專利名稱：用于執行雙相位脈沖調制的方法
技術領域：
本發明涉及信號傳輸的數字數據調制和接收的信號的相應解調以恢復由其傳送的數字數據，且尤其涉及用于編碼數據的特定類型的調制，例如脈沖持續時間(寬度)調制(PDM或PWM)、開/關鍵控、不歸零(NRZ)方案、微分相移鍵控(DPSK)、多頻移鍵控(MFSK)和各種形式的多位/N進制編碼。
背景技術：
通常根據某些基本特征來劃分不同類型的通信信號，例如信號載波是調幅的、調角的、脈沖調制的或這些調制類型的某個組合。在脈沖調制信號中，可以同樣地調制脈沖的振幅、持續時間(寬度)、位置(相位)、重復率(間隔)或其任何組合調制。可以有單信道或多信道調制載波的模擬、量化或數字信息，且多路傳輸信息可以有各種形式。信息可表示音頻聲音、視頻圖象、測量、字母數字符和碼元、其它種類的數據或它們的組合。
脈沖持續時間調制(PDM)(又稱為脈沖寬度調制)是脈沖載波的調制，其中，調制載波的信息信號的值通過改變脈沖的前沿、后沿或兩個沿，產生成比例的持續時間的脈沖。通常在PDM中，脈沖間距或間隔保持恒定。脈沖間距(或間隔)調制是一種頻率調制形式，其中根據信息值調制脈沖之間的間距或間隔。通常，脈沖持續時間或寬度在這種調制中維持恒定。脈沖位置調制(PPM)是脈沖載波的相位調制，其中信息值改變脈沖與其不出現調制時間相對的時間位置。這與脈沖間隔調制的不同之處在于PPM通常需要參考時鐘脈沖以準確地判斷脈沖的相對相位或位置。
“鍵控”是任何形式的數字調制，其中信號通過調制載波在離散值之間的的任何特征來形成。On/off鍵控是有兩個分離狀態的二進制形式的振幅偏移鍵控，其中一個狀態是在鍵控間隔中出現能量，另一個狀態不出現能量。信息可以由狀態之一(例如莫爾斯電碼電信技術中的點與劃)的持續時間來表示。然而，通常振幅狀態本身或從一個狀態到另一個狀態的轉換表示編碼的信息。存在各種可能的編碼方案(例如，單極性、極性、雙極性、歸零、歸一、不歸零)。例如，不歸零(NRZ)是在信號中編碼各數據元后不必將信號歸零的調制模式，而歸零和歸一是在編碼各數據元后信號歸零(或歸一)的調制模式。
頻移鍵控(FSK)為一種頻率調制形式，其中經調制的輸出信號按照信息值在兩個或兩個以上分離的預定頻率之間移動。在多頻移鍵控(MFSK)中，通過2n個分離的頻率編碼n個數據位的組。相移鍵控(PSK)是一種相位調制形式，其中調制信息在預定的分離相位值之間移動調的信號的瞬時相位。微分相移鍵控(DPSK)是一種PSK形式，其中給定鍵控間隔的參考相位是前一鍵控間隔期間信號的相位。FSK和PSK調制通常涉及連續波載波而非脈沖。
多位或N進制(三進制、四進制、八進制等)編碼方案具有調制的信號，其中各信號條件(振幅、頻率、相位)表示一位以上的信息。MFSK是一個例子，但PSK或DPSK同樣能具有兩個以上的分離相位，例如表示二位二進制數的4個相位。
各種形式的調制相對于它的特定應用具有它自身的優缺點。在選擇特定形式的調制時要考慮的因素包括帶寬、能耗要求和信號傳送錯誤和原始信息恢復的可能性。對于數字數據，是否需要分離的時鐘信號或調制的信號自同步可能很重要。調制和解調設備或電路的相對簡單或復雜也是一個決定因素。電容性加載的傳輸線尤其追求低功耗。
發明內容
本發明(下文稱為雙相位調制(DPPM))是一種將數據編碼成一連串高低脈沖的方法，其脈沖寬度表示M位碼元。碼元的2M個可能的數據值(作為單個單元傳送的一組M個數據位)中的每一個對應于2M個不同脈沖寬度中的一個。一連串N位可以被劃分成約P＝N/M個碼元，其中M為以位計的碼元大小。高信號脈沖和低信號脈沖分別表示連續的碼元。因此，P碼元能在P/2個脈沖周期中被發送(高脈沖和低脈沖)。如果歸零方案是所希望的，則為了簡化實施，碼元P的數目最好為奇數。編碼包括將數據轉換成信號脈沖，而解碼包括將一連串信號脈沖轉換回有序的數據位序列。
