專利名稱：用于提供具有交錯輸出的多通道脈沖寬度調制音頻的系統和方法
技術領域：
本發明一般涉及音頻放大系統，更加具體地說，本發明涉及用于修改音頻放大系統的一個或多個通道的定時以交錯通道中的切換噪聲并由此改變噪聲特性的系統和方法。
背景技術：
脈沖寬度調制(PWM)或D類信號放大技術已經存在好多年了。隨著開關模式電源(SMPS)的迅速發展，脈沖寬度調制技術越來越流行。由于這項技術的出現，在信號放大應用領域中應用脈沖寬度調制技術的興趣越來越大，其結果是得到重大有效的改進，這一改進是通過使用D類功率輸出拓樸結構代替傳統的(線性的AB類)功率輸出拓樸結構實現的。
開發信號放大應用的早期嘗試使用了與早期的開關模式電源中使用過的相同的對于放大的處理方法。更加具體地說，這些嘗試使用了模擬調制方案，這個調制方案導致低性能的應用。這些方案實施起來很復雜而且很昂貴。因此，這些解決方案沒有得到廣泛的采納。在主流放大器應用中，D類技術還不能代替傳統的AB類放大器。
最近，數字脈沖寬度調制方案問世了。這些方案使用了∑-Δ調制技術來產生在較新式的數字D類實施方案中使用的脈沖寬度調制信號。然而，這些數字脈沖寬度調制方案在緩解將脈沖寬度調制器集成在整個放大器中的解決方案中的主要障礙方面的貢獻甚少。因此，D類技術在主流應用中還是不能代替傳統的AB類放大器。
對于當前的數字脈沖寬度調制方案，存在一系列問題。一個問題是音頻系統實施方案要求的通道數越來越多。例如，家庭影院音頻系統不僅需要提供一對立體聲通道，而且還要求有第二對立體聲通道(一對前置揚聲器和一對后置揚聲器)和一個中央通道(例如，一個亞低音揚聲器)。可能要求大量通道的系統的另一個例子是對于一個很大的區域，例如打算對于一個建筑物內的多個房間提供聲音的系統。在數字脈沖寬度調制系統中通常可提供需要更多通道的實施方案。
當前存在的數字脈沖寬度調制放大系統只具有與單個芯片上可以實施的通道數一樣多的通道。在一般情況下，這些系統只有兩個或四個通道。雖然在單個芯片上可以提供附加的通道，但出于幾個理由，這通常不是切合實際的解決方案。例如，在芯片上沒有足夠大的空間來提供附加的通道。還可能是沒有足夠的資源(例如，處理器循環)來處理同一個芯片上的所有通道。進而，設計的復雜程度可能隨附加通道的增加而顯著地增加。還有，即使能夠容納幾個附加通道，這樣的解決方案也不能解決所需要的通道數還要更多的下一代系統的要求。
當前存在的數字脈沖寬度調制系統不能在幾個芯片之間實施，因為存在與多個芯片的相互作用有關的困難。一個這樣的困難可能是同步問題。為了使系統能夠對于系統中的所有通道提供一致地控制，必須同步每一個芯片，以使多個芯片的操作基本上像是在單個芯片上實施的操作一樣。對于數字脈沖寬度調制音頻放大系統，當前還不存在任何一個這樣的機制。另一個問題是，一旦各個芯片同步，如果各個通道的數據內容緊密相關，則所有通道的切換幾乎要同時進行。這是有問題的，因為切換要在音頻信號中引起噪聲，所有通道幾乎同時的切換將增加噪聲電平。要說明的是，在單芯片系統中以及在多芯片系統中都會發生這種切換噪聲。
發明內容
通過本發明的各個實施例可以解決上述的一個或多個問題。廣義地說，本發明包括用于減小多通道音頻系統中的噪聲電平的系統和方法。在一個實施例中，實現這個目的的措施是提供一種機制，通過這種機制可以同步多通道音頻通道，然后選擇性地延遲由每個通道處理的音頻信號，以便在每個通道內交錯所說切換，由此有效地減小了噪聲電平并且增加了噪聲頻率因而更容易消除噪聲。
本發明的一個實施例包括具有多個音頻放大器通道和耦合到音頻放大器通道的控制電路的系統，這里，將控制電路配置成可以暫時移動至少一個音頻放大器通道的音頻信號的切換邊緣。在一個實施例中，所說的系統是一個數字脈沖寬度調制(PWM)的放大器。放大器的每個通道都包括一個調制器，用于轉換脈沖編碼調制音頻信號為脈沖寬度調制信號。將使用調制器的這個系統配置成能夠在相繼的各個通道中延遲逐漸增加的音頻信號，以使緊密相關的信號的上升沿和下降沿(切換邊緣)在不同的時間落在不同的通道內。在一個實施例中，每個調制器從一個公共的計數器接收定時信號，向這個定時信號上增加或減小一個偏差，并且對于增加或減小的結果上進行模數操作以產生一個偏差定時信號，這個偏差定時信號使所產生的寬度調制脈沖和對應的切換邊緣交錯開。在一個實施例中，在每個通道中實施一個補充延遲，以補償交錯切換邊緣產生的延遲。因此，在每個通道中的總延遲是相同的，并且輸出是同步的。在一個實施例中，每個通道包括一個內插器，在通過內插器執行的內插中實現補充延遲。在一個實施例中，在多個分開的芯片上實現音頻放大器通道，所說的系統包括用于同步這些芯片的操作的機制。
