統控制器110和用戶接口112(例如鍵盤、顯示器、揚聲器等等)。如在此所使用的，應理解到術語“移動終端”被賦予廣泛的結構并表示無線通信手持裝置，例如蜂窩無線電話、便攜式數字助理(PDA)、膝上型/掌上型計算機等等。廣泛地說，如在此所使用的術語移動終端是指任何類型的所謂“普通通信設備”。
在操作中，經天線組件102接收的無線電信號輸入到低噪聲放大器120，以及基于由頻率合成器126提供的本機振蕩器頻率，經正交混頻器122-1和122-2，將最終得到的信號分離成同相(I)和正交(Q)信號流。然后，下混頻I和Q信號分別通過濾波器128-1和128-2，用于輸入到采樣ADC 130-1和130-2。在示例性實施例中，ADC130每一個都包括根據本發明的一個或多個補償開關電容器電路10。ADC130生成數字化的I和Q信號采樣，提供給基帶處理器108以便進行接收信號處理，例如解調/解碼操作。
在該實施例中，ADC130可以制作為包括一個或多個IC的無線電接收機電路的一部分。同樣地，補償開關電容器電路10可以制作為用來實現接收機電路104的混頻信號ASIC或其他IC的一部分。用那種方式，補償開關電容器電路10通過根據需要，調整它們的充電電流，降低模數轉換過程中的誤差，以確保使適當的穩定時間保持在操作條件范圍上，而不管有效電路電容大于還是小于它們的額定值。
通過作為有效電容和輸入時鐘頻率的函數，向上或向下調整它們的充電電流來滿足目標穩定時間，補償開關電容器電路10排除維持不必要的高充電電流的需要，否則需要高充電電流來確保在最糟條件下的適當的穩定時間性能。同樣地，將補償開關電容器電路10用在移動終端100中降低其整體功耗，從而除降低所接收的信號處理誤差外，還提高電池壽命。
當然，本發明可以包含在移動終端100中的另一地方，諸如所使用開關電容器濾波器或其他開關電容器電路的任何地方。事實上，本發明可以包含在它們的濾波和/或模數轉換電路中的網絡無線電基站中。在圖8中，無線電基站150包括發射/接收天線152、接收機電路154、發射機電路156、反向鏈路信號處理電路158、前向鏈路信號處理電路160和基站控制器接口電路162。接收機電路154包括多個接收信號處理變化，其可以用來從多個移動站接收單個信號，其中，每個接收信號處理鏈包括放大器164、混頻器電路166、濾波器電路168和包括根據本發明的一個或多個實施例的一個或多個補償開關電容器電路10的一個或多個ADC170。
更廣泛地說，本發明能包含在使用一些形式的開關電容器電路的基本上任何類型的設備中。同樣地，本發明不受上述論述限制，而是由下述權利要求及其合理等價物來限制。
權利要求
1.一種控制開關電容器電路的穩定時間的方法，其特征在于，所述穩定時間至少取決于放大器電流和所述放大器電流所見的有效電容，所述方法包括生成與參考電容成比例改變的參考電流；將所述參考電容這樣配置，使得所述參考電容的變化基本上與所述有效電容的變化類似；以及生成與所述參考電流成比例的放大器電流。
2.如權利要求1所述的方法，其中，生成與參考電容成比例改變的參考電流包括在閉環控制下，生成所述參考電流，以便參考電容的增加導致參考電流大小的相應增加，以及參考電容的減小導致參考電流大小的相應減小。
3.如權利要求2所述的方法，其中，在閉環控制下，生成參考電流包括將延遲鎖定環電路配置成根據需要，增加或減小所述參考電流，以便使所述參考電容器在限定周期時間中充電到參考電壓。
