專利名稱：低功耗的接收機前端的制作方法
技術領域：
本發明涉及用來進行信息傳輸的接收機、無線電收發機和集成電路。尤其是，本發明涉及一種用來進行數據通信的射頻(RF)接收機前端和基于其的設備。
通信市場的競爭非常激烈，而且商業成功越來越多地依賴于持續的產品創新。對于一個專門提供通信集成電路(IC)和系統解決方案的半導體提供商來說，這意味著，為了能夠實現低成本、低功率和形狀系數小的終端而進行系統體系結構和電路技術上的創新。
低功率既是大學中也是工業上的一項研究課題。對于許多應用、諸如便攜式應用，對低功耗的需要是最重要的。接收機中大多數功率消耗在前端，所以當然它是低功率研究活動的主要關注點。
在射頻通信系統中，采用射頻接收機，該射頻接收機從射頻載波中提取基帶信號。這個過程涉及從射頻載波到基帶頻率的頻率變換。根據這個頻率變換發生的方式有兩種類型的接收機外差接收機和零差接收機。對于其中采用外差接收機和零差接收機的光通信系統情況是相同的。
傳統的外差接收機和零差接收機包括發出具有頻率fLO的信號的壓控振蕩器(VCO)。更具體地說，接收機中的頻率fLO通常由置于鎖相環(PLL)中的VCO生成。或者將頻率fLO選擇得等于在無線電收發機的天線(稱作零差接收機)處接收到的射頻(RF)信號的頻率，因此將RF信號直接下變頻到基帶。這種零差接收機被某些制造商稱作零中頻接收機。或者，頻率fLO非常接近在所謂的超外差接收機中選擇的射頻fRF，在第一步將射頻信號變換成中頻(IF)，然后在第二甚至第三步變換成基帶。
具有置于鎖相環(PLL)中的VCO 15的傳統的零差RF接收機10在
圖1中被圖示說明。接收機10包括天線11、低噪聲放大器(LNA)12和混頻器13。本地振蕩器信號fLO由接收機包括參考振蕩器18、相位檢測器17、分頻器16、VCO 15、低通濾波器19和緩沖器/放大器14的一部分生成。包括高頻分量(fRF)和本地振蕩器信號(fLO)的輸入信號s(t)被施加到混頻器13的輸入上，并且混頻器13用來將輸入信號s(t)下變頻到較低頻段處的信號r(t)。
在這樣一個零差RF接收機而且在外差RF接收機中，LO頻率(fLO)非常高。例如，在GSM中fRF位于900MHz，在DCS中fRF位于1800MHz，而在藍牙中它甚至更高，在2450MHz的ISM頻段。在接收機中，VCO 15、隨后的緩沖器14和分頻器16等等大致操作在這樣一個高頻上，并且因此消耗了相當多功率。尤其是VCO 15，常常被設計得操作在甚至二倍大的頻率上，以便生成有期望的LO頻率fLO的同相正交信號。由LC VCO牽引的電流例如與振蕩頻率的平方成比例，即，IddVCO≈fLO2(1)以至于從900MHz切換到1800MHz，VCO的功耗是原來的四倍。
為了在混頻器輸入端上提供充分的隔離并提供足夠的放大，在VCO 15和混頻器13之間幾乎總是需要緩沖器/放大器14。緩沖器/放大器14必須是寬帶的，以使混頻器13隨著快速切換一起進行電流整流。由于這個原因，實際的VCO緩沖器/放大器14被設計成寬帶的，并且因此消耗相當多功率。對于金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)實現的緩沖器/放大器14，其漏電流Ids和合成的單位電流增益頻率fT之間的關系由下式給出。
Ids≈fT2(2)金屬氧化物半導體(MOS)晶體管的單位電流增益頻率fT必須匹配LO頻率fLO，因而LO頻率fLO每次翻一番都要求緩沖器/放大器14的功耗翻兩番(等于圖1中的IddBF*Vdd)。