本發明的一個實施例包括一種方法，用于在數字脈沖寬度調制音頻放大器的不同通道中交錯脈沖寬度調制信號的切換邊緣，以便減小切換噪聲的電平并且增加切換噪聲的頻率。在一個實施例中，所說的方法包括在一個或多個通道中移動脈沖寬度調制音頻信號的定時，以使在不同通道中緊密相關的信號的切換邊緣不會重合。在一個實施例中，在脈沖之間的整個間隔所說信號均勻地交錯。在一個實施例中，在每個通道中實現一個補充延遲以補償交錯切換邊緣產生的延遲，以便在每個通道中均衡總的延遲并且因此可以同步各個通道的輸出。在一個實施例中，切換邊緣的交錯是在每個通道的調制器內進行的，補充延遲是在音頻信號的內插中附加的。在一個實施例中，在多個分開的芯片上實施音頻放大器通道，所說方法包括在交錯所說信號并且附加補充延遲之前同步各個芯片的操作。
許多附加的實施例也是可能的。
在閱讀了下面的詳細描述并且參照以下的附圖后，本發明的其它目的和優點都可能是顯而易見的。
圖1是說明按照一個實施例的數字音頻放大系統的一個通道的功能方塊圖；
圖2是說明按照一個實施例的調制器的結構的功能方塊圖；圖3是說明與圖2所示的系統有關的信號的示意圖；圖4是說明按照一個實施例的多通道多調制器系統的結構的功能方塊圖；圖5是說明按照一個實施例的具有交錯的通道定時的系統的功能方塊圖；圖6是表示按照一個實施例的多通道數字音頻放大系統的一個實施方案的功能方塊圖；圖7是說明與圖5所示的系統有關的信號的示意圖。
雖然本發明旨在說明各種不同的改進和替換形式，但還要借助于附圖中的實例和相伴的詳細描述來表示本發明的具體實施例。然而，應該理解，附圖和詳細描述的目的不是將本發明限制在所述的特定實施例。相反，本發明旨在覆蓋落在由所附的權利要求書限定的本發明的范圍內的所有的改進、等效物、和替換方案。
具體實施例方式
下面描述本發明的一個或多個實施例。要說明的是，以下描述的這些和任何其它的實施例都是示例性的，旨在說明本發明而不是限制本發明。
如這里描述的，本發明的各個實施例包括用于減小多通道數字音頻系統中的噪聲電平的系統和方法。在一個實施例中，這是通過提供一種機制實現的，通過所說機制同步多個數字音頻通道，然后，有選擇地延遲由每個通道處理的音頻信號以便在每個通道中交錯所說切換，由此有效地減小噪聲電平和增加噪聲頻率，以使噪聲的消除更加容易。
本發明的一個實施例包括數字脈沖寬度調制(PWM)音頻放大系統。這個系統具有多個通道以便分開處理音頻信號。每個通道接收脈沖編碼調制(PCM)音頻信號，并且處理這個信號以產生脈沖寬度調制輸出信號。輸出的脈沖寬度調制音頻信號包括二進制的脈沖。如這里所用的，“二進制”意味著，這個信號只可能有兩個數值中的一個高或低。這些脈沖通常是以一個固定的頻率(如384千赫茲)產生的，并且具有可變的寬度。這些脈沖用于使輸出級中的晶體管導通和截止，由此產生可用于例如驅動揚聲器的模擬音頻信號。
在多個通道上的音頻信號可能是緊密相關的。即，這些信號可能是相同的，或者可能是極其相似的。結果，為每個音頻流產生的脈沖寬度調制信號可能是極其相似的。如果兩個通道的脈沖寬度調制脈沖幾乎相同，并且如果這些信號是同步的，則在不同通道中脈沖的上升沿和下降沿(在這里稱之為切換邊緣)可能同時發生。如以上所述，脈沖寬度調制信號的上升沿和下降沿可使輸出級中的晶體管變為導通和截止。無論何時，一個晶體管導通或截止，都要產生噪聲。如果多個通道的晶體管同時都導通或截止，則噪聲電平增加。
本發明的實施例可能協助管理切換噪聲，為此，移動在不同的通道中產生脈沖寬度調制信號的定時，并且借此移動由切換產生的噪聲尖峰以使噪聲的分布更加均勻，而不是多個通道同時發生噪聲。這樣做可能按兩種方式改進噪聲的特性。第一，由于來自不同通道的噪聲不再同時發生，所以減小了噪聲電平。第二，由于噪聲尖峰的發生更加經常，所以噪聲的頻譜較高，并且不太可能影響音頻信號的可聽頻譜。當噪聲在較高的頻率的時候，濾除噪聲是很容易的。