4.如權利要求3所述的方法，進一步包括以所述開關電容器電路的時鐘頻率給所述延遲鎖定環電路計時，以便所述參考電流與所述開關電容器電路的時鐘頻率成反比改變。
5.如權利要求4所述的方法，進一步包括接收預定用于所述開關電容器電路的輸入時鐘信號，生成在所述輸入時鐘信號的頻率，但具有期望占空比的已調節時鐘信號，以及通過所述已調節時鐘信號，給所述開關電容器電路計時。
6.如權利要求5所述的方法，進一步包括通過所述已調節時鐘信號給所述延遲鎖定環的延遲單元計時，以便所述參考電流的生成根據所述已調節時鐘信號的占空比來定。
7.如權利要求1所述的方法，其中，將所述參考電容如此配置使得所述參考電容的變化基本上與所述有效電容的變化類似包括制作參考電容器，所述參考電容器將所述參考電容設置成基本上具有與設置所述有效電容的開關電容器電路中的一個或多個開關電容器相同的物理和電氣特性。
8.如權利要求1所述的方法，進一步包括生成所述參考電流以便它進一步與所述開關電容器電路的時鐘頻率成比例改變，以致所述參考和放大器電流隨增加的時鐘頻率而增加以及隨減小的時鐘頻率而減小。
9.一種控制開關電容器電路的穩定時間的方法，所述方法包括控制參考電流根據需要增加和減小，以便以由所述開關電容器電路的時鐘頻率設置的目標轉換速率充電參考電容器；以及生成控制所述開關電容器電路的穩定時間與所述參考電流成比例的充電電流，以便所述充電電流的大小取決于所述參考電容器的電容和所述時鐘頻率而定。
10.如權利要求9所述的方法，進一步包括將所述參考電容器配置成使得其電容中的工藝相關變化跟蹤由所述充電電流驅動的一個或多個開關電容器的有效電容的工藝相關變化。
11.如權利要求9所述的方法，進一步包括將所述參考電容器配置成其電容的環境相關變化跟蹤由所述充電電流驅動的一個或多個開關電容器的有效電容的環境相關變化。
12.如權利要求9所述的方法，其中，控制參考電流根據需要增加和減小來以由所述開關電容器電路的時鐘頻率設置的目標轉換速率充電參考電容器包括經由以所述時鐘頻率的第一時鐘信號和所述第一時鐘信號的延遲版本間的延遲定義的時間窗中的參考電流，充電所述參考電容器；生成對應于參考電壓和充電期間達到的所述參考電容器的終止電壓間的誤差的誤差信號；以及調整該延遲來減小誤差。
13.如權利要求12所述的方法，其中，控制參考電流根據需要增加和減小來以由所述開關電容器電路的時鐘頻率設置的目標轉換速率充電參考電容器包括經所述誤差信號，偏置第一晶體管電路。
14.如權利要求13所述的方法，其中，生成控制所述開關電容器電路的穩定時間與所述參考電流成比例的充電電流包括經所述誤差信號，偏置第二晶體管電路，其中，所述第二晶體管電路形成輸出所述充電電流的所述開關電容器電路中的放大器。
15.如權利要求14所述的方法，進一步包括將所述第一和第二晶體管電路配置成設置在所述參考和充電電流間期望的縮放比例。
16.如權利要求9所述的方法，進一步包括接收在所述時鐘頻率并具有第一占空比的輸入時鐘信號，生成在所述時鐘頻率并具有被控占空比的已調節時鐘信號，以及通過該已調節時鐘信號，給所述開關電容器電路計時。
17.如權利要求16所述的方法，進一步包括基于所述已調節時鐘信號的被控占空比，設置所述目標轉換速率。
18.一種電路，包括開關電容器電路，包括被配置成生成與參考電流成比例的輸出電流的放大器和一個或多個開關電容器，其中，所述開關電容器電路的穩定時間取決于所述輸出電流所見的、一個或多個開關電容器的有效電容；以及補償電路，配置成根據需要增加和減小所述參考電流，以便以由所述開關電容器電路的時鐘頻率確定的目標轉換速率充電參考電容器。