分頻器(還稱作預定標器)基本上是使用邏輯門比如dFF的數字電路。邏輯電路的動態功耗與時鐘頻率成比例。以至于時鐘頻率每次翻一番都需要分頻器的動態功耗翻一番。
既然信號處理的部分由電氣完成，所以光通信系統中所用的零差和外差接收機前端也消耗大量功率。零差接收機的例子在2001年5月9日公開的公開號為EP1098459-A2歐洲專利申請中描述。
用來減小RF接收機所消耗的功率的最淺易技術之一是降低電壓。這代表功耗上的減小。然而，為了使接收機保持在某個動態范圍并由此具有操作在RF不足條件下的能力至少針對模擬接收機前端需要一定的電壓電平。
有幾個用來減小功耗的容易理解的其他技術。在系統級，應當做出分區選擇以便盡可能多的電路可以在不需要的時候關閉。此外，功能應當分配在可以用最小功率執行的地方。譬如，如果減小接收機數字部分的時鐘速率，則可以進一步取得一定的功耗減小量。
此外，已做出了巨大努力并嘗試了幾乎每件事情來最小化尤其是接收機前端的功率，因為已知接收機前端消耗大量功率。這些努力包括增加LC VCO的電感，降低電源電壓，如上面所指出的，以及使用半擺邏輯，這僅僅是提到的一些例子。
這些減小功耗的傳統辦法還不夠成功。可以取得的減小量是不足的。
因而本發明的目標是提供減小接收機功耗而不影響接收機性能的方案。
按照本發明所述的接收機在權利要求1中請求保護。該接收機的各種有利的實施方案在權利要求2到6中請求保護。
包括這樣一個接收機的無線電收發機在獨立權利要求7中請求保護，包括這樣一個接收機的集成電路在獨立權利要求8中請求保護。
本發明的優點是實質上在所有類型的接收機前端和采用這種接收機前端的設備中產生空前的功率減小。
本發明的直接益處是大幅度減小的功耗和由此改進的競爭性。所提出的接收機、無線電收發機和基于其的集成電路簡單便宜。按照本發明所述的接收機、無線電收發機和集成電路是可靠的并且可以預期表現出至少與傳統設備的性能一樣好的性能。
本發明的其他優點結合具體實施例來闡述。
為了對本發明進行更完整的描述并且為了其進一步的目標和優點，參考下面結合附圖進行的描述，圖中圖1示出一個傳統接收機結構的示意性框圖；圖2示出三個圖形，圖示說明傳統的頻域上的混頻處理；圖3示出按照本發明所述的第一接收機的示意性框圖；圖4示出三個圖形，圖示說明該發明的頻域上的混頻處理；圖5示出按照本發明所述的無線電收發機的示意性框圖；圖6示出按照本發明所述的光接收機的示意性框圖。
迄今為止還從來沒有考慮通過改變接收機的LO頻率fLO來減少功耗。直到現在這個參數雖然有巨大潛力存在卻還保持未改變，如本說明書引言部分中給出的上面公式所建議的。
往往認定，LO頻率fLO或者被規定，或者一旦選擇了fIF就立即固定，或者被提前確定，因此不可改變。與這個眾所周知的信念相反，本發明論證至少10倍的巨大的功率減小量可以通過降低LO頻率fLO而取得，同時保持所規定的fIF和該接收機的其他優點。
在論證降低fLO的可行性之前，更詳細地闡述圖1的傳統接收機的體系結構10。圖1示出典型的接收機的體系結構10，忽略了各種濾波器。天線11發現的很微弱的RF信號s(t)首先被LNA 12放大，然后從RF制式(regime)下變頻到IF制式。這個下變頻由混頻器13完成。
混頻器是非常關鍵的組成部件并且接收機的整體性能主要取決于它。從原理上講，混頻器可以被視為乘法器。混頻器需要兩個輸入。在接收機中，RF信號s(t)被施加到混頻器第一輸入端上，LO信號被施加到混頻器第二輸入端上。LO信號由頻率合成器中的VCO 15生成。
