專利名稱：用在極性發射器中的混合開關式/線性功率放大器電源的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及DC-DC轉換器電源，更具體地說，涉及適合在射頻(RF)發射器中使用的開關式電源(SMPS)，發射器諸如用于蜂窩移動臺的實施為包絡恢復(ER)RF發射器的RF發射器，也稱為極性發射器，其中使用相位和幅度分量表示符號，而不是復雜的同相/正交相位(I/Q)分量。
背景技術：
圖1A是簡化框圖，顯示了包括調幅(AM)鏈和調相(PM)鏈的ER發射器(TX)1結構。要發射的比特輸入到比特到極性轉換器2，它將幅度信號經傳播延遲(PD)3輸出到調幅器(AM)4。AM4(在數模變換后)通過使用可控電源5提供用于控制TX功率放大器(PA)6輸出電平的信號。比特到極性轉換器2也經傳播延遲3將相位信號輸出到調頻器(FM)7，調頻器又經鎖相環(PLL)8將信號輸出到PA6的輸入。在天線9的發射信號因此通過同時使用相位和幅度分量而生成。使用ER發射器結構可獲得的優點包括更小的尺寸和提高的效率。
可以理解，PA6的電源電壓應通過高效率和寬帶寬進行調幅。
現在更詳細地討論電源5和PA6，諸如極性環調制TX等高效率TX結構一般依賴于高效但非線性的功率放大器，如開關式功率放大器(SMPA)，例如E類SMPA，或者它們通常依賴于被驅動飽和的線性功率放大器，如飽和的B類功率放大器。在這些結構中，通過借助于連接在通常為電池的DC供電或電源與PA6之間的功率調節器而調制PA6的電源電壓，提供了幅度信息，如圖1B中更詳細所示。
在圖1B中，電源5的輸出Vpa應能夠跟蹤快速變化的參考電壓Vm。這樣，電源5必須符合某些帶寬規格。所需的帶寬取決于使用發射器1的系統。例如，所需的帶寬對于EDGE系統(8PSK調制)超過了1MHz(對于給定功率電平，動態范圍～17dB)，并且對于WCDMA(寬帶碼分多址)系統超過了15MHz(對于給定功率電平，動態范圍～47dB)。正如可理解的一樣，這些是極具挑戰性的要求。圖2顯示了必須跟蹤的典型波形(EDGE系統中的RF包絡)，其中調制電壓(Vm)顯示為在極小值與峰值之間變化(也顯示了典型的rms和平均值)。
要注意的是，在GSM系統中，調制是具有恒定RF包絡的GMSK，因而對于給定功率電平，在帶寬方面對電源5沒有特殊約束。
通常，實現電源5有兩種主要技術。圖3所示的第一種技術使用通過求和點10、驅動器12和功率器件14實現的線性調節器。雖然可獲得高帶寬，但由于功率器件14上的壓降(Vdrop)的原因，效率很低。
圖4所示的第二種技術將使用開關式調節器。此技術以前未曾容許在極性或ER發射器中使用，在此技術中，下降型開關調節器16將包括降壓型或類似的轉換器18及電壓模式控制電路20。PA6顯示為由其等效電阻Rpa表示。雖然開關式調節器16的效率可非常高，但所需的帶寬將難以或不可能獲得。更具體地說，如果嘗試使用開關調節器16，則將需要非常高的開關頻率(例如對于EDGE，至少大約5倍于所需的帶寬或者5-10MHz或更多，并且對于WCDMA超過80MHz)。雖然5-10MHz的開關頻率在技術上將非常具挑戰性(一般的商用DC-DC轉換器以大約1-2MHz范圍的最大開關頻率操作)，但例如具有100MHz開關頻率的DC-DC轉換器在當前實施起來是不實際的，特別是在諸如蜂窩電話和個人通信終端等低成本、大量生產的裝置中。
在US 6,377,784B2，Earl McCune(Tropian，Inc.)的“高效率調制RF放大器”(High-Efficiency Modulation RF Amplifier)中，存在據稱描述的高效率(例如硬限制或開關式)功率放大器的高效率功率控制，由此實現所需的調制。在一個實施例中，據稱通過在開關式轉換器后使用有源線性調節器，減少了所需調制最大頻率與開關式DC-DC轉換器操作頻率之間的擴展。線性調節器據說是設計為通過足夠的帶寬控制功率放大器的操作電壓，從而可靠地再現所需的調幅波形。線性調節器據說還設計為抑制其輸入電壓的變化，即使輸出電壓響應于施加的控制信號而改變時也如此。即使與受控輸出變化的頻率相比輸入電壓的變化具有相當或甚至更低的頻率，抑制據說也會發生。通過直接或有效地改變功率放大器上的操作電壓，同時在主DC源到調幅輸出信號的轉換中實現高效率，據說也可實現調幅。據稱通過允許開關式DC-DC轉換器也改變其輸出電壓，以便線性調節器上的壓降保持在低和相對恒定的電平，可增強高效率。據說時分多址(TDMA)突發性能可與有效的調幅相組合，在這些被組合的功能的控制下，并且根據通信系統的命令的平均輸出功率電平變化也可組合在同一結構內。
發明內容
根據本文這些講授內容的目前優選實施例，克服了上述和其它問題，并實現了其它優點。
在一方面中，本發明提供了DC-DC轉換器，它具有耦合在DC源和負載之間的開關模式部分，開關模式部分提供x量的輸出功率；并且它還具有與DC源和負載之間開關模式部分并聯耦合的線性模式部分，線性模式部分提供y量的輸出功率。在優選實施例中，x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率。此外，線性模式部分比開關模式部分對輸出電壓所需變化表現出更快的響應時間。在一個實施例中，線性模式部分包括操作為可變電壓源的至少一個功率運算放大器，而在另一實施例中，線性模式部分包括操作為可變電流源的至少一個功率運算跨導放大器。
在又一方面，本發明提供了耦合到天線的RF發射器(TX)。TX具有極性結構，并包括耦合到功率放大器(PA)電源的調幅(AM)路徑和耦合到PA輸入的調相(PM)路徑。電源構建為具有耦合在電池與PA之間的開關模式部分，開關模式部分提供x量的輸出功率，并還具有同電池與PA之間的開關模式部分并聯耦合的線性模式部分。線性模式部分提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，且可為特殊應用約束優化x與y的比率。最好，線性模式部分比開關模式部分對輸出電壓所需變化表現出更快的響應時間。
在再一方面，本發明提供一種操作具有極性結構的RF TX的方法，該結構包括耦合到PA電源的AM路徑和耦合到PA輸入的PM路徑，該方法包括提供電源(power supply)以便包括耦合在功率源(power source)和PA之間的開關模式部分，開關模式部分提供x量的輸出功率；將線性模式部分同功率源與PA之間的開關模式部分并聯耦合，線性模式部分提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率，并且其中線性模式部分比開關模式部分對輸出電壓所需變化表現出更快的響應時間。
在操作中，電源提供比基于純線性電壓調節器電源更高的功率轉換效率，同時也提供比基于純開關式電源更寬的操作帶寬。
當結合附圖閱讀時，這些講授內容的上述和其它方面將在下面優選實施例的詳細說明中變得更加顯而易見，其中圖1A是常規ER RF發射器的框圖；圖1B是提供有電源調幅電壓的常規SMPA的框圖；
圖2是顯示圖1A和圖1B電源必須跟蹤的參考電壓Vm的典型示例的波形圖；圖3A和3B顯示提供PA的線性電壓調節器的常規示例；圖4A和4B顯示提供PA的開關調節器的示例；圖5是根據本發明的混合電壓調節器提供的PA框圖；其中混合電壓調節器的線性部分最好只處理小部分所需輸出功率，并提供必需的帶寬，而開關模式部分最好以高效率提供大部分輸出功率。
圖6A-6F顯示圖5所示混合電壓調節器的實施例簡化示圖；圖7A和圖7B總稱為圖7，與圖6A所示的電路相關，其中圖7A顯示一般電路概念，而圖7B更詳細地顯示開關部分；圖8顯示對應于圖7電路操作的波形；圖9也顯示對應于圖7電路操作的波形；圖10A和圖10B總稱為圖10，與圖6B所示的電路相關，其中圖10A顯示一般電路概念，而圖10B更詳細地顯示開關部分；圖11顯示對應于圖10電路操作的波形；圖12也顯示對應于圖10電路操作的波形；圖13A和圖13B總稱為圖13，與圖6C和圖6D所示的電路相關，其中圖13A顯示一般電路概念，而圖13B更詳細顯示開關部分；圖14顯示對應于圖13電路操作的波形；圖15也顯示對應于圖13電路操作的波形；圖16A和圖16B總稱為圖16，與圖6E和圖6F所示的電路相關，其中圖16A顯示一般電路概念，而圖16B更詳細地顯示開關部分；圖17顯示對應于圖16電路操作的波形；圖18也顯示對應于圖16電路操作的波形；圖19A和圖19B總稱為圖19，分別顯示電壓控制電壓源(VCVS)的等效電路圖和實施為功率運算放大器(POA)的VCVS電路；圖20A和圖20B總稱為圖20，分別顯示電壓控制電流源(VCCS)的等效電路圖和實施為運算跨導放大器(OTA)的VCCS電路；