19.如權利要求18所述的電路，其中，所述補償電路包括延遲鎖定環電路，所述延遲鎖定環電路配置成如果所述補償電路的檢測轉換速率小于所述目標轉換速率，增加所述參考電流，以及如果所述檢測轉換速率大于所述目標轉換速率，則減小所述參考電流。
20.如權利要求19所述的電路，其中，所述延遲鎖定環包括可變延遲單元，從輸入時鐘信號中生成延遲時鐘信號；以及相位檢測器電路，作為所述輸入時鐘信號和所述延遲時鐘信號中的時鐘沿間的相位誤差的函數，生成偏置信號。
21.如權利要求20所述的電路，其中，所述開關電容器電路中的放大器包括第一晶體管放大器，以及其中，所述補償電路進一步包括具有相對于所述第一晶體管放大器的已知器件縮放比例的第二晶體管放大器，以及其中，所述偏置信號偏置所述第一和第二晶體管放大器。
22.如權利要求20所述的電路，其中，所述延遲單元包括接收所述偏置信號的延遲控制輸入端，以便所述延遲單元的延遲響應所述偏置信號而調整。
23.如權利要求19所述的電路，其中，所述補償電路進一步包括時鐘再生電路，所述時鐘再生電路配置成接收在輸入時鐘頻率并具有未知占空比的輸入時鐘信號，以及生成在所述輸入時鐘頻率并具有期望占空比的輸出時鐘信號，以及其中，所述時鐘再生電路進一步包括耦合到所述開關電容器電路的時鐘輸出，以便所述輸出時鐘信號給所述開關電容器電路計時。
24.如權利要求18所述的電路，其中，所述電路包括無線電接收機電路的一部分。
25.如權利要求24所述的電路，其中，所述無線電接收機電路包括模數轉換器，以及其中，所述電路包括所述模數轉換器的采樣部分。
26.如權利要求18所述的電路，其中，所述電路包括集成電路(IC)器件，以及其中，所述參考電容器包括所述一個或多個開關電容器的拷貝。
27.如權利要求18所述的電路，其中，所述補償電路包括配置成生成所述參考電流的晶體管電路，其中，所述晶體管電路根據相對于所述開關電容器電路中的放大器的期望器件縮放比例制作。
28.一種用在無線通信網絡中的移動終端，包括發射機，向所述網絡發射信號；接收機，從所述網絡接收信號；以及其中，所述接收機包括模數轉換器，配置成從所接收的信號生成接收信號采樣，以及其中，所述模數轉換器包括開關電容器電路，包括配置成生成與參考電流成比例的輸出電流的放大器和一個或多個開關電容器，其中，所述開關電容器電路的穩定時間取決于所述輸出電流所見的、一個或多個開關電容器的有效電容；以及補償電路，配置成根據需要增加和減小所述參考電流，以便以由所述開關電容器電路的時鐘頻率確定的目標轉換速率充電參考電容器。
29.如權利要求28所述的移動終端，其中，所述補償電路包括延遲鎖定環電路，所述延遲鎖定環電路配置成如果所述補償電路的檢測轉換速率小于所述目標轉換速率，增加所述參考電流，以及如果所述檢測轉換速率大于所述目標轉換速率，則減小所述參考電流。
30.如權利要求29所述的移動終端，其中，所述延遲鎖定環包括可變延遲單元，配置成從輸入時鐘信號中生成延遲時鐘信號；以及相位檢測器電路，配置成作為所述輸入時鐘信號和所述延遲時鐘信號中的時鐘沿間的相位誤差的函數，生成偏置信號。
31.如權利要求30所述的移動終端，其中，所述延遲單元包括接收所述偏置信號的延遲控制輸入端，以便所述延遲單元的延遲響應所述偏置信號而調整。
32.如權利要求30所述的移動終端，其中，所述開關電容器電路中的放大器包括第一晶體管放大器，以及其中，所述補償電路進一步包括具有相對于所述第一晶體管放大器的已知器件縮放比例的第二晶體管放大器，以及其中，所述偏置信號偏置所述第一和第二晶體管放大器。