假設來自LNA 12的輸入信號是SRF(t)＝sinωRF(t)，而且由VCO 15提供的LO信號是頻率ωLO的方波，如下所述SLO(t)=4π[sinωLOt+13sin3ωLOt+15sin5ωLOt+···]---(3)]]>將混頻器13視為乘法器產生以下結果Sout(t)=SRF(t)·SLO(t)]]>=2π[cosωIFt+13cos(2ωRF-3ωIF)t+cos(2ωRF-ωIF)t+···]---(5)]]>這里假設低側注入，即，ωIF＝ωRF-ωLO。公式(5)的括號中的第一項是下變頻后的IF信號，而且剩下的項是要被帶通(或低通)濾波器去掉的不想要的乘積，產生Soutfiltered(t)=2π[cosωIFt]---(6)]]>頻域上的混頻過程在圖2中圖示說明。包括高頻分量fRF的輸入信號SRF(f)在最頂上的圖形中被描繪。具有頻率fLO的LO信號SLO(f)在中間的圖形中示出。混頻之后的輸出信號SOUT(f)在底部的圖形中圖示說明。期望的峰值9是下變頻后的具有頻率fIF的IF信號。底部圖形中的其他峰值代表不想要的項。
本發明基于這樣一種認識，即使接收機VCO的功耗最小化的效率最高的方式是降低它的頻率。原理上，LO頻率fLO可以下降任意奇整數。作為一個例子，想到通過只將LO頻率fLO以因子A＝3降低來獲得功率的節省，最后得到在此稱作ωLOnew的新LO頻率。
像先前的LO信號SLO(t)那樣，具有頻率fLOnew的新LO信號SLOnew(t)被假定為具有50％占空比的方波。類似地，它的傅立葉級數可以如公式(7)中所寫SLOnew(t)=4π[sinωLOnewt+13sin3ωLOnewt+15sin5ωLOnewt+···]---(7)]]>將新的LO信號SLOnew(t)施加到同一個混頻器13上，而且對于同一個RF輸入信號ωRF(t)，再一次將兩個信號乘起來從而獲得混頻器13的輸出Sout(t)=2π[13cosωIFt+15cos(2ωRF-5ωIF)t3+cos(2ωRF-ωIF)t3+···]---(8)]]>為了出現上面的結果，使用了在公式(6)和ωIF＝ωRF-ωLO中示出的關系。可以示出現在我們得到過濾之后的Soutfiltered(t)=23π[cosωIFt]---(9)]]>將這個公式(9)中的新結果與先前公式(5)的結果比較，令人關注的是發現兩個結果都包含同一個期望的IF項，在同樣的中頻頻率處，意味著輸出端上的信號在兩種情況下除了信號電平中的差別之外完全相同，信號電平也就是振幅。
公式(8)和(9)中期望的IF項更小，其表示更低的轉換增益。在例如Gilbert混頻器中，兩個電路部分直接貢獻于轉換增益一個是將輸入RF電壓SRF(t)轉換成電流的跨導級，另一個是負載，它們將整流后的電流轉換回電壓信號Sout(f)。應當指出跨導級和它對轉換增益的貢獻在ωLO被ωLOnew替換之后沒有被改變。對所涉及的期望IF項而言，ωLOnew沒什么改變，除了現在它是與輸入信號SRF(t)混頻并最后得到期望的IF的LO信號的三次諧波。因此，增益減小單純由取代基波的三次諧波的振幅更小引起的。這個更低的增益不成問題，因為下變頻之后馬上就可以不費力地補償它。
下一個最接近不想要的項的頻率與期望的IF項的頻率fIF的比率Θ是對接著混頻器的帶通或低通濾波器的要求的指示。在零差接收機中，這個濾波器通過允許中頻(IF)項沒有任何衰減地通過從而選擇想要的頻道fIF，同時充分拒絕所有不想要的項。更大的比率Θ意味著更寬松的要求。在頻率fLOnew，比率Θ稍微減小但對任何濾波器來說仍足夠大。