圖21顯示第一控制配置，其中開關部分和線性部分均以閉環操作，并將調制信號Vm作為參考；圖22顯示第二控制配置，其中開關部分和線性部分均以閉環操作，其中線性部分將調制信號Vm作為參考，并且開關部分將線性部分的輸出作為參考；圖23顯示第三控制配置，其中只有線性部分以閉環操作并將調制信號Vm作為參考，并且其中開關部分以開環操作，并且只有調制信號Vm信息用于生成開關部分的占空比；圖24還根據本發明的實施例顯示開關調節器和線性調節器經輔助電感器L1和(可選)輔助電容器C1的并聯；圖25A和圖25B總稱為圖25，顯示根據圖24所示實施例的控制框圖，其中在圖25A中，開關調節器和線性調節器均為主控，并且在圖25中，線性調節器為主控，開關調節器為從屬；圖26A和圖26B總稱為圖26，顯示根據圖24所示實施例的第一多模式(多PA)控制框圖，其中所有PA連接在線性調節器輸出端的同一電源線上，并且其中在圖26A，開關調節器和線性調節器均為主控，并且在圖26B，線性調節器為主控，開關調節器為從屬；圖27A和圖27B總稱為圖27，顯示根據圖24所示實施例的第二多模式控制框圖，其中GSM/EDGE PA連接在開關調節器的輸出端，并且WCDMA PA連接在線性調節器的輸出端，其中在圖27A中，開關調節器和線性調節器均為主控，并且在圖27B中，線性調節器為主控，而開關調節器為從屬(僅在WCDMA模式中)；圖28將SMPA顯示為(a)框圖表示，(b)由其等效DC電阻Rpa模擬，以及(c)由與用于實現PA穩定性的電容Cpa并聯的其等效DC電阻Rpa模擬；圖29A和圖29B總稱為圖29，顯示根據圖24所示實施例的第三多模式控制框圖；其中GSM/EDGE PA和WCDMA PA分別連接到與兩個線性調節器相關聯的獨立電源線，其中在圖29A，開關調節器和每個線性調節器均為主控，并且在圖28B，線性調節器每個均為主控，而開關調節器為從屬(僅在WCDMA模式中)；以及圖30A和圖30B總稱為圖30，顯示根據圖24所示實施例的第四多模式控制框圖，其中GSM/EDGE PA連接到開關調節器的輸出，其中WCDMA PA和CDMA PA分別連接到與兩個線性調節器相關聯的獨立電源線，其中在圖30A，開關調節器和每個線性調節器均為主控，并且在圖30B，線性調節器均為主控，而開關調節器為從屬(僅在WCDMA和CDMA模式中)。
具體實施例方式
參照圖5，本發明提供了一種混合電壓調節器或電源30，它組合了最好通過高效率但低帶寬處理大部分功率的開關部分32和最好通過低效率但高帶寬處理較小部分所需功率的線性部分34。結果產生的電源具有所需的帶寬和稍微低于純開關電源效率但仍遠遠高于純線性調節器效率的效率。由于線性部分34可用于補償通常與純開關式電源相關聯的輸出電壓紋波，因此，所得到的混合電源30提供了一種改善的輸出電壓質量。由于過量的輸出電壓紋波會對PA 6的輸出頻譜產生不利影響，因此，這是一個重要的優點。
要注意的是，原則上由開關部分32處理的功率量(x)大于由線性部分34處理的功率量(y)。這通常是一個理想的情況，并且實際上，在許多實施例中，x比y大得多。然而，開關部分32與線性部分34處理的功率之間的這種關系不可視為本發明優選實施例的限制。原則上，希望將x與總功率的比率最大化這個比率越大，效率就越高。然而，在給定應用中實現的實際比率可以是一個或多個以下因素和考慮事項的函數(a)預期的應用(RF系統細節，如RF包絡的頻譜、高頻AC分量的幅度等)；以及
(b)實現，其中可決定在某種程度上由開關部分32處理的功率量和由線性部分34處理的功率量。例如，在EDGE中，通過使用6-7MHz開關頻率，可通過開關部分32處理幾乎所有的功率，或通過使用例如在1MHz操作的較低開關轉換器，可處理較少的功率。在某些情況下，例如，在非常低的功率，也可禁用開關部分32并只使用線性部分34，這種情況下，關系x＞y根本不適用。
(c)還要考慮的可能是效率與實現復雜性之間的折衷，這是因為實現慢的開關轉換器通常更簡單，但隨后由于較大部分功率需要由線性部分34處理，因而降低了效率。
(d)還要考慮的可能是要優化整體效率的折衷。例如，具有非常高開關頻率和高帶寬的開關部分32可處理給定應用中的大部分功率(x比y大得多)，但開關部分32中的處理可能由于極高的開關頻率而變得效率低下。因此，嘗試通過在開關部分32中使用較低開關頻率以實現更佳效率與在開關部分32中處理較少量能量之間的折衷而優化整體效率，這可能更有利。
因此，通常開關部分32處理的功率部分x最好大于線性部分34處理的功率部分y，并且也最好為由給定應用及可能也由特殊操作模式(例如在上述的低功率模式，其中所有功率可由線性部分34處理)施加的約束優化x與y的比率。也可考慮組合，以使x最好大于y，并且也可為應用約束優化x與y的比率。
實際上，通過使用開關轉換器的部分拓撲(在圖5中稱為“開關部分”)并將它與電壓或電流源(在圖5中稱為“線性部分”)并聯，可實現本發明。圖4A的降壓(下降型)轉換器18的輸出電容器(C)被去除。在降壓轉換器18中，電容器充當電壓源，以保持輸出電壓恒定。在輸出端的電壓需要增加時，必須經電感器(L)提供大電流，以滿足負載的增加需要，并將電容器(C)充電到新的更高電壓電平。此操作使開關調節器16變慢，并限制了帶寬。然而，如果電容器(C)替換為電壓源，則增加(或降低)的電壓電平可經線性部分34的并聯電壓源非常快速地提供，而較慢的開關部分重新調節其工作點。
再次參照圖2，開關部分32提供了平均電平Vm_av，而線性部分34提供了疊加在平均電平上的AC分量。
基于相同概念的備選實施例使用電流源替代線性部分34中的電壓源。
線性部分34的電壓源可使用功率運算放大器(POA)實現，而線性部分34的電流源可使用功率運算跨導放大器(OTA)實現。線性部分34的運算放大器可通過如圖5所示的電池電壓(Vbat)提供。在備選的當前更優選實施例(從效率的角度而言)中，線性部分34的運算放大器提供有圖2的電壓Vm_pk，即，對應于參考信號幅度的電壓，其中Vm_pk始終低于Vbat。實際上，最好是為線性部分34的運算放大器提供電壓Vm_pk加上獲得線性級正確操作所需的一定容限(例如，0.2V)。
圖6A-6F顯示圖5所示混合電壓調節器30的各種實施例，其中圖6A、6C和6D顯示可變電壓源34A(例如上述的功率運算放大器)的使用，并且其中圖6B、6E和6F顯示可變電流源34B(例如上述的功率運算跨導放大器)的使用。注意，在圖6C中使用了兩個可變電壓源34A和34A′，并且在圖6D中，兩個可變電壓源34A和34A′經C1電容性耦合到開關部分32的輸出電源軌。還要注意的是，在圖6E中，使用了兩個可變電流源34B和34B′，并且在圖6F中，兩個可變電流源34B和34B′經C1電容性耦合到開關部分32的輸出電源軌。
基于以上說明，可理解，本發明的使用允許為TX結構實現有效的PA電源30，其中PA電源電壓需要進行調幅。目前，由于不存在本發明人知道的可提供所需帶寬的商用開關調節器，因此，這只可通過使用效率低的線性調節器(參見圖3A和圖3B)來實現。
現在將更進一步詳細地描述本發明的上述和其它實施例。
圖7所示的電路與圖6A所示的電路相關，其中圖7A顯示一般電路概念，并且其中圖7B更詳細地顯示開關部分32。開關部分32從降壓轉換器獲得，該轉換器是由兩個開關器件和一個L-C濾波器組成的下降型開關DC-DC轉換器。圖7B中顯示為互補MOS晶體管(PMOS/NMOS)的開關器件以占空比d(d＝上部開關在導通的時間ton_PMOS與切換周期TS的比率)交替導通。具有占空比d的控制信號可從模擬脈沖寬度調制器(PWM)部件32A獲得，該部件通過比較Vctrl_sw和具有周期Ts的鋸齒波信號而將控制電壓Vctr_sw轉換為具有占空比d的PWM信號。饋送到晶體管驅動級32B的PWM信號也可通過其它方法生成，諸如在數字PWM部件中。
常規降壓轉換器一般情況下包括L-C輸出濾波器，其中C足夠大，從而使降壓轉換器的特性為電壓源的特性。然而，在本發明的現有優選實施例中，濾波電容器被去除，或者被保留，但具有極小的電容。這樣，部件32在本文中稱為與“開關轉換器”相對的“開關部分”。實際上，物理電路將具有一定的濾波電容，例如，確保RFPA6穩定所需的量。然而，為了說明本發明，假設電容值(C)比常規降壓轉換器中具有的電容值小得多，這樣，開關部分32的特性主要是電流源的特性，而不是電壓源的特性。
更具體地說，由于電感器(L)(以及無/極小電容C)的原因，開關部分32具有電流源的特性，而不是實際的電壓控制電流源(VCCS)。控制電壓Vctrl_sw的增加確定了占空比d的增加，這確定了平均輸出電壓Vpa的增加，而這又確定了PA6電流Ipa的增加，并因此確定了電感器電流ILDC分量的增加。然而，PA6電流Ipa的絕對值不完全由控制電壓Vctrl_sw確定，而且在Ipa＝Vpa/Rpa時也由Rpa確定。因此，雖然此技術可類似“VCCS”的操作，但它不直接控制電流，并因此稱為“類似VCCS”。
線性部分34作為電壓控制電壓源(VCVS)34A工作，并且其輸出電壓Vo通過差分放大Ad由差分電壓Vd控制。
更具體地說，圖7A通過假設理想源而顯示本發明的此實施例其中開關部分32作用就像電流源，并且與作用就像雙向(即，它可供應和吸收電流)電壓控制電壓源34A的線性部分34并聯。作為電壓源的線性部分34設置PA 6電壓Vpa。開關部分32的電流isw加上線性部分34的電流ilin，形成了PA6電流ipa(Rpa表示PA6的有效阻抗)。可連接可選的直流阻斷去耦電容器Cd以確保線性部分34只提供AC分量。