33.如權利要求29所述的移動終端，其中，所述補償電路進一步包括時鐘再生電路，所述時鐘再生電路配置成接收在輸入時鐘頻率并且具有未知占空比的輸入時鐘信號，以及生成在所述輸入時鐘頻率并具有期望占空比的輸出時鐘信號，以及其中，所述時鐘再生電路進一步包括耦合到所述開關電容器電路的時鐘輸出，以便所述輸出時鐘信號給所述開關電容器電路計時。
34.如權利要求28所述的移動終端，其中，所述電路包括無線電接收機電路的一部分。
35.如權利要求34所述的移動終端，其中，所述無線電接收機電路包括模數轉換器，以及其中，所述電路包括所述模數轉換器的采樣部分。
36.一種用在無線通信網絡中的無線電基站，包括發射機電路，向多個移動終端發射信號；接收機電路，從多個移動終端接收信號；以及其中，所述接收機電路包括一個或多個模數轉換器，每個配置成從所接收的信號生成接收信號采樣，以及其中，每個模數轉換器包括開關電容器電路，包括被配置成生成與參考電流成比例的輸出電流的放大器和一個或多個開關電容器，其中，所述開關電容器電路的穩定時間取決于所述輸出電流所見的、一個或多個開關電容器的有效電容；以及補償電路，配置成根據需要增加和減小所述參考電流，以便以由所述開關電容器電路的時鐘頻率確定的目標轉換速率充電參考電容器。
37.如權利要求36所述的無線電基站，其中，所述補償電路包括延遲鎖定環電路，所述延遲鎖定環電路配置成如果所述補償電路的檢測轉換速率小于所述目標轉換速率，增加所述參考電流，以及如果所述檢測轉換速率大于所述目標轉換速率，則減小所述參考電流。
38.如權利要求37所述的無線電基站，其中，所述延遲鎖定環包括可變延遲單元，配置成從輸入時鐘信號中生成延遲時鐘信號；以及相位檢測器電路，配置成作為所述輸入時鐘信號和所述延遲時鐘信號中的時鐘沿間的相位誤差的函數，生成偏置信號。
39.如權利要求38所述的無線電基站，其中，所述延遲單元包括接收所述偏置信號的延遲控制輸入端，以便所述延遲單元的延遲響應所述偏置信號而調整。
40.如權利要求38所述的無線電基站，其中，所述開關電容器電路中的放大器包括第一晶體管放大器，以及其中，所述補償電路進一步包括具有相對于所述第一晶體管放大器的已知器件縮放比例的第二晶體管放大器，以及其中，所述偏置信號偏置所述第一和第二晶體管放大器。
41.如權利要求37所述的無線電基站，其中，所述補償電路進一步包括時鐘再生電路，所述時鐘再生電路配置成接收在輸入時鐘頻率并且具有未知占空比的輸入時鐘信號，以及生成在所述輸入時鐘頻率并且具有期望占空比的輸出時鐘信號，以及其中，所述時鐘再生電路進一步包括耦合到所述開關電容器電路的時鐘輸出，以便所述輸出時鐘信號給所述開關電容器電路計時。
全文摘要
補償開關電容器電路包括開關電容器電路和補償電路。該補償電路產生在閉環控制下改變的參考電流以便維持由輸入時鐘頻率確定的、用于充電參考電容器的目標轉換速率。該開關電容器電路的輸出放大器配置成其輸出電流與參考電流成比例改變。因此，通過將參考電容器配置成跟蹤開關電容器電路的有效電容，可以使開關電容器電路的穩定時間在時鐘頻率范圍上，對有效電容的值和變化相對不敏感。補償電路可以包括以所需占空比計時開關電容器電路的時鐘重調節電路。
文檔編號H03L7/081GK1898872SQ200480038830
公開日2007年1月17日 申請日期2004年11月16日 優先權日2003年12月24日
發明者N·克萊默 申請人:艾利森電話股份有限公司