按照上面理論，接收機20的第一創造性的實施例在圖3中圖示說明。接收機20包括用來接收RF信號s(t)的天線21。這個信號被低噪聲放大器22放大并被饋送到混頻器23的第一輸入端。放大后的信號被稱作SRF(t)。接收機20進一步包括本地振蕩器單元30。這個本地振蕩器單元30包括參考振蕩器28，譬如石英振蕩器、相位檢測器27、分頻器26、VCO25和緩沖器24。按照本發明，本地振蕩器單元30提供具有頻率fLOnew的LO信號SLOnew(t)。這個LO信號SLOnew(t)被施加到混頻器23的第二輸入端上，而混頻器23提供信號SRF(t)的到由頻率fIF定義的更低頻段的下變頻。接收機20包括低通濾波器(LPF)，用于對混頻器的輸出信號Soutnew(t)進行濾波。
本地振蕩器單元30提供混頻器注入所需要的參考信號SLOnew(t)，以為接收機20中的頻率變換提供方便。該LO信號SLOnew(t)是將混頻器二極管或晶體管驅動到非線性區間中的大信號，由此使得混頻器23在輸出端上生成具有基頻的信號Soutnew(t)，該基頻連同諧波和混頻項在一起。
VCO 25被相位鎖定到高穩定度參考振蕩器28(例如晶體振蕩器)。相位檢測器27將分頻后的VCO頻率輸出的相位與精確參考振蕩器28的相位做比較，并在輸出端27.1上基于參考和VCO之間的相位差為VCO 25創建校正電壓。校正電壓經由LPF 27.2饋送到VCO 25。
本地振蕩器單元30被設計成提供具有頻率fLOnew≤AfRF(其中A≥3)的LO信號SLOnew(t)。也就是，LO信號SLOnew(t)的頻率fLOnew比輸入信號s(t)的頻率fRF低至少3倍。由于采用低頻LO信號SLOnew(t)代替等于或非常接近于頻率fRF的LO信號SLO(t)的事實，本地振蕩器單元30比傳統的本地振蕩器單元消耗更少的功率。
混頻器的設計使用非線性設備，比如二極管或晶體管。使用二極管，混頻器是無源的并且有轉換損失。使用有源器件、比如晶體管，轉換增益是可能的。對于混頻器，各種各樣的電路拓撲都存在。單端混頻器通常基于單個肖特基(Schottky)二極管或晶體管。平衡混頻器典型地結合兩個或多個肖特基二極管或肖特基四元組(四個二極管形成環形結構)。平衡混頻器因為有平衡結構，所以與單端混頻器相比在三階互調失真性能上表現出優勢。這些類型的混頻器中的任何混頻器均適于在根據本發明的接收機中使用。
流入本地振蕩器單元30的各種組成部件的電流在圖3中示出。如果假定本地振蕩器單元30的所有的組成部件都操作在減小后的頻率上，本地振蕩單元30的總的電流消耗是Iddnew＝IddGnew+IddPDnew+IddPSnew+IddVCOnew+IddBF(10)為了取得這種電流消耗上的減小，可以采用參考振蕩器28來發出有較低頻率frefnew的信號。還有可能將參考振蕩器28保持在通常的頻率fref處，但采用按本發明減小頻率的分頻器26。
按照本發明的混頻過程在圖4中圖示說明。包括高頻分量fRF的輸入信號SRF(f)在最上面的圖形中描繪。具有低頻fLOnew的新LO信號SLOnew(f)在中間的圖形中示出。混頻后的輸出信號Soutnew(f)在底部的圖形中圖示說明。期望的峰值9(對照圖4)是下變頻后的具有頻率fIF的IF信號。底部圖形中的其他峰值代表不想要的項。