圖7顯示開關部分32通過下降型降壓轉換器實現，已從該轉換器消除或大大降低了輸出濾波電容C。開關部分32的電流isw因此實際上是電感器電流iL，導致實質上類似電流源的行為(電感器L可比作電流源)。
值得注意的是，由于線性部分34具有電壓源的特性，因此它可固定施加在PA上的電壓電平Vpa，并且存在控制此電壓電平的構件。另外，線性部分34很快(寬帶寬)，因此有可能提供Vpa的快速調制。還要注意的是，線性部分34的VCVS 34A是雙向的，表示可以供應和吸收電流。
如圖19B所示，VCVS 34A可實現為功率運算放大器(POA)。POA包括具有能夠吸收/供應所需電流的A(B)類級的運算放大器(OPAMP)。圖19B顯示由晶體管Q1和Q2組成的B類功率級，但可改變輸出級設計以改進性能。例如，實際上功率級可實現為AB類級，以減少交叉失真。
如所述，可引入可選的去耦電容器Cd以確保線性部分34只提供AC電流分量。然而，在一些情況下，允許線性部分34也提供DC分量雖然會帶來更復雜的控制，但這將是有利的。例如，在開關部分32可能被停用和在PA6電流將只由線性部分34提供的情況下，期望可從低功率電平的線性部分34提供DC分量。又如，在Vpa_peak很接近于例如2.9V的低電池電壓電平，例如為2.7V時，并且開關部分32無法提供它時，期望可從該低電池電壓電平的線性部分34提供DC分量。在此類情況下，將去除可選的Cd。
圖7A中所示的電路操作通過圖8中所示模擬波形進行舉例說明，并且圖7B中所示的電路操作通過圖9中所示的模擬波形進行舉例說明。
圖8中最上面的波形顯示所得到的PA6電壓Vpa。PA6電壓Vpa由具有電壓源特性的線性級34設置。在此示例中，Vpa具有DC分量(2V)加上顯示為表示快速調制的15MHz電壓正弦波的AC分量。從上數第二個波形顯示開關部分32的電流成分，恒定電流isw。從上數第三個波形顯示線性部分的電流成分，AC分量ilin(15MHz正弦波)。如所述，線性部分34作為雙向電壓源工作，即，它既可供應電流也可吸收電流。最下面的波形顯示所得到的PA6電流ipa具有來自開關部分32的DC分量和來自線性部分34的AC分量。
注意，在圖8中，一組波形用于幅度為零的正弦波(無來自線性部分34的成分，標示為“A”)，并且另一組用于非零幅度的正弦波(以顯示來自線性級的成分，標示為“B”)。圖9、圖11、圖12、圖14、圖15、圖17和圖18的波形圖中使用了相同的約定。
圖9顯示模擬波形以舉例說明圖7B中所示的電路操作。對于此非限制性示例，假設開關級32具有5MHz的開關頻率和0.5的占空比。最上面的波形顯示在節點pwm的電感器L上施加的PWM 32A電壓。從上數第二波形顯示所得到的PA6電壓Vpa。PA6電壓Vpa由具有電壓源特性的線性級34設置。在此例中，Vpa具有DC分量(2V)加上表示快速調制的15MHz AC分量(電壓正弦波)。從上數第三波形顯示開關部分32的電流成分，即電感器電流iL＝isw。在此情況下，電流不是如圖8所示理想情況下的恒定電流，而是具有在開關轉換器中遇到的特定三角形狀。開關部分32提供DC分量和三角形AC分量(電感器電流紋波)。從上數第四波形顯示線性部分34的電流成分，AC分量ilin(15MHz正弦波加上電感器電流紋波補償)。注意，線性部分34不但提供15MHz正弦分量，而且提供AC分量，以補償電感器電流紋波(從標示為ACrip的下面波形可清楚地看到)。這是由于線性部分34的電壓源特性的原因，它作為雙向電壓源，可供應和吸收電流。最下面的波形顯示所得到的PA6電流ipa具有來自開關部分32的DC分量和來自線性部分34的AC分量，其中電感器電流(第三曲線)的AC三角形分量由線性級34補償。
圖10顯示了一個實施例，在該實施例中，電壓控制電流源(VCCS)34B用于構成線性部分34。通常，施加與圖7實施例相同的考慮事項，唯一相當大的區別是VCCS本身不能固定PA6電壓電平。相反，PA6電壓由注入到Rpa的總電流確定。線性部分34可實現為如圖20B所示的運算跨導放大器(OTA)。在此簡化視圖中，差分對中Q1的集極電流(Ic1)鏡像為I5，而Q2的集極電流(Ic2)鏡像為I3，并隨后鏡像為I4。輸出電流為Io＝I5-I4，并且與集極電流IC1-IC2之間的差成比例，而它又與差分電壓Vd成比例。如所述的一樣，圖20B顯示了OTA的簡化表示。實際上，電路實現的目的將是優化電流反射鏡的精度，并獲得線性特性Io＝gVd。
圖10A中所示的電路操作通過圖11中所示模擬波形進行舉例說明，并且圖10B中所示的電路操作通過圖12中所示的模擬波形進行舉例說明。
在圖11中，最上面的波形顯示結果的PA6電壓Vpa。假設從電源的角度而言，PA6作用就像電阻性負載。因此，Vpa＝Rpa(isw+ilin)，即，PA6電壓由開關部分32和線性部分34提供的電流之和設置。在此示例中，Rpa假設為等于2歐姆。開關部分32提供DC分量isw(例如，1安培)，并且線性部分34提供AC分量ilin，表示快速調制的15MHz電流正弦波。從上數第二個波形顯示開關部分32的電流成分，即，1安培的恒定電流isw。從上數第三個波形顯示線性部分34的電流成分，即，AC分量ilin(15MHz電流正弦波)。最下面的波形顯示結果的PA6電流ipa具有來自開關部分32的DC分量和來自線性部分34的AC分量。
在圖12中，假設開關級32具有開關頻率＝5MHz和占空比＝0.5。最上面的波形顯示在節點pwm的電感器L上施加的PWM 32A電壓。從上數第二波形顯示結果的PA6電壓Vpa。如上所述的一樣，假設PA6作用就像電阻性負載，并且因此Vpa＝Rpa(isw+ilin)，即，PA6電壓由開關部分32和線性部分34提供的電流之和設置。如上所述，Rpa假設為等于2歐姆。開關部分提供具有三角形AC分量的DC分量isw(1安培)。線性部分提供AC分量ilin，如表示快速調制的15MHz電流正弦波。從上數第三波形顯示開關部分32的電流成分，即，電感器電流iL＝isw。在此情況下，電流不是如圖11所示理想情況下的恒定電流，而是具有在開關轉換器中遇到的三角形狀。開關部分32提供DC分量和三角形AC分量(電感器電流紋波)。從上數第四波形顯示線性部分34的電流成分，即，AC分量ilin(15MHz正弦分量)。注意，在此情況下，線性部分34只提供15MHz正弦分量，不同于圖9的相應波形，在該圖中也可看到補償電感器電流紋波的AC分量。最下面的波形顯示結果的PA6電流ipa具有來自開關部分32的DC分量和AC三角形分量(可從標示為ACrip的下面波形看到)和來自線性部分34的AC分量。注意，在此實施例中，由于線性級34的電流源特性的原因，AC三角形分量不由線性級34補償，但它可通過適當地控制VCCS而得到補償。
圖13和圖16所示的電路顯示分別由兩個VCCS 34A和34A′或兩個VCCS 34B和34B′構成的線性部分34從Vbat供應電流，并將電流吸收到地。分別在圖14和圖15以及圖17和圖18的波形圖中顯示了操作。
圖13和圖16中的電路表示以及其對應的波形分別顯示VCVS34A和VCCS 34B的源/宿行為，并且分別模擬功率運算放大器和功率跨導放大器的行為。注意，圖13中的兩個VCVS 34A不同時激活，并且最好在不激活時被置于高阻抗狀態。
更具體地說，圖13A和13B顯示了具有理想源的此實施例，并且上面為圖7電路所做的解釋也適用于此處。電路之間的差別在于，圖13的實施例中電壓源VCVS 34A和34A′是單向的(一個供應電流，另一個吸收電流)，而圖7中電壓源34A是雙向的(供應和吸收)。可包括去耦電容器Cd以確保線性部分34只提供AC分量。
對于圖14和圖15的模擬波形圖，如上對于圖8和圖9給出的類似解釋也適用，除了線性部分34的成分ilin被劃分為iaux1(供應)和iaux2(吸收)。同樣應注意的是，兩個電壓源34A和34A′(源和宿)在其各自的電流為零(即，它們不激活)時最好被置于高阻抗狀態。
圖16A和16B顯示了具有理想源的本發明此實施例，并且上面為圖10電路所做的解釋也適用于此處。電路之間的差別在于，圖16的實施例中電流源VCCS 34B和34B′是單向的(一個供應電流，另一個吸收電流)，而在圖10中電流源34B是雙向的(供應和吸收)。可包括去耦電容器Cd以確保線性部分34只提供AC分量。
對于圖17和圖18的模擬波形圖，如上為圖11和圖12所做的類似解釋也適用，除了線性部分34的成分ilin被劃分為iaux1(供應)和iaux2(吸收)。
注意，圖7和圖10只是電源級(開關部分32和線性部分34)互連的表示，未考慮控制。開關部分32表示為由控制電壓Vctrl控制的部件。線性部分34表示為由差分電壓Vd控制的部件。圖21、圖22和圖23顯示閉合控制環的控制技術的三個非限制性實施例。
