專利名稱：使用選擇的相位長度和輸出阻抗的具有增強補償能力和功率增加效率的n路rf功率放大 ...的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及RF功率放大器，更具體地說，本發明涉及適用于現代無線通信系統的RF功率放大器電路，現代無線通信系統在采用數字調制的基站中需要大的輸出功率范圍。
背景技術：
基站中的功率放大器經常以比峰值功率小得多的輸出功率電平操作。遺憾的是，補償功率電平降低了發射機中功率放大器的效率。在常規放大器中，效率和輸入驅動電平之間存在直接關系。因此，直到RF輸入功率電平變得足以將放大器驅動到壓縮或飽和狀態，才獲得高效率(DC到RF轉換效率)。由于在多載波通信系統中，放大器必須盡可能保持線性，因此不能使用這個高效率區域。
提供補償功率電平中改進效率的功率放大器電路設計是多赫蒂(Doherty)放大器電路，該放大器電路組合來自主或載波放大器和輔助或峰值放大器的功率。見W.H.多赫蒂“用于已調波的新型高效率功率放大器”(Proc.IRE Vol.24，No.9，pp.1163-1182，1936)。在常規多赫蒂配置中，載波放大器10和峰值放大器12設計為，將具有最佳效率的最大功率傳遞到負載R(如圖1A所示)。主或載波放大器是一般的B類放大器，而峰值放大器設計為只放大超過某最小閾值的信號。對于LDMOS功率晶體管，這可通過將晶體管DC偏置到低于其夾斷電壓以類似于C類放大器操作的方式來實現。通過特性阻抗R的四分之一波長傳輸線來連接兩個放大器的輸出，并且最佳負載R的一半負載連接到峰值放大器的輸出。使用輸入端的峰值放大器的四分之一波長延遲來平均地劃分RF輸入功率，由此確保在負載R/2處兩個放大器的輸出功率將會同相。
在壓縮之前，多赫蒂放大器電路通過將B類載波放大器操作為大于其最佳負載兩倍的視在負載阻抗來獲得高效率。(在峰值放大器變得有效之前，由于存在四分之一波長變換器14，因此提供給載波放大器的視在負載阻抗是2R。)由此，載波放大器以其最大功率的一半來壓縮并達到峰值效率。第二或峰值放大器僅在輸入信號的峰值期間變得有效。當峰值放大器有效時，載波放大器輸出處的視在負載阻抗降低。當第二放大器產生其全功率時，再次獲得最大效率。由此，第一放大器保持在接近于6dB輸出功率范圍的飽和狀態，并可維持接近峰值的效率。
當進入多赫蒂放大器電路的輸入RF功率不足以導通峰值放大器時，由主或載波放大器提供所有的輸出功率。當峰值放大器截止時，其輸出阻抗非常高，并且載波放大器的輸出功率被完全傳遞給負載R/2，如圖1B所示。如上所述，在四分之一波長變換器14兩端實際提供給載波放大器的負載是2R。因此當電壓飽和時，設備電流是以最大功率傳遞的電流的一半。這導致設備傳遞其最大輸出功率的一半。由于電流的RF和DC分量是其峰值的一半，因此效率將處于其最大值，其中載波放大器的最大輸出功率的一半被提供給具有最大線性效率的負載。
如圖1A所示，在提供足夠的輸入RF功率以使峰值放大器可變為飽和時，兩個并聯放大器均勻地向負載R/2傳遞最大輸出功率。則每個放大器的視在負載是最佳負載R，并且四分之一波長變換器兩端的負載將保持在R。峰值放大器設計為在載波放大器剛開始飽和時開始操作。此時得到最大線性效率。當輸入RF驅動進一步增加時，峰值放大器開始導通，并將輸出功率傳遞給負載。峰值放大器提供的附加電流具有增加四分之一波長變換器輸出處負載阻抗的作用。變換器載波放大器端的有效變化將是視在負載阻抗的降低，并使載波放大器能夠在其電壓保持飽和時傳遞更多功率。由于峰值放大器的占空因數相對低，因此極限間的效率僅會從最大值略微下降。
已進行了擴展多赫蒂放大器電路的高效率操作范圍的嘗試。例如，Iwamoto等人已制造了12dB補償電路，該補償電路在載波和峰值放大器中使用按比例縮放的晶體管或不同大小的晶體管，并在輸入端使用不均衡的功率分配器。參見Iwamoto等人的“在大的功率范圍上具有高效率的擴展多赫蒂放大器”(2001 IEEE MTT-S Digest，Phoenix，AZ)。當總的輸出功率很低時(低于1瓦)，該技術顯然適用，但當輸出功率在10-100瓦CW范圍內時，該技術的改進很有限。