另一個實施例在圖5中描繪。在這個圖中，無線電收發機40的示意性框圖被示出。該無線電收發機包括發射機51和接收機53。發射機51和接收機53都使用同一個天線41。有單元51辨別輸入和輸出信號。接收機53是一個零IF(零差)接收機，提供集成的低通(LP)濾波器49.1、49.2進行狹窄的基帶濾波。在接收機53的輸入側上有一個RF放大器42。有兩個并行信號處理分支。上面的分支包括混頻器43.1、濾波器49.1和限幅器44.1。上面分支的混頻器43.1執行與具有頻率f’LOnew的LO信號S’LOnew(t)的乘法。這個LO信號S’LOnew(t)在相位上移動90°。該相移由移相器46完成。下面的分支包括混頻器43.2、濾波器49.2、以及限幅器44.2。下面分支的混頻器43.2執行與具有頻率fLOnew的LO信號SLOnew(t)的乘法。這個LO信號SLOnew(t)沒有被移相。檢測器45被提供在接收機的輸出側處。檢測器45從接收到的信號中提取信息。
按照圖5中描繪的實施例，兩個分支都從一個本地振蕩器單元50中接收LO信號。一個LO信號S’LOnew(t)相對其他信號SLOnew(t)相移了90°。本地振蕩器單元50被設計來提供具有頻率fLOnew＝f’LOnew≤AfRF(其中A≥5)的兩個LO信號。也就是，兩個LO信號的頻率比輸入信號s(t)的頻率低至少5倍。
按照本發明的另一個實施例，采用具有低頻的LO信號SLOnew(t)進行混頻過程這個事實所導致的增益損失用放大器來補償。這個放大器可以處于低通濾波器(LPF)之后。也就是，該放大器放大下變頻后并且濾波后的基帶信號。
本發明還可以被用來減小在圖6中圖示說明的或在其他光接收機中的光接收機前端60的功耗。接收機前端60是零差接收機的部分。由接收機前端60接收到的光學光波es(t)與本地振蕩器激光器58的光波e1以180°混合的方式疊加。前端60包括經由電容器C耦合到放大器70上的兩個光電二極管58和59。接收機前端60提供對信號es(t)的下變頻。在輸出端61處提供基帶信號u(t)。接收機前端60進一步包括鎖相環結構中的環路濾波器54和信號發生器55。環路濾波器54和信號發生器55控制本地振蕩器激光器58的頻率。在傳統的光接收機中，本地振蕩器激光器58的頻率與光學光波es(t)的載波頻率完全一致。按照本發明，本地振蕩器的頻率至少以因子3減小。這使大量能量得以節省，像在此提出的RF接收機中一樣，因為該激光器以及該反饋環的電子元件會消耗更少功率。
雖然簡單的混頻器被示出并描述，所提出的功率節省方法同樣可以應用于正交混頻器。給定方波形式的正交信號，可以示出這些信號任何階的諧波也是正交的。
還在另一個實施例中，既然混頻器現在只需要在較低頻率處做乘法，所以該混頻器的設計被修改。
還有另一個實施例的特征在于，整個接收機前端(除了天線)都在一塊芯片上實現。本發明很適合用來實現包括低噪聲放大器、電阻FET混頻器、以及壓控振蕩器的全部集成的接收機。
本發明可以在零差接收機、超外差接收機、雙超外差接收機等等設備中使用。
這個說明書中，在描述接收機的地方開發重點是最小化DC功耗而不犧牲任何關鍵的性能參數。
當按照本發明所述使用較低的LO頻率時，有許多直接受益之處更少的自混頻零差或直接轉換接收機中的主要缺點之一是所謂的自混頻。由于電容或基底耦合，所以從VCO/LO端口到LNA的輸入端或混頻器的輸入端存在有限量的饋通。結果，LNA和混頻器輸入端上出現的泄漏信號與LO信號混頻，因而在混頻器輸出端上產生DC分量。因為在接收機中，從天線到位于混頻器之后的模數轉換器(ADC)的增益典型地為大約80到100dB。在混頻器輸出端上非常小的DC偏移會使接收鏈路中有些電路飽和。這個泄漏與頻率有關。隨著LO頻率降低，如在此提出的，自混頻效應大大減小。
更低的噪聲已經發現由標準混頻器的引線(tail)電容引起的噪聲與ωLO成比例。所以利用ωLOnew，更好的噪聲性能被獲得而不增加功耗而且不對混頻電路作任何改變。
更低的互調失真當LO頻率下降時互調失真減小。