如以上所述，本發明的一個實施例包括一個數字脈沖寬度調制音頻放大系統。參照附圖1，其中表示說明數字音頻放大系統的一個通道的功能方塊圖。將這個實施例設計成可以將脈沖編碼調制輸入數據流轉換成脈沖寬度調制輸出數據流，用于驅動輸出級。
如圖1所示，通道100接收來自數據源如CD播放器、MP3播放器、數字音頻磁帶、或類似物的數字輸入數據流。輸入數據流由內插器110接收，內插器內插數據流以便將來自第一采樣速率的數據流轉換成第二采樣速率的數據流。第一采樣速率取決于數據源，并且通常是對應類型設備使用的一組預先確定的采樣速率中的一個。例如，一個CD播放器可以輸出采樣速率為44.1千赫茲的數字數據，而數字音頻磁帶播放器可以輸出采樣速率為32千赫茲的數據。內插器110將數據流轉換成調制器和輸出級的切換速率。在一個實施例中，切換速率是384千赫茲。
然后，向脈沖寬度調制校正單元120提供在這個切換速率的這個數據流。脈沖寬度調制校正單元120校正這個數據流的脈沖寬度調制過程的非線性，并且向噪聲整形器130提供最終的數據流。噪聲整形器130將高精度輸入比特寬度減小到由調制器140處理的有限的比特寬度。向脈沖寬度調制的調制器140提供由噪聲整形器130輸出的數據流。由脈沖寬度調制的調制器140接收的數據流代表脈沖編碼調制信號。脈沖寬度調制的調制器140將這個數據流轉換成脈沖寬度調制信號。然后，將這個脈沖寬度調制信號提供給輸出級150。輸出級150放大脈沖寬度調制信號，并且對于放大的信號進行某些濾波或進一步處理。最終的信號隨后輸出到揚聲器160，揚聲器160將脈沖寬度調制信號轉換成可由聽眾聽見的可聽信號。
通道100通常在單個芯片中實施。在同一個芯片中可能實施兩個甚至于是四個通道。每個附加的通道在一般情況下復制第一通道的組件。如以上所述，如果必須提供或者期望提供更多的通道(例如8個、16個、或者甚至于更多個)，則可能必須使用多個芯片，每個芯片具有幾個通道。
實施如圖1所示的數字脈沖寬度調制的調制器的方式各有不同。在一般情況下，數字脈沖寬度調制的調制器將產生以一個二進制脈沖，二進制脈沖的中心在一個時間間隔內，二進制脈沖的寬度對應于提供給調制器的輸入值。對于下面的討論，將這個時間間隔的長度定義為L，將脈沖的寬度定義為p。因此，脈沖的上升沿在(L-p)/2，下降沿在(L+p)/2。
參照圖2，其中表示說明按照一個實施例的調制器200的結構的功能方塊圖。在這個實施例中，同步計數器210接收時鐘信號clk并且產生輸出信號c，輸出信號c按照增量增加。輸出信號c提供給比較器220。比較器220比較信號c與值L-1，并且產生當c＝L-1時確定的輸出信號。由比較器220輸出的信號作為一個“清除”信號返回到計數器210。于是，計數器210增加計數，一直到它的輸出(c)達到L-1時為止。當輸出信號c達到L-1時，確認由比較器220輸出的清除信號，并且計數器210從0重新開始。因此，計數器210產生了輸出信號c，這個輸出信號c反復地從0升高到L-1，接著又從0重新開始。因此，如在圖3的上部所示的，可以觀察到信號c，它形成一個鋸齒形的信號。
再一次參照附圖2，調制器200包括一對寄存器230和240，用于接收產生脈沖寬度調制脈沖的上升時間和下降時間值。更加具體地說，向寄存器230提供上升時間值，向寄存器240提供下降時間值。除了接收上升時間和下降時間值的輸入以外，寄存器230和240還包括使能輸入。每個使能輸入都耦合到比較器220的輸出端，從而，當確認了比較器220的輸出時，可以將當前的上升時間和下降時間值分別裝入寄存器230和240。當不確認比較器220的輸出時，保持當前在寄存器230和240中存儲的值，即使輸入到寄存器的上升時間和下降時間值發生了改變亦是如此。于是，寄存器230和240在它們各自的輸出端就可提供所說計數器210一旦從0重新開始時將要更新的脈沖寬度調制脈沖的上升和下降邊緣的值。
寄存器230和240提供要與信號c的值進行比較的門限上升時間和下降時間值，從而可以產生脈沖寬度調制信號的上升邊緣和下降邊緣。向比較器250和260提供寄存器230和240的輸出以及計數器210的輸出(信號c)。更加具體地說，信號c是作為到比較器250和260中的每一個的一個輸入提供的，同時，寄存器230的輸出提供給比較器250，寄存器240的輸出提供給比較器260。然后，向與門270提供比較器250和260的輸出。先將比較器260的輸出反向，而后再將其提供給與門270。