繼續存在對擴展RF功率放大器的高效率操作范圍的需要。
發明內容
根據本發明，RF功率放大器電路包括用于最大補償功率操作的主或載波放大器，以及被適當偏置以便以增強的輸入功率電平開始順序操作的一個或多個輔助或峰值放大器。每個峰值放大器可在將維持峰值效率的功率范圍內提供6dB的增加。由于需要N路分配器向載波放大器和N-1個峰值放大器提供輸入信號，因此分配器中功率的有限損耗可能限制可實現的效率上的一些改進。然而，在高輸入功率情況下使用峰值放大器可以改進電路的總效率。
在一個實施例中，提供了一種四路放大器電路，其包括一個載波放大器和三個峰值放大器，它們全部由四路功率分配器驅動。理論上，該放大器可將有效功率范圍擴展18dB。在使用諸如寬帶CDMA(W-CDMA)或OFDM的調制方案(其中峰值-平均功率比可高達13dB)的數字通信系統中，有效功率范圍內的這種擴展是非常重要的。與雙路放大器配置相比，四路配置還可提供3dBm的總功率增加。由此，可由四路配置提供120瓦峰值放大器，其中每條放大器通路(一個載波放大器和三個峰值放大器)都使用30瓦晶體管。
根據本發明的另一個實施例，對單個負載阻抗以及載波放大器和峰值放大器的相對相位進行優化，以提高功率放大器電路的效率。在峰值放大器的輸出阻抗加載了載波放大器輸出阻抗的實際放大器電路中，可兼顧多赫蒂配置的輸出功率、增益和效率。通過在載波放大器輸出與多赫蒂組合器節點之間以及峰值放大器與該組合器節點之間引入附加相位長度，可將在RF信號功率電平范圍上載波放大器或峰值放大器看到的阻抗調節為更接近最佳性能所需的阻抗的理想實際部分。
當參考附圖，根據以下詳細描述和所附權利要求書，本發明及本發明的目的和特征將更容易明白。
圖1A和1B是常規多赫蒂放大器電路的示意圖。
圖2是根據本發明實施例的四路功率放大器的示意圖。
圖3是根據圖2的四路放大器的更詳細示意圖。
圖4是說明根據圖2和圖3的模擬功率放大器的功率輸出對功率輸入以及功率增加效率的曲線圖。
圖5是具有任意阻抗的附加相位長度的雙路多赫蒂放大器圖。
圖6A和6B是相位長度優化前后圖5的放大器電路的輸入功率、輸出功率和PAE的曲線圖。
圖7A、7B和7C是具有分別與50歐姆、17歐姆和10歐姆匹配的放大器輸出的180瓦多赫蒂放大器電路的輸入功率、輸出功率和PAE的曲線圖。
具體實施例方式
本發明可看作是多赫蒂功率放大器的修改，其中增加了一個或多個峰值放大器，并為主載波放大器和N-1個峰值放大器提供了N路分配器。為了便于放大器電路的實際構造，峰值放大器輸入上和載波放大器輸出上的多赫蒂放大器四分之一波長變換器可以交換，而不影響性能。然而，在此情況下，本領域技術人員將理解，應該調節放大器的阻抗匹配網絡，以便解決四分之一波長變換器的再定位。在載波放大器輸入上僅需一個單90°(四分之一波長)相位長度，從而使通過多路功率分配器可以較容易地實現多個峰值放大器。
圖2是根據本發明方面的功率放大器的一個實施例的功能框圖，該功率放大器包括載波放大器20和三個峰值放大器21、22、23，其中峰值放大器通過90°變換器24、25、26連接到輸出負載28。單個90°變換器30將四路分配器32連接到載波20。通過將每個峰值放大器上的DC偏置設為適當值，增加的峰值放大器使得可以擴展多赫蒂作用。在組合節點27處組合載波放大器20和峰值放大器21、22、23的輸出。對于以上增加的每個峰值放大器，在將維持峰值效率的功率范圍上將存在相應6dB的增加。由于N路分配器中的有限損耗，將產生效率上的一些限制。四路放大器將有效功率范圍擴展到18dB的理論值。如上所述，在使用峰值-平均功率比可高達13dB的調制方案的數字通信系統中，這種擴展是非常重要的。與雙路多赫蒂放大器電路相比，四路配置提供了3dBm的總功率增加。由此，可由四路多赫蒂配置提供120瓦峰值放大器，其中每條通路(一個載波放大器和三個峰值放大器)都使用30瓦晶體管。