由VCO緩沖器/放大器和預定標器所消耗的功率更少更低的LO頻率fLO意味著分頻器需要更小的分頻比率。
上面內容中，在示出混頻器例子的地方LO頻率被降低了3，在示出另一個混頻器例子的地方LO頻率被降低了5。如所指出的，降低因子A還可以是任何比3大的其他奇整數。選擇顯然取決于特定應用，而且必須在可獲得的功率減小和轉換增益之間、還有在可獲得的功率減小和比率之間進行權衡，以便取得最佳的整體性能。
對于本地振蕩器關鍵的規范(應當指出接收機可以具有一個以上的本地振蕩器，取決于IF的數量和系統體系結構)包括調諧范圍、頻率穩定度、亂真輸出水平、鎖定時間、以及相位噪聲。這些規范中大部分確定LO對特定無線接收機應用的適合度。亂真和相位噪聲性能還影響靈敏度和動態范圍性能。迄今為止沒有人考慮通過減小LO的頻率fLO來減小接收機前端的功耗，如在此提出的。
容易理解，本發明的各種技術特征為清楚起見在獨立的實施例的環境中描述，這些特征還可以通過結合在單個實施例中來提供。相反，本發明的各種技術特征為簡潔起見在單個實施例的環境中描述，還可以獨立或以任何合適的子組合方式來提供。
在附圖和說明書中已經敘述本發明的優選實施例，雖然使用了特定術語，但是因而給出的描述內容對術語的使用只是從一般性描述的意義上來說而不起限定作用。
權利要求
1.接收機(20；40；60)，包括具有第一輸入端、第二輸入端和一個輸出端的混頻器(23；43.1，43.2；53)，從而包括高頻分量fRF的輸入信號(SRF(t))可被施加到所述第一輸入端上，并且本地振蕩器信號(SLOnew(t))可被施加到所述第二輸入端上，該接收機(20；40；60)還包括用來提供所述本地振蕩器信號(SLOnew(t))的信源(30；50；58)，所述本地振蕩器信號(SLOnew(t))具有頻率為fLOnew的頻率分量，由此滿足以下條件fLOnew≤AfRF，其中A≥3，而且所述混頻器(23；43.1，43.2；53)用來將該輸入信號(SRF(t))下變頻到更低頻帶。
2.權利要求1的接收機(20；40；60)，它是其中較低頻帶的中心頻率由頻率fLOnew定義的零差接收機的一部分。
3.權利要求1的接收機(20；40；60)，它是其中較低頻帶的中心頻率由中頻fIF定義的外差接收機的一部分。
4.按照前述權利要求之一所述的接收機(20；40；60)，由此所述混頻器(23；43.1，43.2；53)在輸出端上生成具有連同諧波和混頻項一起的基頻的輸出信號(Soutnew(t))。
5.按照前述權利要求4所述的接收機(20；40；60)，包括帶通或低通濾波器以抑制所述輸出信號(Soutnew(t))的諧波和/或混頻項。
6.按照前述權利要求之一所述的接收機(20；40；60)，由此所述信源(30；50；58)包括振蕩器(28；58)，優選是石英振蕩器，還包括相位檢測器(27)、分頻器(26)、壓控振蕩器(25；55)、以及緩沖器(24)。
7.用來進行數據通信的無線電收發機，包括按照前述權利要求中一個或多個權利要求所述的接收機(20；40；60)和發射機(52)。
8.用來進行數據通信的集成電路，包括按照權利要求1到6中一個或多個權利要求所述的接收機(20；40；60)。
全文摘要
接收機(20)包括具有第一輸入端、第二輸入端和一個輸出端的混頻器(23)。包括高頻分量f
文檔編號H03D7/00GK1784825SQ200480012038
公開日2006年6月7日 申請日期2004年4月28日 優先權日2003年5月7日
發明者王振華 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司