因為計數器210是從0到L-1向上計數的，所以計數器210通過比較器250和260分別與寄存器230和240的上升時間和下降時間進行比較。當信號c小于上升時間和下降時間這兩者，則兩個比較器250和260的輸出都是低電平，因此，到與門270的輸入之一是低電平，另一個就是高電平。因此與門270的輸出就是低電平。
當信號c 達到寄存器230的上升時間值，比較器250產生一個高電平信號。信號c仍舊小于下降時間值，所以比較器260的輸出就還是低電平。因此，到與門270的兩個輸入都是高電平(比較器260的輸出被反向)，所以與門270的輸出就是高電平。
與門270的輸出保持高電平，一直到信號c達到寄存器240的下降時間值為止。當信號c的值達到寄存器240中存儲的下降時間值時，比較器260在它的輸出端產生一個高電平信號。比較器250的輸出仍然還是高電平。因為兩個比較器的輸出都是高電平(并且因為一個輸出被反向)，與門270接收一個高電平信號和一個低電平信號。因此，與門270的輸出是低電平。
于是，與門270的輸出對于從0到上升時間的信號c的值是低電平，對于從上升時間下降時間之間的信號c的值是高電平，對于大于下降時間的信號c的值是低電平。
在圖3表示與圖2的示意圖有關的信號。為了便于對照，將寄存器230的輸出標識為信號“rise”，將寄存器240的輸出標識為信號“fall”，將比較器250的輸出標識為信號“r”，將比較器260的輸出標識為信號“f”，將與門270的輸出標識為信號“out”。
參照附圖3，信號c在從t0到t3(以及從t3到t6，如此等等)的時間間隔從0線性地增加到L-1，從而產生一個鋸齒圖形。在每個時間間隔(t0-t3，t3-t6，...)信號上升和下降的值在每個間隔(t0-t3，t3-t6，......)內都在信號c上疊加，從而可以說明c變得大于或等于這些信號的那些點。當c在這個時間間隔達到這些閾值中的每一個時，對應的比較器輸出(信號r和f)從高電平變到低電平。因為比校器260的輸出(信號f)先反向而后再輸入到與門270，所以與門的輸出信號out當r是高電平并且f是低電平時是高電平，如圖3所示。
圖3還表示出隨后產生的脈沖的寬度變化。在時間間隔t0-t3，信號的上升和下降都有一個初始值，這個初始值導致一個從t1到t2都是高電平的脈沖。在從t3-t6的時間間隔，信號的上升和下降產生的數值導致從t4到t5都是高電平的一個脈沖。可以看出，因為下降的值增加并且上升的值減小，所以第二脈沖的寬度大于第一脈沖的寬度。換句話說，t5-t4大于t2-t1。
圖2的調制器可以擴展到多個通道。在圖4中表示的是每個通道具有一個調制器的多通道的配置。每個調制器都具有一對寄存器、一對比較器、和一個與門，如以上結合圖2所描述的。在一個調制器中，這些部件包括元件430、440、450、460和470。在另一個調制器中，所說的部件包括元件431、441、451、461和471。每一個這樣的調制器都耦合到計數器410和比較器420。計數器410和比較器420由每個調制器共享。
因為每個調制器使用的是由計數器410和比較器420產生的相同的信號c，所以調制器是同步的。由調制器產生的脈沖恰好全都集中在相同的時間點上。如果在所有的調制器中的信號都是緊密相關的(例如，如果同一個信號由每個調制器進行處理)，則這些信號的上升和下降邊緣也全都重合，或者幾乎全部重合。如果的確是這種情況，則每個調制器的輸出信號都在幾乎相同的時間從高電平切換到低電平(以及以低電平切換到高電平)。因此，與單通道的(單調制器的)系統相比，增加了通過切換產生的噪聲。
參照附圖5，其中表示說明按照一個實施例的具有交錯通道定時的系統的功能方塊圖。在此圖中，每個調制器再一次地具有一對寄存器、一對比較器、和一個與門。然而，不是按照同一個定時信號c操作每個調制器，而是另外一種情況，在這個實施例中的每個調制器都有一個交錯的定時信號。每個調制器的定時信號都是基于一個公共信號，但是對于一個或多個定時信號進行了有效的延遲(或超前)，因此不同調制器的脈沖集中在不同的時間。換言之，脈沖是交錯的，或者是在時間上移動的。因此，如果由調制器處理的信號緊密相關，則在不同調制器內脈沖的上升和下降邊緣的交錯方式與定時信號的交錯方式相同。