在圖21中，開關部分32通過電壓模式控制操作。控制器由控制部件36A和具有頻率相關特性Gc1(s)的部件36B組成，控制部件36A生成誤差信號Ve1，部件36B將誤差信號Ve1作為其輸入并將用于開關部分32的控制電壓Vctrl_sw作為其輸出。誤差電壓Ve1是作為調制信號Vm的參考電壓Vref_sw與作為輸出電壓Vpa的反饋信號Vfeedback_sw之間的差。在此情況下，控制器(組件36A、36B)可在物理上實現為具有R-C補償網絡的運算放大器以獲得特性Gc1(s)。
線性部分34使用調制信號Vm作為參考Vref_lin。反饋電壓Vfeedback_lin是輸出電壓Vpa。反饋電壓Vfeeaback_lin也可如圖用虛線所示在去耦電容器Cd(如果存在)之前獲得。此情況下的控制器類似于開關部分32，由生成誤差信號Ve2的部件38A和具有頻率相關特性Gc2(s)的部件38B組成。由于線性部分34A實際上最好用功率運算放大器實現，如圖19B中一樣，因此，正如本領域技術人員將認識到的，通過添加R-C補償網絡以獲得特性Gc2(s)，可在其周圍閉合控制環。注意，包括VCVS34A只是顯示線性級34的電壓源特性，它與圖7中所示的VCVS不同。標為“具反饋的線性部分”的部件實際上是具有R-C補償網絡的功率運算放大器的表示。
注意，在線性級34構建為有VCCS 34B(例如，圖10)和圖20B所示的OTA時，如上所述的相同注意事項適用于閉合該環。
在圖22中，與圖21相比唯一相當大的差別在于，開關部分32的參考信號是取自線性部分34(如果存在去耦電容器則位于其之前)的輸出。當線性級34使用VCCS 34B和OTA時，相同的注意事項適用。在此實施例中，很明顯，線性部分34將調制信號VmAM信號作為其參考，而開關部分32將線性部分34的輸出作為其參考(即，它“從屬”于線性部分34)。
在圖23的實施例中，開關部分32以開環操作，這表示只有調制信號Vm用于生成PWM占空比d，而沒有誤差信號Ve1＝Vm-Vpa。在如圖21和圖22所示的雙環控制系統可能存在穩定性問題時，此示范實施例可能特別有用。如上所述，當線性級34使用VCCS 34B和OTA時，相同的考慮事項適用。
本發明實施例的上述說明為實現PA6電源的快速調制提供了一種解決方案，其中快速調制主要由線性部分34提供，并使用沒有或具有極小濾波電容的降壓轉換器。然而，應注意的是，將開關級與線性級并聯連接的概念可以應用，并且在降壓轉換器在以常規形式使用的情況下也有用，即，具有相當大的輸出濾波電容C并因此具有電壓源特性。例如，用于GSM/EDGE情況的RF發射器可基于具有電壓模式控制的降壓轉換器，通過快速開關轉換器尋址。在此示范情況下，可實現必需的帶寬，然而，動態特性不理想(即，參考到輸出傳遞函數不平坦，而相反可能表現出峰化)，并且因此參考跟蹤不是最佳的。另外，由于轉換器開關動作引起的輸出電壓紋波形成了偽RF信號。因此，與降壓轉換器并聯連接的線性級34可用于通過“幫助”開關轉換器并改善其跟蹤性能而補償其不理想的動態特性。實際上，線性部分34也可用于改善(加寬)帶寬，但其主要作用是校正開關部分32已經提供的參考到輸出特性。另外，線性部分34也可通過注入電流以補償電感器電流紋波來補償輸出電壓開關紋波(至少以足以滿足RF偽需要的方式)。
出于上述原因，應理解，圖5概示的實施例可擴展到包括如下電路結構其中開關部分32是“普通”降壓轉換器，即，輸出濾波器電容C足夠大，從而使降壓轉換器作用就像電壓源。
基于上述內容，可理解到，本發明的上述實施例包括基于沒有或具有極小濾波電容C的降壓開關式轉換器的電路結構，即，其中輸出濾波器電容C足夠小(或不存在)，因此降壓轉換器實質上作用就像電流源，其中線性部分34獨自能夠確定PA6電源的帶寬，即，甚至用極慢的開關部分32，線性部分34也由于不存在/極小降壓轉換器濾波電容器的原因而能夠調制；其中線性部分34也提供電感器電流的三角形AC分量；且其中線性部分34補償開關紋波。
基于上述內容，可理解本發明的上述實施例也包括最好是基于具有相當大濾波電容C的降壓開關式轉換器的電路結構，即，其中輸出濾波器電容C足夠大，使得降壓轉換器實質上作用就像電壓源。因此，本發明的實施例也包括基于具有濾波電容的“普通”降壓轉換器電路拓撲的電路結構；其中帶寬主要由開關轉換器確定。在此情況下，線性部分34可用于改進帶寬，但以一種更受限的方式，因為帶寬實際上受開關調節器的濾波電容器C限制。這些實施例中線性部分34的重要作用是幫助和校正開關部分32(降壓轉換器)的動態特性。在此實施例中，線性部分34也可補償開關紋波。
本發明的各方面是基于以下觀察在示例的EDGE和WCDMA包絡中高頻分量具有極低的幅度，而大部分能量在DC和低頻分量。低帶寬開關部分32以高效率處理大部分功率(DC和低頻分量)，而更寬帶寬的線性部分34以較低的效率只處理一小部分功率(對應于高頻分量的功率)。因此，實現所需的帶寬并仍提供良好的效率成為可能。通常，可獲得的效率低于用純開關電源實現的效率，但仍遠遠大于用基于純線性調節器的電源實現的效率。
本發明的原理可不考慮開關部分32和/或線性部分34的實際實現而應用，并且通常可應用到PA6電源電壓需要進行調幅的發射器結構。本發明的講授內容不限于GSM/EDGE和WCDMA系統，而是也可擴展到其它系統(例如，到CDMA系統)。本發明的講授內容不限于使用E類PA6的系統，而是也可應用到使用其它類型飽和PA的系統。
下面更詳細描述的本發明的其它方面針對耦合并供給多模式發射器中的幾個PA6以及用于相同方法的控制。
現在參照圖24，圖中顯示了一個實施例中，其中開關調節器100和線性調節器102通過附加電感器L1(即，除例如圖7B中所示常規開關部分32電感器L外)和(可選的)電容器C1，并聯耦合到SMPA104(例如，E類PA)。PA 104電源電壓Vpa由線性調節器102以高精度計劃。然而，由于低帶寬、開關紋波和噪聲原因，開關調節器100的瞬時輸出電壓V1無法精確固定為同一值。因此，引入了附加電感器L1，以調節瞬時電壓差Vpa-V1。L1上的平均電壓必須為零，因而V1的平均值等于Vpa。
如果存在去耦電容器C1，則線性調節器102可在一定的頻率范圍內只提供AC分量，這最好補償開關調節器100的較低帶寬，以獲得所需的總帶寬。
如果C1不存在，則線性調節器102也可提供DC和低頻分量。在某些條件下，例如在PA 104電壓Vpa應盡可能接近電池電壓Vbat時，這可能特別有利。一個此類情況是在使用低電池電壓(例如，2.9V)時在最大RF輸出功率(PA 104需要極小電壓，例如2.7V)的GSM情況。在此情況下，插在電池和PA 104之間的任一調節器的輸入電壓與輸出電壓之間的差極低(在此例中僅0.2V)。這是用開關調節器100極難獲得的值(假設一個功率器件上的壓降加上兩個電感器L和L1，占空比小于100％)。在此特殊情況下，線性調節器102可用于提供更接近電池電壓的電源電壓，并且因此線性調節器102提供所有功率(DC分量，并且無電容器C1)。雖然在此特殊情況(GSM，最大輸出功率，低電池電壓)下，由于線性調節器102上的壓降小，效率將不受影響，但在更低的GSM功率電平(即，線性調節器102上更大的壓降)，效率將會降低。因此，在更低的功率電平，使用開關調節器100提供所有功率(DC分量)更有利。
在圖24中，線性調節器102的電源電壓為Vbat，與用于開關調節器100的電壓相同。雖然從實現的角度而言，這可能是最佳的，但從效率角度而言，這可能不是最佳的。在更低的功率電平，其中Vm_pk比Vbat低得多的情況下，線性調節器102上的壓降大，并且其效率低。因此，一種更有效的技術(以高效率)將線性調節器102的電源電壓預調節在某一電平，例如高于包絡Vm_pk峰值200-300mV(參見圖2)。
從圖3和圖4可以看到，混合調節器的兩個組成部件(開關和線性)具有其自己的控制環。總控制必須配置為使兩個部件互相補充。圖25顯示了兩個可能的控制方案。
在圖25A中，兩個調節器100、102均為“主控”，這是因為每個調節器將調制信號Vm作為參考，并且每個調節器100、102從其自己的輸出接收其反饋信號(Vfeedback_sw、Vfeedback_lin)。
在圖25B中，線性調節器102為“主控”，即，它將調制信號Vm作為參考，并將其自己的輸出作為反饋信號。開關調節器100為“從屬”，這表示它將線性調節器102施加到SMPA 104的電壓作為參考信號，并且嘗試盡可能精確地遵循它。
如下所述，本發明這些實施例特別適用于多模式發射器的應用。
作為第一非限制性示例，在GSM中，RF包絡是恒定的，因此提供到PA 104的電壓是恒定的，并且其電平根據所需功率電平調節。在此情況下SMPA 104電源的主要功能是功率控制。原則上只使用開關調節器100將足夠了。然而，開關動作生成輸出電壓紋波和噪聲，這在SMPA 104輸出的RF頻譜中被視為偽信號。在此模式中，線性調節器102在需要時可用于補償開關調節器100的輸出電壓紋波。這樣，也可放寬開關調節器100的輸出電壓紋波的規格。例如，如果為開關調節器100假設5mV的典型電壓紋波規格，則在由線性調節器102提供紋波補償時，該規格也可放寬到50mV，從而允許開關調節器100中更小的LC分量和/或開關調節器100的更快的動態特性。在此情況下，開關調節器100幾乎處理所有需要的SMPA功率，而線性調節器102處理的極少(只有紋波補償所需的處理)。