DPPM本來是不定時的。通過相對于最后的轉換檢測脈沖的寬度來解碼數據。這意味著時鐘脈沖不需要和數據一起發送，時鐘脈沖也不必被編碼或從數據恢復。然而，M個碼元的序列的開始可以啟動得與時鐘脈沖一致，需要時便于鐘恢復。
DPPM在電容性加載傳輸線上以高速傳送數據時，通過減少轉換次數來降低功耗。因為正向轉換(positive-going transition)時，消耗大部分電力為電容性負載充電(以及正向和負向轉換時消耗一些額外的內部/交叉能量)，使用高和低脈沖來傳送數據可節約電力。同樣，DPPM通過每個高或低脈沖編碼多個位，每次轉換時可發送比傳統脈沖寬度調制系統更多的數據。
DPPM還受益于不需要同步時鐘或“冗長的”時鐘恢復周期。其它相位調制方案要求發送同步時鐘脈沖或從數據恢復同步時鐘脈沖。在間歇地發送短數據脈沖的實施中，能顯著地節省電力，因為不需要發送或恢復時鐘脈沖。
圖1為按照本發明用于表示相應的一組二位二進制數數據碼元的各種脈沖持續時間的一組DPPM脈沖的圖(信號值與時間)。
圖2A和2B為一組示例數據的按照本發明的DPPM脈沖序列的圖，示出單個100ns系統時鐘周期中一組9個高和低脈沖的傳送。
圖3和4為用于實施本發明的DPPM方法的各DPPM編碼器和解碼器電路的示意電路圖。
具體實施例方式
DPPM為一種將以二進制電路狀態(1和0)的形式駐留在數字電路中的數據編碼為一串交替高和低信號脈沖的方法，所述脈沖的各個持續時間或寬度表示每脈沖2位(或以上)數據。圖1中所示的示例實施例用2位編碼。用一組表示每個可能二位二進制數碼元值的不同的脈沖寬度來編碼位對，例如
00＝4ns脈沖01＝6ns脈沖10＝8ns脈沖11＝10ns脈沖如果在DPPM信號傳輸接收端的解碼電路能正確地將不同的脈沖寬度區分開來，則4，6，8和10ns脈沖寬度的選擇是任意的且也可以是4，5，6和7ns或一些其它脈沖寬度。解碼電路(以及過程變化、噪聲和信號衰減以及傳播環境中溫度/電壓變化)也對每脈沖能被編碼的位數建立了實際極限，每脈沖3位需要正確解析8(＝23)個可能的脈沖寬度，每脈沖4位需要正確解析16(＝24)個可能的脈沖寬度。數據率可以認作每秒的編碼位數(或者是每秒的碼元數)，它取決于每個系統時鐘周期的脈沖數和系統時鐘頻率。
“雙相位”指將信息作為變高脈沖和變低脈沖發送的事實。多數脈沖寬度調制方案簡單地改變變高脈沖的寬度，從而真正地調制占空比。DPPM獨立地調制變高和變低脈沖的寬度，在各“周期”的高和低部分中編碼不同位的組。因此，時鐘周期和占空比對所產生的脈沖序列不是有效的概念。DPPM本身是“不定時的”，意思是可以通過簡單地檢測脈沖相對于各轉換的寬度來解碼數據。這意味著時鐘脈沖不必和數據一起發送，也不必編碼時鐘脈沖并從數據恢復時鐘脈沖。這在不同芯片之間傳輸時間臨界脈沖時是主要優點，因為它不必操作會帶來定時變化和錯誤的時鐘。僅有的時鐘考慮是將在各系統時鐘周期內發送幾個脈沖“周期”的事實。例如，圖2a和2b示出在一個100ns的系統時鐘周期內傳送18位(這里編成9個二位二進制數)數據的交替高和低脈沖(5個高脈沖和4個低脈沖)的DPPM脈沖序列的例子。這18位能形成例如一個16位數據字與兩個附加于該字的糾錯代碼位。因此，每個系統時鐘周期可以傳送一個數據字。
因為信息在脈沖序列的正和負相位上發送，DPPM本身是不歸零(或不歸一)的調制方案。然而，通常希望系統時鐘周期中所包含的脈沖序列在各個所述序列的尾部歸零(或歸一)。如圖2a和2b的例子那樣，當字中要表示成脈沖的多位碼元的數量為奇數時，這一希望很易于實施，因為行列中的最后一個碼元要求歸零(或歸一)作為最后脈沖的報尾轉換。然而，如果編碼器插入額外脈沖而被解碼器省略以強制返回，則不必遵循此規則。