在圖5的實施例中，通過計數器510和比較器528產生基礎定時信號c。基礎定時信號不是提供給不同的調制器(如550、560、551、561，...)的比較器，而是相反，提供給差值單元520和521。向每個差值單元提供一個差值或偏差值，以便延遲(或者超前)定時一對應的量(d0或d1)。從信號c中扣除這個偏差值，并且過模數單元580和581對于最終的信號進行模數操作。然后，由對應的調制器使用通過模數單元580和581輸出的信號，使用的方式與現有技術調制器中使用信號c的方式相同。換句話說，當這些信號等于L-1時，比較器590和591確認使能信號，給對應的上升時間和下降時間寄存器(530、540、531、541)裝入新的數值。還有，當由模數單元580和581輸出的這些信號達到存儲的上升時間和下降時間值，比較器550、560、551、561中的對應的比較器從低電平切換到高電平，在與門570、571的輸出端產生脈沖寬度調制信號。
在一個實施例中，確定偏差值(d0，d1，等)的方法是用調制器數目去除時間間隔L。因此，延遲了不同的通道，使各個脈沖中心在整個時間間隔L上均勻地分開。如果有n個調制器，則每個通道距前一個通道延遲了L/n。例如，d0＝0，d1＝L/n，d2＝2*L/n，如此等等。這就有效地“展開”了切換噪聲，以使噪聲電平大致等于具有n個通道的非交錯系統的噪聲電平的1/n。還有，噪聲頻率也為更高的n倍。換句話說，切換邊緣的交錯導致噪聲的減小，并且使噪聲移動到較高的頻率范圍，這將使噪聲的濾除更加容易。
這里所用的模數操作定義為在時間間隔
返回一個正數。在一個實施例中，對于輸入c和d0(或d1)的范圍進行限制，以使模數操作可以具有簡單的實施方案
c1＝c-d0if(c1＜0)c′＝c1+Lelsec′＝c1在這里，c′是模數單元580的輸出。對于第二個調制器可以使用相同的算法，在這里，c′和d0用c″(模數單元581的輸出)和d1代替。
當L是2的乘方時，上述的實施方案甚至于變得更加簡單。在這種情況下，實施方案是只使用log2(L)×差值c-d0的最低有效位。類似地，通過只使用log2(L)×計數器輸出c的最低有效位，就可以省去與L-1的比較以及計數器的同步復位。
現在參照附圖6，其中表示說明按照一個實施例的多通道數字音頻放大系統的實施方案的功能方塊圖。在這個實施例中，每個通道都包括內插器(610、611)、脈沖寬度調制校正單元(620、621)、噪聲整形器(630、631)、調制器(640、641)、輸出級(650、651)。將每個通道的數字輸入流發送到內插器，以便向上采樣到輸出的開關速率。脈沖寬度調制校正模塊校正脈沖寬度調制過程的非線性。噪聲整形器將高精度的輸入比特寬度減小到可由調制器處理的受限的比特寬度(log2(L+1)比特)。如以上所述，調制器640和641根據公共計數器510的輸出進行操作，但每一個調制器都有一個對應的延遲或偏差，并且要將這個延遲或偏差附加到計數器的輸出上，或者從計數器的輸出中扣除這個延遲或偏差。輸出級和輸出濾波器然后根據從調制器接收的信號重構所說音頻信號。
在圖7中表示與圖5的示意圖有關的信號。如以上所述，由模數單元580輸出的信號表示為c′，由模數單元581輸出的信號表示為c″。按相同的方式，調制器500的部件輸出的信號用單撇號(′)表示，調制器501的部件輸出的信號用雙撇號(″)表示。假定輸入到差值單元521的值(d1)大于輸入到差值單元520的值(d0)。假定存儲在各個寄存器中的上升時間和下降時間值對于兩個調制器來說是相同的。
現在參照附圖7，圖中所示的定時信號c′從0增加到L-1，然后返回到0，并且重復這個圖形。根據c′的值，r′在時間t1有一個上升沿，f″在時間t3有一個上升沿。因此，信號out′在時間t1有一個上升沿，并且在時間t3有一個下降沿。因為值d1大于d0，所以信號c″落在信號c′的后面，如圖7所示。結果，信號調制器501的信號r″、f、和out″落在調制器500的對應的信號的后面相同的數量。因此，對應的上升和下降邊緣在時間t2和t4，而不是在時間t1和t3。于是，調制器500和501的輸出是交錯的，并且，輸出脈沖的上升和下降邊緣不會重合。如果每個通道處理的信號不是這樣緊密相關的，輸出的交錯可能會減小上升和下降邊緣重合的機會，而不是根除這種可能性。如果每個通道處理的信號不相關，交錯對于噪聲就可能沒有什么影響。