在EDGE系統中，或通常包括具有適中高動態特性(例如，所需的BW＞1MHz)的可變RF包絡的任一系統中，SMPA 104電源的主要功能是功率控制和包絡跟蹤。可以看到，具有6-7MHz開關頻率的純開關調節器能夠以相對好的精度跟蹤EDGE RF包絡。然而，在使用純開關調節器時，系統不強壯，并且可能表現得例如對開關調節器100的參考到輸出傳遞函數中的峰化和SMPA 104負載隨電源電壓的變化(通常在電源電壓降低時SMPA的電阻增加)敏感。另外，如上所述，還存在輸出電壓紋波的問題。根據本發明的此方面，線性調節器102在需要時可用于補償開關調節器100的非最佳動態特性、SMPA 104負載變化和開關紋波。如果開關調節器100的開關頻率足夠高，可實現良好的跟蹤性能，則大部分功率由開關調節器100處理。然而，也有可能使用具有更低開關頻率、因而具有更低帶寬的開關調節器100，這種情況下，由線性調節器102處理的功率比例會增加，以補償由開關調節器100處理的縮減。
在WCDMA系統中，或通常表現出具有高動態特性(例如，所需的BW＞15MHz)的可變RF包絡的任一系統中，SMPA 104電源的主要功能是功率控制和包絡跟蹤。然而，由于所需帶寬比用于EDGE系統的帶寬高得多，因此只使用開關調節器100(在CMOS技術中)是不夠的，因而使用線性調節器100提供所需帶寬變得很重要。如在EDGE情況中一樣，線性調節器102也可補償開關紋波和SMPA 104負載變化。
從使用本發明實施例獲得的又一效用是為多模式操作提供多個PA的能力。一個非限制性示例是圖26中所示的E類GSM/EDGE PA104A和E類WCDMA PA 104B。在此情況下，所有PA 104A、104B連接在線性調節器102輸出端的同一電源線上。此實施例與圖27、圖29和圖30的實施例一樣，假設存在一次只啟用一個PA 104A或104B的機件(例如，開關)。
注意PA 104A和104B并不限于是E類PA，顯示這些只是為了方便起見。這同樣適用于圖27、圖29和圖30中所示的實施例。
在圖26A中，調節器100、102均可視為“主控”，即，均將調制信號Vm作為其參考，并均具有其自己相應的輸出電壓以提供其反饋信息。在圖2B中，線性調節器102是“主控”，且開關調節器100是“從屬”，這表示其參考信號是線性調節器的輸出Vpa。
圖27顯示了附加的多模式配置，其中GSM/EDGE PA 104A連接在開關調節器100的輸出端(介于輸出端與L1之間)，且WCDMAPA 104B連接在線性調節器102的輸出端。此配置很有用，如上所述，在GSM/EDGE中，可通過純開關調節器100實現所需的性能。通過此假設，在GSM/EDGE中，可只使用開關調節器100并禁用線性調節器102。這對效率有積極的影響，因為消除了由電感器L1帶來的損失。由于L1上的壓降被消除了，因此它也允許獲得更接近電池電壓Vbat的最大GSM/EDGE PA電源電壓V1。電感器L1可以更小，因為在WCDMA操作模式中它只要處理較少的PA 104B電流。在此實施例中，線性調節器102只在WCDMA模式中啟用。
注意，如圖26所示，如果所有PA 104A和104B連接到同一電源線，則總的去耦電容可能太大。如圖28所示，PA 104(作為非限制性示例的E類PA)可以第一近似法并從調節器角度用其等效DC電阻Rpa模擬。實際上，并且由于PA穩定性原因，一般情況下必須將至少一個去耦電容器Cpa與PA 104并聯。如果幾個PA 104連接在同一電源線上，則有可能使用一個或多個共用(共享)去耦電容器。在該情況下，圖26所示的連接是可行的。然而，如果每個PA 104必須具有其自己的去耦電容器，例如因為電容器必須置于PA模塊內，則總的去耦電容可能變得過大，使得無法例如在WCDMA操作模式中實現所需的寬帶寬。
此問題的一個解決方案是使用開關斷開不活動PA與電源線的連接，或至少斷開其去耦電容器。另一個可能的解決方案是在獨立電源線上連接PA 104A、104B，例如，如圖27所示。
在圖27A中，調節器104A、104B均作為“主控”連接。在GSM/EDGE中，并且假設可獲得可接受性能的情況下，可以禁用線性調節器102，并且只使用開關調節器100。然而，有可能也使用線性調節器102、旁路L1以實現(一定的)紋波補償和動態性能改進。在這種情況下，如果線性調節器102也被啟用，并且其反饋信息是通過在GSM/EDGE位置的開關1(SW1)施加的V1。在WCDMA模式中，調節器100、102均被啟用，并且用于線性調節器的反饋信息是Vpa(SW1處于WCDMA位置)。
在圖27B中所示的實施例中，開關調節器100作為用于WCDMA情況的“從屬”連接(SW1和SW2均在WCDMA位置)，并且從線性調節器102的輸出端經SW2接收其Vref-sw信號。在GSM/EDGE模式(SW1和SW2均在GSM/EDGE位置)時，配置和操作考慮事項如上對于圖27A所述。
圖29顯示附加的多模式配置，其中PA 104A、104B連接到單獨線性調節器102A、102B輸出端的獨立電源線。此配置是圖26所示多模式配置的擴展。只有一個開關調節器100，并且PA 104A、104B連接在單獨的電源線上，每個均分別由相關聯的線性調節器102A、102B輔助，并分別經相關聯的電感器L1和L2隔開。此配置有助于克服前面參照圖28所述過大去耦電容Cpa的問題。
在圖29A中，開關調節器100和兩個線性調節器102A、102B作為“主控”連接，而在圖29B中，開關調節器100作為“從屬”連接，其中其參考電壓是如S1根據當前活動系統(GSM/EDGE或WCDMA)選擇的線性調節器102A或102B的輸出。
圖30顯示附加的多模式配置，其中GSM/EDGE PA 104A連接在開關調節器100的輸出端(介于輸出端與L1之間)，并且其中WCDMA PA 104B和CDMA PA 104C分別連接在單獨線性調節器102A、102B輸出端的獨立電源線上。此實施例可視為圖27和圖29所示多模式實施例的擴展。在GSM/EDGE PA 104A可直接連接到開關調節器100的輸出端，且至少有兩個其它PA需要快速電源電壓調制并可置于獨立電源線上時，此實施例特別有用。
在圖30A中，開關調節器100和兩個線性調節器102A、102B均作為“主控”連接，而在圖30B中，開關調節器100僅在WCDMA和CDMA操作模式中作為“從屬”連接，其中其參考電壓是如三極開關S1根據當前活動系統(WCDMA或CDMA)選擇的線性調節器102A或102B的輸出。在GSM/EDGE模式中，開關調節器100經S1從Vm輸入接收其Vref_sw輸入，并因而起的作用如在圖30A中一樣。
應理解，圖21顯示了一種其中開關部分32和線性部分34均為“主控”的配置；圖22顯示了一種其中線性部分34為“主控”且開關部分32為“從屬”的配置；以及圖23顯示了一種其中開關部分32和線性部分34均為“主控”并且開關部分32以開環操作的配置。在本發明的又一實施例中，開關部分32可起“主控”的作用，并且線性部分34起“從屬”的作用。
由于開關部分32相對較慢，因此最好也不要使用其輸出Vpa作為參考信號以將線性部分設為“從屬”。參照圖21，信號Vctrl_sw與施加到脈沖寬度調制器32節點處LC濾波器的PWM電壓的占空比d直接相關。在穩定狀態(恒定的Vref_sw)中，Vctrl與輸出電壓Vpa成比例。然而，在動態狀態(不定的Vref_sw)中，情況不同。例如，如果通過Vref_sw命令Vpa快速增加，則結果是誤差信號Ve1迅速增加，導致Vctrl_sw迅速增加，這又命令占空比d增加。由于增加的占空比，Vpa最終會(慢慢)增加到新的更高電平。由于LC濾波器的原因，開關轉換器的響應在增加Vpa中比在增加Vctrl-sw和相關占空比d中的響應慢得多。換而言之，Vctrl_sw包含與輸出電壓Vpa有關的要發生內容的信息。Vctrl_sw的增加暗示著占空比d的增加，因而它表示輸出電壓Vpa必須增加。此信息可用于向線性部分34發送供應電流的信號，以便幫助增加Vpa。相關地，Vctrl_sw的降低暗示著占空比d的降低，并且因此它表示輸出電壓Vpa必須降低。這可用于向線性部分34發送吸收電流的信號，以便幫助降低Vpa。因此，Vctrl_sw包含有價值的信息，這些信息可用于將線性級34設為“從屬”。
參照上述內容，本發明的此方面提供了又一控制機制，其中，如圖21中一樣，不是Vref_lin＝Vm，而是存在Vref_lin＝Gc3*Vctrl_sw關系，其中Gc3(s)在最簡單的情況下表示電壓縮放量，并且在更復雜的情況下還具有頻率相關特性。假設，作為非限制性示例，Gc3(s)＝1。如上所述，在穩定狀態(恒定的Vref_sw中)，Vctrl_sw與輸出電壓Vpa成比例。再假設，對于此非限制性示例，比例常數是單位元素，以使Vpa＝Vctrl_sw，并因而也存在Vref_lin＝Vctrl_sw，因此Vpa＝Vref_lin＝＞Ve2＝0＝＞無線性部分34的成分。如果提供了Vref_sw的快速增加，則如上所述，這導致Vctrl_sw的快速增加，并因而Ve2也快速增加，產生到線性部分34要求供應附加電流的命令。同樣，如果提供了Vref_sw的快速降低，則這導致Vctrl_sw快速降低，從而導致Ve2快速降低，并且線性部分32因而被命令吸收電流。因此，這樣線性部分34就基本上被設為“從屬”于開關部分32。