圖3是已用CREE Microwave公司的30瓦LDMOSFET功率晶體管模擬的根據圖2的放大器的更詳細示意圖，該放大器包括載波放大器晶體管40和三個峰值放大器晶體管41、42、43。由雙路分配器44、46和48提供輸入信號的四路分配。載波放大器晶體管40包括將分配器46連接到輸入匹配電路52的90°變換器50。柵偏置54、漏偏置56、輸出匹配電路58以及偏移微帶相位長度60串聯連接在相位分配器46與包括變換器64和電阻負載65的輸出62之間的放大器。如圖2所示，每個峰值放大器都具有將放大器電路連接到負載的90°變換器66。諧波終端(例如接地電感器和電容器)可包含在輸出匹配電路58中，以反映進入晶體管輸出的輸出諧波，并因此提高峰值效率。每個峰值放大器電路都有類似的輸入和輸出電路，當輸入信號強度增加時，柵偏置電路提供峰值放大器的順序操作。
在UMTS頻帶(2110-2170MHz)上使用Applied Wave Research的Microwave Office模擬器模擬圖3四路放大器電路的輸出功率、功率增加效率(PAE)和增益。圖4示出了從23dBm擴展到43dBm(200毫瓦到20瓦)的輸入功率范圍(其中飽和輸出接近150瓦(52dBm))上的輸入RF功率對輸出RF功率及PAE。當輸出功率電平補償到42dBm(10dB補償)時，PAE是46％。對于相同的補償功率而言，常規(即非多赫蒂)放大器電路的PAE將小于10％。雙路多赫蒂放大器電路的相應PAE可以是23％。在選擇峰值放大器的偏壓過程中，重要的是在正確點順序導通晶體管，以便在放大器的整個動態范圍上保持增益線性。
表1示出了常規雙路多赫蒂放大器電路、具有由1wamoto等人描述的不均衡功率分配的雙路多赫蒂放大器電路、根據本發明實施例的三路(一個載波放大器和兩個峰值放大器)以及四路分配(一個載波放大器和三個峰值放大器)之間的比較。注意到，在10dB補償時，四路放大器實現了大約兩倍于雙路多赫蒂方法的PAE改進。
表1
根據本發明實施例的N路多赫蒂放大器電路，在大的輸入/輸出功率電平范圍上為線性功率放大器提供功率增加效率上的主要改進。由于每個晶體管的功率需求與功率晶體管的數量N成反比，因此該放大器特別適用于高功率放大器。在雙路多赫蒂配置中，迫使每個晶體管的峰值功率需求是總輸出功率的一半。這種情況導致載波放大器和峰值放大器的輸入和輸出阻抗非常低，并導致實際實現困難。在N路多赫蒂放大器電路中，每個晶體管需要具有1/N輸出功率的峰值功率需求，從而導致當N大于2時輸入和輸出阻抗更高。此外，由于使用了更小的專用晶體管，放大器中由其余低效率產生的熱量分布在更大的物理區域上，從而降低了總熱阻。
如上所述，在峰值放大器的輸出阻抗加載了載波放大器輸出阻抗的實際放大器中，多赫蒂配置的輸出功率、增益和效率可被折衷。根據本發明，通過在載波放大器的輸出與組合器節點之間以及峰值放大器與組合器節點之間引入附加相位長度，可以將在RF信號功率電平范圍上載波放大器或峰值放大器看到的阻抗調節為更接近最佳性能所需的理想實際阻抗。例如，在50歐姆多赫蒂配置中的低信號電平上，載波放大器希望看到100歐姆電阻，而在更高的功率電平上，峰值放大器希望看到25歐姆電阻。這在圖5中示意性示出了，其中載波放大器70的輸出通過傳輸線74、76連接到組合器節點80，每條傳輸線的阻抗分別為Z1、Z2，而相位長度分別為X1和90度。峰值放大器72的輸出通過阻抗為Z3且相位長度為X2度的傳輸線78連接到組合器節點80。節點80則通過阻抗為Z4而相位為90度的傳輸線變換器82連接到節點84，其中節點84的阻抗是50歐姆。