在上述的實施例中，可以在各個通道的信號之間引進延遲。換句話說，通過音頻處理鏈在不同通道內的信號之間產生相位移。在某些情況下，這可能是可以接受的，但是可能預期，這有更大的可能性是不可接受的，特別是在高性能音頻應用中。在這些應用中，通常期望的是相位對齊，因而，如果每個通道接收相同的輸入時，所有的輸出全是相同相位的。在這些應用中，期望在通道中的什么地方引入一個補充延遲，以便補償在信號交錯中引入的延遲。換句話說，每個通道的總的延遲應該是相同的。在通道的許多地方都可以引入這個附加的延遲，例如在內插器或脈沖寬度調制校正單元。
校正相位移動的問題之一是在通道之間的延遲通常是一次采樣的一個部分，所以應該使用DSP技術，例如全通濾波。可以在內插之前或者在內插之后插入補充相移，但最好使用內插器插入這個延遲。因此描述內插器的操作是有益的。
一個典型的線性內插可描述如下。通過一個整數因子W，向上采樣輸入流x(n)到輸出流u(k)，這里的W樣本u(k)是為每個輸入x(n)產生的。
for n＝0 to inffor i＝0 to W-1o＝i/Wu(n*W+i)＝o*x(n)+(1-o)*x(n-1)輸出u(k)是在連接x(n-1)和x(n)的一條直線上產生的。“o”是描述距x(n-1)的“距離”的一個數，在0和1之間的。因此，對于第一個樣本i＝0，我們得到o＝0和u(n*W)＝x(n-1)，然后，u(n*+W1)＝x(n-1)+(x(n)-x(n-1))/W，并且，對于i＝2...W-1如此繼續下去。
如以下所述，我們可以向距離o上附加一個偏移，以便產生附加的相移。
for n＝0 to inffor i＝0 to W-1o＝(i+d/L)/Wu(n*W+i)＝o*x(n)+(1-o)*x(n-1)當如以上所述附加一個偏移時，實際上產生了一個“負的”延遲(與上述的直線內插延遲相比而言)，這個“負的”延遲對于clk信號的L個周期的輸出脈沖寬度補償了d個時鐘周期的延遲。對于高階內插方案或者對于多相位內插方案，可以使用附加偏移的相同的處理方法。可以認為這些類型的實施方案落在本發明的范圍之內。
對于許多應用，方便的作法是，耦合如以上所述的調制器中的延遲和內插器中的補償，從而使它們自動抵消并對齊不同通道的輸出。對于另外的應用，可能期望如以上所述的不要對齊所有的延遲。優選的作法是，逐個地設定這些延遲，從而可以控制各個通道的輸出偏斜和總的相對延遲。最靈活的解決方案是這兩種處理方法的組合，在這里可以自動校正輸出的偏斜，但同時還可以插入單個延遲以便對于每個通道的各個延遲進行精細控制。
這通過修改以下表示的線性內插可以實現for n＝0 to inffor i＝0 to W-1o＝(i+d/L)/W-pj＝0if(o＜0)o＝0+1j＝1
u(n*W+i)＝o*x(n-j)+(1-o)*x(n-j-1)在這個實施例中，從o中減去一個附加的延遲(或相移)p。p是0和1之間的一個數，在這里，1對應于一個輸入采樣持續時間的延遲。結果，o現在可以變為負值。由于對于o的解釋是從x(n-1)到x(n)的內插距離，所以負的o是從x(n-1)到x(n-2)的距離。這是通過額外的控制變量j處理的，控制變量j用于選擇樣本x(n-1)、x(n)、或x(n-2)的校正組。j對于正的o是0，j對于負的o是1。對于負的o，我們還給o加上1，這樣，o現在就是從x(n-2)到x(n-1)的期望距離。
因此，與直接內插相比，對于一個附加的輸入采樣可能需要一個寄存器。這是因為線性內插轉換為3個輸入值x(n)、x(n-1)、和x(n-2)，而通常情況下只需要兩個輸入值x(n)、x(n-1)。
應當說明的是，雖然以上所述的實施例只使用了兩個通道(以及對應的調制器)，但這不應該被認為是限制性的。另外的實施例可以使用多于兩個的通道。另外的實施例還可以使用這樣的通道，它是使用不止一個音頻控制器芯片形成的。可以預期，如果在本發明的實施例中使用在多個芯片上的多個通道，則必須同步不同芯片上的部件。按照美國專利申請序列號No.10/805590(題目為“在多通道配置中音頻輸出數據的相位對齊”，2004年3月19日由Hand等人提交)中公開的內容可以實現這種同步，在這里參照引用了這個美國專利申請。