相對于開關部分32以開環操作的圖23的實施例，類似的注意事項適用，并也適用于圖25A和相關圖26、圖27、圖29和圖30的實施例。具體就圖25A而言，上述控制配置暗示不是Vref_lin＝Vm，而是具有Vref_lin＝Vctrl_sw關系。注意，雖然圖25中未顯示Vctrl_sw，但Vctrl_sw被假設為是到開關調節器100部件的內部信號，而開關調節器100部件具有例如圖21中所示的結構，即，除控制36A和36B外還有開關部分32。
應理解，本發明的這些不同實施例允許為可對PA電源電壓進行調幅的多模式發射器結構實現有效的PA電源。使用這些實施例的一些優點包括導致通話時間更長和熱管理改善的改進效率；和/或實現所需帶寬的能力；和/或通過一個裝置實現多模式發射器的能力(預先假設是至少GSM/EDGE和WCDMA情況應提供有單獨的裝置)。
本發明實施例的使用提供了多個優點，包括高功率轉換效率。相關地，在電池供電的通信裝置中，提供了更長的通話時間。與使用純線性DC-DC轉換器相比，熱管理問題也得到更有效地管理，并且也存在一起消除至少一個電源濾波電容器(例如，圖4A中的電容器C)或至少減小其大小的可能性。
要指出的是，在開關部分32或開關調節器100中進行的轉換描述為下降型，并具有電壓模式控制，這是目前優選的實施例。然而，應認識到，該轉換可以是上升/下降型。上升/下降型是有利的，但它更難以實現。上升/下降型允許降低諸如蜂窩電話等移動臺中的截止電壓，這是因為電池電壓在其電荷耗盡時會降低，并且截止電壓是保持移動臺工作的最低電壓。電壓太低時，PA6無法產生全輸出功率，并且上升/下降型解決了此問題。例如，通過使用上升/下降型開關部分32，可將Vbat調節到低于Vm_pk(圖2)，而只有下降型時，Vbat必須至少等于Vm_pk加上一定的容限，例如Vm_pk+0.2V。通過如圖2所示的快速AM調制，轉變控制在上升和下降特性之間，這樣，此轉變不會引起輸出電壓Vpa失真。此外，用上升/下降型開關部分或轉換器，并且在Vm_pk＞Vbat時，必須從大于Vm_pk且因此大于Vbat的DC源為線性部分34供電，以便能夠供應電流。
還可注意到的是，在電壓模式控制中，只有電壓信息(例如，轉換器的輸出電壓)用于生成控制信號。然而，也有可能還使用電流模式控制，其中除電壓外，還使用電流信息(例如，電感器電流)。在電流模式控制中，有兩個控制環，一個用于電流，一個用于電壓。當然，也可使用其它更復雜類型的控制。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，這些講授內容并不限于只用于GSM/EDGE、WCDMA和/或CDMA系統，而是可用于具有可變幅度包絡的任一類型系統中，其中PA電源電壓應通過高效率和高帶寬進行調制。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，這些講授內容并不限于只用于E類PA，而是通常可應用到多種SMPA以及在飽和狀態操作的一般線性PA，如飽和B類PA。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，這些講授內容并不限于只用于任一特定類型的開關轉換器拓撲(例如，不但有降壓、下降型，而且還有上升/下降型)，而且不只用于電壓模式控制。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，這些講授內容并不限于只用于提供DC的開關部分和提供AC的線性部分。實際上，希望的是，開關部分也盡可能提供AC(在它嘗試遵循參考時)，并且線性部分提供缺少的AC部分(或缺少的帶寬)。這樣，本發明的實施例盡可能地增強了總效率，因為原則上，來自開關部分或轉換器的成分越大，效率就越高。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，雖然線性級補償了開關級的非理想動態特性，但非理想動態特性在一定程度上也是由非理想PA行為(例如負載變化)引起的，即Rpa隨Vpa變化(即，在Vpa降低時增加)并處于失配條件。因此，線性級34、102至少補償開關轉換器的非理想動態特性(例如，帶寬不足和/或參考到輸出特性中的峰化)。此外，在此方面，線性級34、102和開關級32、100互相補充，以獲得特定的所需參考到輸出傳遞函數(不但有特定的帶寬，而且有傳遞函數的特定形狀)。例如，線性級34、102可具有此類參考到輸出傳遞函數，混合(開關/線性)電源的所得到的參考到輸出傳遞函數是或者接近平面二階巴特沃斯濾波器類型。因此，線性級34、102可用于對所得到的總參考到輸出傳遞函數整形，以便獲得所需特性。線性級34、102也有助于跟蹤參考信號，并可用于獲得參考信號Vm的特定所需跟蹤性能。
線性級34、102也可至少補償開關紋波，并也可至少補償非理想的PA行為，諸如Rpa隨工作條件的變化。
還應理解，在圖24中引入的輔助電感器L1實際上具有類似于圖6中所示轉換器電感器L的作用，其結果是產生電流源特性。一個不同之處在于，在圖6的實施例和隨后的那些實施例中，在電感器L的輸入端施加了PWM矩形電壓，而在圖24的實施例和隨后的那些實施例中，已經平滑的電壓(開關轉換器100的輸出)施加到輔助電感器L1的輸入端。
鑒于本發明優選實施例的上述說明，應認識到，在GSM/GMSK調制情況下，混合電源執行“功率控制”功能，由此通過用電源調節電壓電平而調節功率電平。這樣，可以理解，與AM控制不同，所用的是“分步控制”。注意，目標可以是改善PA6效率，特別是在使用線性PA時。使用線性PA時，一般情況下將存在調節功率電平的另一機構，即使在恒定電源電壓Vbat的情況下，但隨后在更低功率電平時效率會降低，并且DC電平可被降低以提高效率。然而，使用SMPA時，輸出功率(主要)由電源電壓控制。這樣，最好是使用PA電源30控制功率。
無論如何，對于根據本發明優選實施例的快速混合電源30，并且對于GSM情況a)在TX結構中，PA電源用于控制功率；b)PA電源不必非常快(雖然存在一些與功率斜升/斜降相關的要求，但它們比EDGE情況的要求更低)；以及c)有利的是，通過混合電源30補償開關紋波，正如在EDGE情況中一樣。
上述說明通過示范和非限制示例提供了本發明者目前為實施本發明而設想的最佳方法和設備的完整和信息性說明。然而，在結合附圖和所附權利要求書閱讀時，鑒于上述說明，相關領域的技術人員可明白各種改變和修改。例如，雖然本發明的電源在上面已在極性或ER發射器實施例的上下文中描述了，但本發明可應用其它應用，其中電源必須滿足嚴格的動態要求，同時還表現出高效率。此外，圖6-30的不同實施例不可理解為限制混合電壓調節器可假設的可能實施例的數量，或限制本發明實施例可用于的RF功率放大器和RF通信系統類型的數量。通常，本發明講授內容的所有此類和類似修改仍將落在本發明實施例的范圍內。
此外，本發明的一些特性可有利地使用而無需相應使用其它的特性。同樣地，上述說明應視為只是說明本發明的原理，而不是對其進行限制。
權利要求
1.一種DC-DC轉換器，包括用于耦合在DC源和負載之間的開關模式部分，所述開關模式部分提供x量的輸出功率；以及與所述開關模式部分并聯地耦合在相同或不同DC源和所述負載之間的線性模式部分，所述線性模式部分提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率，其中所述線性模式部分比所述開關模式部分對輸出電壓的所需變化表現出更快的響應時間。
2.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括作為可變電壓源操作的至少一個功率運算放大器。
3.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括作為可變電流源操作的至少一個功率運算跨導放大器。
4.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分只將AC分量提供給所述負載。
5.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分向所述負載提供DC分量和AC分量。
6.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分的輸出補償來自所述開關模式部分的AC紋波輸出。
7.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電壓源。
8.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電壓源(VCVS)，并且包括兩個VCVS電路，其中在操作時，一個操作為宿，一個操作為源。