因此，DPPM方法將諸如二位二進制數(M＝2)的成組M個數據位表示成指定寬度的信號脈沖。2M個可能數據值中的每一個與2M個不同的脈沖寬度中的一個相對應，且M個數據位的連續組由交替高和低的信號脈沖表示。信號編碼和解碼電路執行數據位和信息內容的信號脈沖表示之間的轉換。
為了將數據位編碼成信號脈沖，接收到的數據字首先被劃分成有序的M個數據位的組的序列，然后序列中的各組被轉換成其相應的信號脈沖表示，從而產生一連串表示所述數據的高和低信號脈沖。將數據字轉換成信號脈沖的一種方法是指定信號脈沖轉換時間，每一時間對應于增加了與M個數據位的當前組相對應的指定脈沖寬度的前一轉換時間，隨后，在那些指定的轉換時間產生信號脈沖轉換。以下參照圖3所述的示例編碼器硬件以此方法執行轉換。
為了將DPPM信號解碼回數據，要確定高和低信號脈沖中每一個的脈沖寬度，然后被轉換回有序的M個數據位的組的序列，并重組成數據字。執行這一轉變的一個方法由下面參照圖4所述的示例解碼器硬件執行。
實現DPPM方法的示例編碼器和解碼器硬件如下參照圖3，示例DPPM編碼器電路在并行數據輸入總線11(這里分成兩部分11A和11B)上接收數據字(分成9個二位二進制數的18位)。加載信號(未示出)指示數據何時可用。如果沒有數據可用，則DPPM編碼器保持空閑。Sys_Clock 12也是在DPPM編碼器外部產生的系統時鐘。
該電路在奇數和偶數總線11A和11B上與系統時鐘同步地取得接收到的數據將其加載至并行輸入、串行輸出的移位寄存器13A和13B。奇數位(即1，3，5，7，9，11，13，15和17位)從總線11A加載至另一移位寄存器13A(奇數移位寄存器)。偶數位(即0，2，4，6，8，10，12，14和16位)從總線11B加載至一移位寄存器13B(偶數移位寄存器)。
寄存器的內容隨后在對15A和15B中順次移出。從多路復用器輸出29饋送的移位時鐘脈沖確保從寄存器13A和13B順次移出的數據與各DPPM信號脈沖的結尾同步。這樣，數據字被劃分成有序的各M(這里M＝2)個數據位的組的序列。如果將數據劃分成各三位或四位的組，則輸入總線11通常會被劃分成加載到三個或四個移位寄存器的三個或四個部分，每個移位寄存器在其串行輸出上提供每一組位中的一位。
寄存器輸出15A和15B被連接至狀態機19的輸入17，狀態機的N位輸出21是其當前值和要編碼的2位對的函數。特別是狀態機19反復將其狀態增加與在狀態機輸入17處接收到的連續2位對的脈沖寬度相對應的量。N位輸出21只有一個有效位并被用作控制多路復用器25的輸入23，用于從電流控制的延遲鏈27選擇連續的分支。多路復用器29用于同步觸發器31，從而將其輸出33上的數據編碼成一連串高和低脈沖，脈沖的寬度表示2位對的值。
邊沿檢測器電路14(可以是任何已知邊沿檢測器)在系統時鐘(Sys_Clock)的各上升沿發出2-3ns寬度的起動脈沖。起動脈沖將狀態機19復位至第一分支選擇狀態(tap_select[44:1]＝0且tap_select
＝1)。起動脈沖還將反轉觸發器31設置到它的‘設置’狀態(輸出高)。1個與系統時鐘同步的1ns脈沖呈現在對92單元延遲鏈27的起始處的輸入12上。分開顯示的第一延遲單元26考慮加載移位寄存器13A和13B所花的時間并向狀態機19呈現第一對數據位。
延遲鏈27中的每一個單元被校成具有1ns的延遲。因此，該脈沖需要92ns來通過延遲鏈。假設第一DPPM信號轉換以2ns的時間延遲出現(對應于tap_select
)，當使用參照圖1所述的脈沖寬度組時，延遲鏈的大小對應于將整個18位字表示成一連串DPPM信號脈沖所需的最大總時間，即需要90ns的持續時間來將9個“11”位對作為10ns脈沖寬度的9個高和低信號脈沖傳送。如果選擇其它字大小和脈沖寬度，則延遲單元的數目甚至于每個元件的時間延遲量都可能相應地改變。當所有脈沖都具有最大脈沖寬度時，系統時鐘的周期必須超過信號脈沖序列的總持續時間。如果用延遲鎖定回路(DLL)將延遲鏈校準至系統時鐘，則脈沖寬度將被自動匹配不同的系統時鐘。