還應當說明的是，上述系統和方法的許多變化對于閱讀了本公開后的本領域的普通技術人員來說將是顯而易見的。例如，不是選擇不同通道的延遲以便在整個時間間隔L上均勻展開切換噪聲，而是可以使這些通道交錯較小的量，或者不均勻地錯開這些通道。在一個實施例中，不管是有兩個、三個、還是n個通道，都使每個相繼的通道延遲一個附加的量d。對于每個調制器的定時信號的產生之類的事項，也可能存在變化。在一個實施例中，每個調制器都有它自已的單獨的計數器，而不是對一個公共的定時信號進行模數操作。雖然這可能必須有一個機制來同步不同的計數器，但這也在本發明的范圍內。
還應當說明的是，雖然以上所述的實施例都是在數字音頻放大系統中實施的，但本發明不限于數字系統。在模擬音頻放大系統中也可以實施可替換的實施例。
本領域的普通技術人員應該理解，使用各種不同技術中的任何一項技術都可以代表信息和信號。例如，通過電壓、電流、電磁波、磁場或粒子、光場或粒子、或者它們的任意組合都可以代表在以上整個所述的內容中引用的數據、指令、命令、信息、信號、比特、符號、和芯片。使用任何合適的傳輸媒介，其中包括導線、金屬軌跡、通孔、光纖、或類似物，都可以在所公開的系統的各個部件之間交換信息和信號。
本領域的普通技術人員應該認識到，結合這里公開的實施例描述的各種不同的說明性的邏輯塊、模塊、電路、和算法步驟可以實施為電子硬件、計算機軟件、或者二者的組合。為了清楚說明硬件和軟件的這種互換性，以上按照功能總體描述了各種說明性的部件、邏輯塊、模塊、電路、和步驟。這些功能是作為硬件還是作為軟件實施的，取決于強加在整個系統上的特定的應用和設計約束限制。本領域的普通技術人員可以按照每一個特定應用的不同方式來實施所述的功能，但是這樣的實施方案的確定不應解釋為偏離了本發明的范圍。
結合在這里公開的實施例描述的各種說明性的邏輯塊、模塊、和電路可以利用通用處理器、數字信號處理器(DSP)或其它邏輯設備、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)、分立的門電路或晶體管邏輯電路、分立的硬件部件、或者它們的用于實現這里描述的功能的任何組合來實施或實現。通用處理器可以是任何常規的處理器、控制器、微控制器、狀態機、或類似物。還可以將處理器實施為計算裝置的組合，例如數字信號處理器和微處理器的組合、多個微處理器、與數字信號處理器內核結合的一個或多個微處理器、或者任何其它這樣的配置。
結合這里公開的實施例描述的方法或算法的步驟可以用硬件、由處理器執行的軟件或固件模塊、或者它們的組合直接實施。軟件產品可以駐留在RAM存儲器、閃存、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、可拆卸盤、CD-ROM、或者在本領域中公知的任何其它形式的存儲介質內。一個典型的存儲介質耦合到處理器上，以使處理器可以從所說存儲介質中讀出信息并且可以將信息寫入到存儲介質內。在可替換方案中，存儲介質可以集成到處理器。處理器和存儲介質都可以駐留在一個專用集成電路中。專用集成電路可以駐留在用戶終端。在可替換方案中，處理器和存儲介質都可以作為分立的部件駐留在用戶終端內。
提供公開的實施例的以上描述的目的是使本領域的普通技術人員能夠制造并使用本發明。對于這些實施例的各種不同的改進對于本領域的普通技術人員來說很容易變為顯而易見，可以將這里描述的一般原理應用到其它實施例而不會偏離本發明的構思和范圍。這樣，不期望將本發明限制在這里描述的實施例，本發明符合與這里公開的原理和新潁特征一致的最寬的范圍。
以上參照具體的實施例描述了本發明能夠提供的好處和優點。這些好處和優點，以及使這些優點發生或變得更加突出的元件或限制，都不被認為是任何一個權利要求或者所有的權利要求的關鍵的、必要的、或本質的特征。如這里所用的，期望將術語“包括”或者它的任何其它的變化形式，解釋成不排它地包括在這些術語之后出現的元件或限制。因此，一個系統、方法、或者包括一組元件的其它實施例不限于只有這些元件，還可以包括沒有明顯列出的或者要求保護的實施例本身固有的其它元件。
雖然參照特定的實施例描述了本發明，但應該理解，這些實施例是說明性的，本發明的范圍不限于這些實施例。對于以上所述的實施例許多變化、修改、增加、或改進都是可能的。可以預期，這些變化、修改、增加、或改進都將落在本發明的范圍內。