9.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電流源。
10.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電流源(VCCS)，并且包括兩個VCCS電路，其中一個操作為宿，一個操作為源。
11.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分和所述線性模式部分以閉環方式共同由控制信號控制。
12.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分以閉環方式由來自所述線性模式部分的輸出控制，并且其中所述線性模式部分以閉環方式由控制信號控制。
13.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分以開環操作，并且其中所述線性模式部分以閉環方式由控制信號控制。
14.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分有效地從屬于所述開關模式部分的操作，以供應或吸收電流。
15.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分提供有極小或無輸出濾波器電容，以實質上起電流源的作用。
16.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分提供有輸出濾波器電容，并且實質上起電壓源的作用。
17.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分耦合到所述負載，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出。
18.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述負載包括至少一個射頻功率放大器。
19.如權利要求11所述的DC-DC轉換器，其中所述負載包括至少一個射頻(RF)功率放大器，并且其中所述控制信號包括RF載波調制信號。
20.如權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中所述負載包括至少一個射頻(RF)功率放大器，并且其中所述控制信號包括RF載波調制信號。
21.如權利要求13所述的DC-DC轉換器，其中所述負載包括至少一個射頻(RF)功率放大器，并且其中所述控制信號包括RF載波調制信號。
22.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分耦合到所述開關模式部分的輸出，并通過電容耦合到所述負載。
23.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述開關模式部分耦合到所述負載，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出，并且其中所述線性模式部分經所述電感耦合到所述開關模式部分的輸出，并通過電容耦合到所述負載。
24.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分至少在一定程度上補償負載變化。
25.如權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中所述線性模式部分至少在一定程度上補償所述開關模式部分的非理想動態特性。
26.一種用于耦合到天線的射頻(RF)發射器(TX)，所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)電源的調幅(AM)路徑和耦合到所述PA輸入端的調相(PM)路徑組成的極性結構，其中所述電源包括用于耦合在功率源和所述PA之間的開關模式部分，所述開關模式部分提供x量的輸出功率，所述電源還包括與所述功率源和所述PA之間的所述開關模式部分并聯耦合的線性模式部分，所述線性模式部分提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率，并且其中所述線性模式部分比所述開關模式部分對輸出電壓所需變化表現出更快的響應時間。
27.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括作為可變電壓源操作的至少一個功率運算放大器。
28.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括作為可變電流源操作的至少一個功率運算跨導放大器。
29.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分只提供AC分量到所述PA。
30.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分提供DC分量和AC分量到所述PA。
31.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分的輸出補償來自所述開關模式部分的AC紋波輸出。
32.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電壓源。
33.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電壓源(VCVS)，并且包括兩個VCVS電路，其中在操作時，一個操作為宿，一個操作為源。
34.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電流源。
35.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電流源(VCCS)，并且包括兩個VCCS電路，其中一個操作為宿，一個操作為源。
36.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分和所述線性模式部分以閉環方式共同由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
37.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分以閉環方式由來自所述線性模式部分的輸出控制，并且其中所述線性模式部分以閉環方式由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
38.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分以開環操作，并且其中所述線性模式部分以閉環方式由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
39.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分有效地從屬于所述開關模式部分的操作，以供應或吸收電流。
40.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分提供有極小或無輸出濾波器電容，以便實質上起電流源的作用。
41.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分提供有輸出濾波器電容，并且實質上起電壓源的作用。
42.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分耦合到所述PA，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出。
43.如權利要求26所述的RF TX，其中所述開關模式部分耦合到所述PA，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出，并且其中所述線性模式部分經所述電感耦合到所述開關模式部分的輸出，并通過電容耦合到所述PA。
44.如權利要求26所述的RF TX，其中所述電源比基于純線性電壓調節器的電源提供更大的功率轉換效率，同時也提供比基于純開關模式電源更寬的操作帶寬。
45.如權利要求26所述的RFTX，其中所述線性模式部分耦合到所述開關模式部分的輸出，并通過電容耦合到所述負載。
46.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分至少在一定程度上補償由所述PA顯示的所述負載變化。
47.如權利要求26所述的RF TX，其中所述線性模式部分至少在一定程度上補償所述開關模式部分的非理想動態特性。