在低RF功率驅動時，載波放大器希望看到100歐姆，以使它能在6dB斷點處傳遞其正常輸出功率的一半。然而，由于來自峰值放大器的寄生加載，阻抗不是100歐姆。類似地，在高RF功率驅動時，峰值放大器希望看到25歐姆。然而，來自載波放大器的寄生負載增加了峰值放大器看到的阻抗。這可在史密斯圓圖上示出，其中輸出阻抗的電抗將負載增加到阻抗的實際部分或同相部分以上。根據本發明，通過調節載波放大器輸出的相位長度來獲得低RF信號電平時載波放大器的正確負載阻抗，并通過調節峰值放大器輸出處的相位長度來獲得高RF信號電平時峰值放大器的正確負載阻抗。這將降低或消除阻抗的電抗部分。
修改圖5的放大器，以使載波放大器在低RF功率電平時看到50歐姆終端，并且峰值放大器將輸出阻抗調節到10歐姆。在圖6A和6B中分別示出了相位長度優化前后功率輸出和PAE的測量。在圖6A中，在修改之前，在6dB補償功率PAE是34％，而在10dB補償功率是23％。在修改之后，如圖6B中所示，在6dB補償功率PAE增加到42％，而在10dB補償PAE增加到29％。
在下表2中給出了在20瓦雙路多赫蒂放大器模塊上得到的測量數據，其中在2140MHz輸出相位長度從36度調節到66度。
表2
除了相位長度對效率的影響以外，在組合節點之后將輸出阻抗降為適當值并然后轉換為50歐姆進一步增加了操作效率。考慮90瓦LDMOSFET多赫蒂放大器，其中柵極與50歐姆匹配，而輸出漏極分別與50歐姆、17歐姆和10歐姆匹配。
圖7A是示出與50歐姆匹配的180瓦多赫蒂放大器的性能的圖表。將注意到，在7dB補償PAE是29％，而9dB補償時是20％。在載波放大器和峰值放大器中，用50歐姆標稱輸出阻抗沒有實現有效多赫蒂操作。
然而，通過將漏極與17歐姆阻抗匹配，如圖7B中所示，7dB補償時的PAE增加到34％，而在9dB補償時增加到25％。由此，與匹配到50歐姆的多赫蒂放大器電路相比，PAE增加了大約5％。
在圖7C中，對于漏極與10歐姆阻抗匹配的多赫蒂放大器電路的性能而言，7dB補償時PAE增加到34％，而在9dB補償時增加到27％，從而顯示了更強大的多赫蒂操作。與匹配到17歐姆的多赫蒂放大器電路相比，9dB補償時PAE增加了2％。
在如下表3中示出了輸出阻抗對多赫蒂放大器電路性能的影響。
表3
由此看出，為了工作在10歐姆特性阻抗的最佳輸出功率和效率，優化了每個90瓦單端放大器。
根據本發明，通過在放大器的輸出與組合器節點之間引入附加相位長度，并通過降低載波放大器和峰值放大器的單個負載阻抗，以及它們之間的相對相位，提高了多赫蒂放大器的效率。然后在組合節點之后將功率放大器輸出調節為50歐姆。模擬顯示，在與常規多赫蒂方法相比時，效率增加超過25％，其中沒有認識到和考慮到載波放大器和峰值放大器輸出處的相位和阻抗優化。相同的設計考慮可用在非對稱多赫蒂放大器的情況下，其中載波放大器和峰值放大器中的RF晶體管的大小不同。在所有情況下，載波放大器和峰值放大器之間負載阻抗和相對阻抗定相的優化提供了整個功率放大器的增益、效率和線性的改進。雖然已相對于使用硅LDMOSFET的高功率、高效率和高線性RF放大器和微波放大器描述了本發明，但還可使用大范圍的半導體技術，諸如硅雙極、砷化鎵MESFET、磷化銦鎵HBT、碳化硅MESFET和氮化鎵HEMT，來實現本發明。
雖然已相對于具體四路實施例描述了本發明，但該描述是本發明的說明，而不應解釋為限制本發明。對于本領域技術人員，在不脫離所附權利要求書定義的本發明真實精神和范圍的前提下，可進行各種修改和應用。
權利要求
1.一種用于在大的功率范圍上放大RF信號的RF功率放大器電路，包括a)載波放大器，用于在第一功率范圍上并以低于所述大功率范圍最大值的功率飽和電平放大所述RF信號，b)多個峰值放大器，其并聯連接到所述載波放大器，每個所述峰值放大器都在所述載波放大器接近飽和之后被偏置，以順序提供放大的輸出信號，c)信號分配器，用于分配輸入信號，并將分配的輸入信號加到所述載波放大器和所述多個峰值放大器，以及d)輸出，用于接收和組合來自所述載波放大器和所述多個峰值放大器的放大的輸出信號，所述輸出具有阻抗Z，所述載波放大器和每個所述峰值放大器都通過輸出匹配網絡連接到所述輸出，所述輸出匹配網絡根據該網絡的阻抗和有效相位長度來向每個放大器提供可變阻抗。