權利要求
1.一種系統，包括多個音頻放大器通道；和耦合到所述音頻放大器通道的控制電路，所述控制電路被配置成可以在時間上移動對應于至少一個所述音頻放大器通道的音頻信號的切換邊緣。
2.權利要求1所述的系統，其中所述音頻放大器通道包括一個脈沖寬度調制(PWM)放大系統的通道。
3.權利要求2所述的系統，其中所述脈沖寬度調制放大系統包括數字脈沖寬度調制放大系統。
4.權利要求2所述的系統，其中所述控制電路包括多個調制器，每個所述調制器都與所述音頻放大器通道之一相關，其中每個通道的調制器都配置成可以產生相對于其它所述音頻放大器通道在時間上移動的寬度調制脈沖。
5.權利要求4所述的系統，其中所述系統包括n個所述音頻放大器通道，并且其中每個所述音頻放大器通道移動L/n，其中的L是在相繼的寬度調制脈沖的中心之間的時間間隔。
6.權利要求4所述的系統，其中每個調制器都耦合到一個公共的計數器。
7.權利要求6所述的系統，其中每個調制器都包括一個模數單元，其被耦合成可以接收來自所述公共計數器的信號，其中所述模數單元被配置成可以產生鋸齒形的信號，其中每個調制器根據從對應的模數單元接收的鋸齒形信號產生所述寬度調制脈沖。
8.權利要求1所述的系統，其中所述控制電路進一步還包括用于在由每個所述音頻放大器通道處理的所述音頻信號中實現移位的電路，其中在所述音頻信號中的移動與所述切換邊緣的移動是互補的。
9.權利要求8所述的系統，其中每個所述音頻放大器通道包括一個內插器，并且其中在所述音頻信號中的移動是在所述內插器中實現的。
10.權利要求1所述的系統，其中所述音頻放大器通道是在多個分開的芯片中實現的。
11.權利要求10所述的系統，其中所述控制電路配置成可以首先同步多個分開的芯片，而后實現所述切換邊緣的移動或者所述音頻信號中的移動。
12.一種方法，包括提供多個音頻放大器通道；和移動對應于至少一個所述音頻放大器通道的音頻信號的切換邊緣。
13.權利要求12所述的方法，其中提供多個音頻放大器通道包括提供多個脈沖寬度調制(PWM)放大器通道。
14.權利要求13所述的方法，其中所述脈沖寬度調制放大器通道包括數字脈沖寬度調制放大器通道。
15.權利要求13所述的方法，其中移動所述切換邊緣包括調制所述音頻信號以產生寬度調制脈沖，所述寬度調制脈沖相對于所述音頻放大器通道的其它脈沖發生了時間上的移動。
16.權利要求15所述的方法，其中所述音頻放大器通道包括n個通道，并且其中所述方法進一步還包括使每個所述音頻放大器通道移動L/n，其中L是在相繼的寬度調制脈沖的中心之間的時間間隔。
17.權利要求15所述的方法，進一步還包括對于每個所述音頻放大器通道，向與所述音頻放大器通道相關的調制器提供一個公共計數器信號，對于所述公共計數器信號進行模數操作以產生鋸齒形信號，并且根據所述產生的鋸齒形信號產生所述寬度調制脈沖。
18.權利要求12所述的方法，進一步還包括在由每個所述音頻放大器通道處理的所述音頻信號中實現移動，其中所述音頻信號中的移動是與所述切換邊緣的移動互補的。
19.權利要求18所述的方法，其中在所述音頻信號中實現互補移動包括內插所述音頻信號以便包括互補移動。
20.權利要求12所述的方法，其中提供所述多個音頻放大器通道包括提供可以在多個分開的芯片中實施的音頻放大器通道。
21.權利要求12所述的方法，進一步還包括首先同步所述多個分開的通道，而后實現所述切換邊緣的移動或者所述音頻信號中的移動。
全文摘要
用于減小多通道數字音頻系統中噪聲電平的系統和方法，為此交錯在不同通道中的脈沖寬度調制的定時，并且由此減小切換噪聲的幅度并且增加產生的切換噪聲的頻率特性。一個實施例包括多通道數字脈沖寬度調制放大器，其中交錯由每個通道的調制器使用的定時信號以便均勻地分開所產生的脈沖寬度調制信號的切換邊緣。在每個通道中實現一個附加的互補延遲以均衡每個通道的總延遲，從而可以同步各個通道的輸出。可以在不同的芯片上實施不同的通道，在這種情況下可以先同步各個芯片而后交錯每個通道中處理的信號。
文檔編號H03F3/20GK1778037SQ200480010526
公開日2006年5月24日 申請日期2004年5月12日 優先權日2003年5月12日
發明者杰克·B·安德森, 威爾森·E·泰勒 申請人:D2音頻有限公司