48.一種用于耦合到天線的射頻(RF)發射器(TX)，所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)電源的調幅(AM)路徑和耦合到所述PA輸入端的調相(PM)路徑組成的極性結構，其中所述電源包括用于耦合在功率源和所述PA之間的開關模式級，所述開關模式級提供x量的輸出功率，所述電源還包括與所述功率源和所述PA之間的所述開關模式級并聯耦合的至少一個線性模式級，所述線性模式級提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率，所述電源還包括耦合在所述開關模式級的輸出端和所述至少一個線性模式級的輸出端之間的至少一個輔助電感。
49.如權利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到所述輔助電感前所述開關模式級的輸出端，并且還包括耦合到所述輔助電感后所述開關模式級輸出端的至少一個附加PA。
50.如權利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到所述輔助電感后所述開關模式級的輸出端，并且還包括也耦合到所述輔助電感后所述開關模式級輸出端的至少一個附加PA。
51.如權利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到第一輔助電感和第二輔助電感前所述開關模式級的輸出端，并且還包括耦合到第一輔助電感后所述開關模式級輸出端的第二PA和耦合到第二輔助電感后所述開關模式級輸出端的第三PA。
52.如權利要求51所述的RF TX，其中第二PA還耦合到第一線性功率級的輸出端，且第三PA耦合到第二線性功率級的輸出端。
53.如權利要求48所述的RF TX，其中所述PA耦合到第一輔助電感后所述開關模式級的輸出端，且還包括耦合到第二輔助電感后所述開關模式級輸出端的第二PA，其中所述PA還耦合到第一線性功率級的輸出端，并且第二PA耦合到第二線性功率級的輸出端。
54.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級包括作為可變電壓源操作的至少一個功率運算放大器。
55.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級包括作為可變電流源操作的至少一個功率運算跨導放大器。
56.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級只提供AC分量到所述PA。
57.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級提供DC分量和AC分量到所述PA。
58.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級的輸出補償來自所述開關模式級的AC紋波輸出。
59.如權利要求48所述的RF TX，其中所述開關模式級和所述至少一個線性模式級以閉環方式共同由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
60.如權利要求48所述的RF TX，其中所述開關模式級以閉環方式由來自所述至少一個線性模式級的輸出控制，并且其中所述至少一個線性模式級以閉環方式由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
61.如權利要求48所述的RF TX，其中所述開關模式級以開環操作，并且其中所述至少一個線性模式級以閉環方式由控制信號控制，其中所述控制信號包括AM信號。
62.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級有效地從屬于所述開關模式級的操作，以供應或吸收電流。
63.如權利要求48所述的RF TX，其中所述開關模式級提供有輸出濾波器電容，并且實質上起電壓源的作用，并提供平滑的電壓信號到所述輔助電感。
64.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級耦合到所述開關模式級的輸出端，并通過電容耦合到所述PA。
65.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級至少在一定程度上補償由所述PA顯示的所述負載的變化。
66.如權利要求48所述的RF TX，其中所述至少一個線性模式級至少在一定程度上補償所述開關模式級的非理想動態特性。
67.如權利要求48所述的RF TX，還包括耦合到所述開關模式級的參考輸入端的開關，以便隨操作模式而變選擇性地將不同的參考信號施加到所述開關模式級。
68.如權利要求67所述的RF TX，其中一種操作模式包括GSM模式。
69.如權利要求67所述的RF TX，其中一種操作模式包括EDGE模式。
70.如權利要求67所述的RF TX，其中一種操作模式包括CDMA模式。
71.如權利要求67所述的RF TX，其中一種操作模式包括WCDMA模式。
72.如權利要求48所述的RF TX，還包括耦合到所述至少一個線性模式級的反饋輸入端的開關，以便隨操作模式而變選擇性地將不同的反饋信號施加到所述至少一個線性模式級。
73.如權利要求72所述的RF TX，其中一種操作模式包括GSM模式。
74.如權利要求72所述的RF TX，其中一種操作模式包括EDGE模式。
75.如權利要求72所述的RF TX，其中一種操作模式包括CDMA模式。
76.如權利要求72所述的RF TX，其中一種操作模式包括WCDMA模式。
77.一種操作射頻(RF)發射器(TX)的方法，其中所述TX具有由耦合到功率放大器(PA)電源的調幅(AM)路徑和耦合到所述PA輸入端的調相(PM)路徑組成的極性結構，所述方法包括提供所述電源，以便包括耦合在功率源和所述PA之間的開關模式部分，所述開關模式部分提供x量的輸出功率；以及將線性模式部分與所述功率源和所述PA之間的所述開關模式部分并聯耦合，所述線性模式部分提供y量的輸出功率，其中x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率，并且其中所述線性模式部分比所述開關模式部分對輸出電壓的所需變化表現出更快的響應時間。
78.如權利要求77所述的方法，其中所述線性模式部分包括作為一個可變電壓源操作的至少一個功率運算放大器或作為可變電流源操作的至少一個功率運算跨導放大器。
79.如權利要求77所述的方法，其中所述線性模式部分只提供AC分量到所述PA。
80.如權利要求77所述的方法，其中所述線性模式部分提供DC分量和AC分量到所述PA。
81.如權利要求77所述的方法，還包括操作所述線性模式部分以補償來自所述開關模式部分的AC紋波輸出、所述PA顯示的所述負載變化和所述開關模式部分的非理想動態特性中至少一個。
82.如權利要求77所述的方法，其中所述線性模式部分包括雙向電壓控制電壓源和雙向電壓控制電流源之一。
83.如權利要求77所述的方法，還包括以閉環方式用控制信號共同控制所述開關模式部分和所述線性模式部分，其中所述控制信號包括AM信號。
84.如權利要求77所述的方法，還包括以閉環方式用來自所述線性模式部分的輸出控制所述開關模式部分，以及用包括AM信號的控制信號以閉環方式控制所述線性模式部分。
85.如權利要求77所述的方法，還包括以開環方式操作所述開關模式部分，并且用包括AM信號的控制信號以閉環方式控制所述線性模式部分。
86.如權利要求77所述的方法，還包括操作所述線性模式部分以便有效地從屬于所述開關模式部分的操作，以供應或吸收電流。
87.如權利要求77所述的方法，包括操作所述開關模式部分以實質上起電流源的作用。
88.如權利要求77所述的方法，包括操作所述開關模式部分以實質上起電壓源的作用。
89.如權利要求77所述的方法，還包括將所述開關模式部分耦合到所述PA，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出端。
90.如權利要求77所述的方法，還包括將所述開關模式部分耦合到所述PA，并通過電感耦合到所述線性模式部分的輸出端，并且其中所述線性模式部分經所述電感耦合到所述開關模式部分的輸出端，并通過電容耦合到所述PA。
91.如權利要求77所述的方法，還包括將所述線性模式部分耦合到所述開關模式部分的輸出端，并通過電容耦合到所述PA。
全文摘要
在一個方面，本發明提供了DC－DC轉換器，它具有耦合在DC源和負載之間的開關模式部分，開關模式部分提供x量的輸出功率；并且它還具有與DC源和負載之間開關模式部分并聯耦合的線性模式部分，線性模式部分提供y量的輸出功率。x最好大于y，并且可為特殊應用約束優化x與y的比率。在另一方面，本發明提供了耦合到天線的RF發射器(TX)。TX具有極性結構，并包括耦合到功率放大器(PA)電源的調幅(AM)路徑和耦合到PA輸入的調相(PM)路徑。
文檔編號H03F3/38GK1879070SQ200480033369
公開日2006年12月13日 申請日期2004年9月16日 優先權日2003年9月16日
發明者V·G·格里戈爾 申請人:諾基亞有限公司