2.如權利要求1所述的RF功率放大器電路，其中選擇每個輸出匹配網絡的所述相位長度，以降低所述輸出阻抗的電抗。
3.如權利要求1所述的RF功率放大器電路，其中每個峰值放大器都將有效功率放大擴展6dB。
4.如權利要求3所述的RF功率放大器電路，其中所述多個峰值放大器是三個峰值放大器，且擴展的有效功率放大近似為18dB。
5.如權利要求4所述的RF功率放大器電路，其中所述載波放大器和峰值放大器中的每一個都包括橫向DMOS晶體管。
6.如權利要求1所述的RF功率放大器電路，其中所述信號分配器包括連接到所述載波放大器輸入的四分之一波長變換器，并且所述輸出包括連接到所述載波放大器輸出并通過四分之一波長變換器連接到每個峰值放大器輸出的電阻負載。
7.如權利要求1所述的RF功率放大器電路，其中所述載波放大器和峰值放大器中的每一個都包括從包括橫向DMOS晶體管、MESFET、HEMT、HBT和雙極性晶體管的組中選擇的晶體管。
8.如權利要求1所述的RF功率放大器電路，其中所述輸出包括連接到所述載波放大器輸出并通過四分之一波長變換器連接到每個峰值放大器輸出的電阻負載。
9.一種用于在功率范圍上放大RF信號的RF功率放大器電路，包括a)載波放大器，用于在第一功率范圍上并以低于所述功率范圍最大值的功率飽和電平來放大所述RF信號，b)至少一個峰值放大器，其與所述載波放大器并聯連接，所述峰值放大器在所述載波放大器接近飽和之后被偏置，以提供放大的輸出信號，c)信號分配器，用于分配輸入信號，并將分配的輸入信號加到所述載波放大器和所述至少一個峰值放大器，d)輸出組合器節點，耦合到具有阻抗Z的功率放大器輸出，及e)多個輸出匹配網絡，其將所述載波放大器和所述至少一個峰值放大器連接到所述輸出組合器節點，每個輸出匹配網絡都為每個放大器提供小于Z的輸出阻抗。
10.如權利要求9所述的RF功率放大器電路，其中選擇每個輸出匹配網絡的相位長度，以降低所述輸出阻抗的電抗。
11.如權利要求9所述的RF功率放大器電路，還包括將所述輸出組合器節點耦合到所述功率放大器輸出用于阻抗變換的阻抗變換器。
12.如權利要求11所述的RF功率放大器電路，其中所述載波放大器和至少一個峰值放大器中的每個都包括從包括橫向DMOS晶體管、MESFET、HEMT、HBT和雙極性晶體管的組中選擇的晶體管。
13.如權利要求12所述的RF功率放大器電路，其中所述最大RF輸出功率是180瓦。
全文摘要
公開了一種以改進效率在大功率范圍上放大RF信號的RF功率放大器電路，其包括在第一功率范圍上以低于大功率范圍最大值的功率飽和電平放大RF信號的載波放大器。多個峰值放大器與載波放大器并聯連接，每個峰值放大器在載波放大器接近飽和之后偏置，以順序提供放大的輸出信號。通過信號分配器將輸入信號加到載波放大器和多個峰值放大器，并且用于接收來自載波放大器和多個峰值放大器的放大的輸出信號的輸出包括電阻負載R/2。分配的輸入信號通過90°變換器加到載波放大器，而峰值放大器的輸出通過90°變換器加到輸出負載。當在飽和狀態以下操作時，載波放大器將功率傳遞到2R的負載，且該載波放大器將電流傳到該負載，在放大器飽和時，負載的電流是最大功率時電流的一半。在輸出具有阻抗Z的一個實施例中，載波放大器和每個峰值放大器通過向每個放大器提供低于Z的輸出阻抗的輸出匹配網絡連接到輸出，并且每個輸出匹配網絡都有選擇的相位長度，以降低輸出阻抗的電抗。
文檔編號H03F1/32GK1781244SQ200480011759
公開日2006年5月31日 申請日期2004年4月8日 優先權日2003年5月5日
發明者R·S·彭格利, S·M·伍德 申請人:克里微波有限責任公司