兩個移位寄存器13A和13B中最低有效位表示要編碼的當前位對并被從線路17輸入分支選擇器狀態機19。狀態機19為92個單元的延遲鏈27選擇分支點。脈沖寬度可以是用于四個可能位對的4，6，8或10ns，在該情況下，有效分支點只在偶數延遲單元上，從而在此實施例中有46個有效分支點。(然而，脈沖寬度的選擇是任意的，并且可以選擇另一組脈沖寬度。脈沖寬度的選擇基于提供使解碼器能準確地區分它們所需的足夠的間隔。“足夠”是由包括過程變化、切換速度和建立/保持要求在內的諸如所希望的噪聲/誤差邊際、系統中的噪聲量和用于實現系統的技術的特征之類的因素來確定的。)基于當前分支點(STATE(i))和要編碼的下一個2位數據(DATA[1:0])，使分支點選擇21增數。分支點選擇最好構成單步狀態機19(實際上是能每周期多次移位的移位寄存器)，其中根據從數據線17輸入的2位數據值，在每個時鐘將單個有效狀態增加2，3，4或5個位置。雖然每一狀態都要求寄存器是面積無效的，但此實施法允許狀態極快速切換，從而允許快速控制多路復用器25。分支選擇21(從狀態機19輸出)和通過多路復用器25選擇的延遲鏈分支T2-T92之間存在一一對應的關系。定時使得該分支點在上升沿通過延遲鏈傳到下一分支點之前必須增至下一值。
分支點選擇21是用于多路復用器25的選擇器控制23。多路復用器25的輸出29是在每一選擇的分支點出現一次的1ns脈沖。此多路復用器輸出29對反轉觸發器31計時，并且還形成使移位寄存器13A和13B中的數據移位并對狀態機19從一個狀態到下一狀態計時的移位時鐘脈沖。反轉觸發器31的輸出33是圖3中整個編碼器電路的DPPM輸出。
參照圖4，示例DPRM解碼器電路處理在輸入43上接收到的串行DPPM信號，以從輸出寄存器78獲取并行數據輸出。Sys_Clock是在DPPM解碼器外部產生的系統時鐘。去偏斜塊(Deskew block)45和46允許對DPPM信號作獨立的延遲微調，而DPPM信號用于對D觸發器51A-51D和52A-52D計時并提供由那些相同的觸發器采樣的數據。可以控制去偏斜量，例如通過調諧塊45和46每一個中的Venier電路的寄存器。高和低脈沖被分別解碼。通過去偏斜塊45和46耦合至DPPM信號輸入43的反相器48將DPPM信號脈沖反相，使得可以將基本相同的子電路用于解碼高和低脈沖，如下所述。
通常，通過檢測相對于各脈沖前沿的脈沖寬度來確定數據的值。表示該數據的調制信號通過短的延遲鏈傳送，輸出用于對非延遲的信號定時和采樣。結果，解碼不需要獨立或未恢復的時鐘。更具體來說，串行-并行DPPM數據解碼器包括兩個延遲鏈49和50，每一個具有表示延遲鏈不同級的k-1個輸出，其中k為表示編碼數據的不同延遲值的數量。對于2位編碼，k＝4(對于3位編碼，k＝8，等等)。
返回圖1，對于使用2位編碼的實施，可以將數據表示成例如4，6，8和10ns脈沖寬度。通過對不同編碼脈沖寬度值在各種可能后沿時間之間的時間T5、T7和T9采樣脈沖，脈沖的寬度可以被確定，然后解碼回其數據位的組成對。因此，在時間T5(即脈沖前沿之后5ns)，編碼二位二進制數據值00的4ns脈沖將已經結束，而編碼其它二位二進制數據值的脈沖將仍未在它們的后沿轉變成相反的信號狀態。同樣，在時間T7，編碼數據值01的6ns脈沖也將已經結束，隨后在時間T9，編碼數據值10的8ns脈沖將已經結束，但編碼數據值11的10ns脈沖仍將持續另一毫微秒。
如圖4所示，數據脈沖的上升沿通過第一延遲鏈49發送并在T5，T7和T9出現，用于定時一組觸發器51B-51D，從而采樣在線55上呈現的數據脈沖。對于變低脈沖，輸入的DPPM信號首先被反相，然后通過與另一組觸發器52B-52D一起使用的第二延遲鏈發送，以采樣在線56上呈現的反相的數據脈沖。從而獨立解碼高和低脈沖。同樣，通過使用兩個延遲鏈和采樣前反相的低脈沖，可以只用通過延遲鏈傳送的上升沿解碼DPPM信號。這產生了避免上升/下降數據脈沖在延遲鏈中擴散的附加優點。
邏輯與門63-66將從線57B-57D和58B-58D上的觸發器51B-51D和52B-52D輸出的采樣脈沖值轉換成它們相應的數據值。
可見DPPM方法允許相對于脈沖的前沿解碼脈沖寬度，因此不需要時鐘。這意味著接收器上不需要額外的時鐘線、時鐘編碼或時鐘恢復電路。其實，因為實際上用數據脈沖的延遲形式來定時(或采樣)輸入的非延遲數據脈沖，因此這一解碼技術具有在操縱或恢復時鐘時消除引入錯誤的可能性的附加優點。
權利要求
1.一種雙相位調制(DPPM)方法，包括將以電路狀態形式駐留在數字電路中的M個數據位的組表示成傳輸的指定寬度的高和低信號脈沖，M個數據位可能的2M個數據值中的每一個值對應于2M個不同脈沖寬度中的一個，連續的M個數據位的組由交替高和低的信號脈沖表示；且通過使用信號編碼器或解碼器電路在數據位和信號脈沖表示之間轉換。
2.如權利要求1所述的DPPM方法，其特征在于，所述在數據位和信號脈沖表示之間轉換包括通過使用信號編碼器電路將數據位的組轉換成一串表示所述數據位的組的相應信號脈沖，將數據編碼成DPPM信號。
3.如權利要求2所述的DPPM方法，其特征在于，所述編碼包括(a)將數據字接收到信號編碼器電路中；(b)將所接收到的數據字劃分成有序的M個數據位的組的序列；(c)將各M個數據位的組轉換成一串具有指定寬度的信號脈沖，各寬度對應于M個數據位組中的一組；并(d)從信號編碼器電路輸出所述一串信號脈沖。
4.如權利要求3所述的DPPM方法，其特征在于，所述轉換步驟(c)包括指定信號脈沖轉換時間，信號脈沖轉換時間對應于以相應于M個數據位的當前組的指定脈沖寬度遞增的前一轉換時間，然后在所述指定信號脈沖轉換時間產生信號脈沖轉換，并對各連續的M個數據位的組重復轉換時間遞增和轉換產生。
5.如權利要求1所述的DPPM方法，其特征在于，所述數據位和信號脈沖表示之間的轉換包括通過使用信號解碼器電路將一串信號脈沖轉換成它們相應的數據位的組，將DPPM信號解碼成數字數據。
6.如權利要求5所述的DPPM方法，其特征在于，所述解碼包括(a)將一串高和低交替的信號脈沖接收到信號解碼器電路中；(b)確定各信號脈沖的脈沖寬度；(c)將所述信號脈沖串轉換成其數據值對應于信號脈沖的指定脈沖寬度的M個數據位的組的有序序列；以及(d)將連續的M個數據位的組組合成數據字。
7.如權利要求6所述的DPPM方法，其特征在于，所述解碼還包括(a)在接收一串后，將該串導向同相和反相的路徑，使得從同相路徑解碼高信號脈沖，從反相路徑解碼低信號脈沖，以及(b)所述信號脈沖串的轉換包括獨立地將來自同相路徑的高信號脈沖和來自反相路徑的低信號脈沖轉換成數據位的組的兩組有序序列，分別表示解碼的高脈沖和解碼的低脈沖。
8.如權利要求1所述的DPPM方法，其特征在于，所述M個數據位的組是由4個不同脈沖寬度的信號脈沖表示的二位二進制數(M＝2)。
全文摘要
一種稱為雙相位調制(DPPM)的調制方法將數字數據表示為一串其寬度表示M個數據位(00，01，10，11)的組的高和低脈沖(圖2B)，高和低脈沖均表示連續的M位組。一組M個數據位的文檔編號H03K7/04GK1883117SQ200480033599
公開日2006年12月20日 申請日期2004年10月5日 優先權日2003年10月10日
發明者D·S·科恩, D·J·邁耶, J·L·法甘 申請人:愛特梅爾股份有限公司