專利名稱：Vco裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及搭載在播放用接收機、通信用收發機中的VCO(壓控振蕩電路)裝置，特別是涉及振蕩頻率在寬帶范圍的VCO裝置。
背景技術：
VCO裝置例如在播放用接收機或者通信用接收機中使用，用作為產生用于選擇任意高頻信號的本地頻率的電路。
圖20是以往的VCO裝置的電路框圖。圖20中，VCO電路群104振蕩與施加在頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號。電源流電路105設定作為VCO電路群104的一個構成元件的振蕩晶體管(未圖示)的驅動電流。信號選擇單元103選擇VCO電路群104的輸出信號，向本地信號輸出端子輸出本地信號fvco。PLL106把由信號選擇單元103選擇的本地信號fvco分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差變換了的電壓信號。環路濾波器107使PLL106輸出的輸出信號平滑，輸出控制本地信號fvco的振蕩頻率的控制電壓Vt。
在具有便攜電話機的移動體接收器中，如VCO電路群104所示，準備振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路104a、104b以及VCO電路104c是有用的。因為這不論對于為了實現搭載在移動體接收機中的IC的小型化或者低功耗，還是對于為了在低電源電壓下確保正常的工作，還是對于為了在寬頻率范圍內得到良好的相位噪聲特性都是適宜的電路構成。
圖21表示供給到VCO電路104a、104b以及VCO電路104c的頻率控制電壓Vt與其振蕩頻率的關系。特別是，為了把電視用播放接收機等的頻率范圍寬的高頻信號頻率變換為第1IF信號，在VCO電路中也同樣需要使頻率范圍寬的本地信號振蕩。為了在寬帶滿足本地信號的振蕩頻率，VCO電路104a發揮把本地信號的低頻頻率作為振蕩頻率范圍的作用。另外，VCO電路104b承擔把本地信號的中頻頻率作為振蕩范圍，VCO電路104c承擔把本地信號的高頻頻率作為振蕩范圍的作用。通過這樣的VCO電路的作用分擔，使得其在預定的頻率范圍振蕩，得到預期的電特性。
另外，作為與其關聯的以往技術，例如在日本特開平9-102752號公報中介紹。
然而，在使用以往的VCO裝置謀求振蕩頻率范圍寬帶化的情況下，如圖22所示，如從VCO電路104a、104b以及VCO電路104c的偏置(offset)頻率與相位噪聲的特性關系明確的那樣，承擔本地信號的低頻側頻率的VCO電路104a振蕩的信號對于VCO電路104b以及VCO電路104c，成為比較小的相位噪聲。
這是因為在VCO電路內部安裝的諧振電路的Q(品質因數)依賴于頻率特性。隨著振蕩頻率成為高頻帶，不能夠忽略由電路的信號布線的阻抗或者信號布線帶來的雜散電容，Q降低。如果諧振電路的Q降低則一般相位噪聲增大。
如圖20所示，以往的VCO裝置中，設定在VCO電路104a、104b以及VCO電路104c中準備的振蕩晶體管(未圖示)的電流的電流源電路105在各VCO電路中共同使用或者在分別連接的情況下幾乎相同地設定電流。
在這種構成中，電流源電路105的電流設定成使得頻率范圍最高，以便不利于降低相位噪聲的例如VCO電路104c能夠達到預期的特性。因此，在降低相位噪聲比較有利的VCO電路104a以及VCO電路104b中必然按照小于等于預期特性的相位噪聲特性工作。VCO電路104a、VCO電路104b滿足預期的相位噪聲。然而，由于必須供給非預期的額外的電流，因此帶來功耗增加。
在具有便攜電話機的移動體終端機中搭載VCO裝置的情況下，由于因作為驅動用電源的電池而限制連續使用時間。因此，搭載在移動體終端機中的播放用接收機以及通信用收發機的低功耗是非常重要的問題。
發明內容
本發明目的在于提供能夠達到振蕩頻率范圍的寬化帶和低功耗化雙方的VCO裝置以及使用了該裝置的接收機。
本發明的VCO裝置具有振蕩與施加在頻率控制電壓端子的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO(壓控振蕩器)電路；分別設定該多個VCO電路具有的振蕩晶體管的各個驅動電流的電流源電路；切換VCO電路的輸出信號的信號選擇單元；把由該信號選擇單元選擇的本地信號分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差變換了的輸出信號的PLL；以及使該PLL的輸出信號平滑，輸出作為頻率控制電壓的控制電壓Vt的環路濾波器。根據該結構，則能夠與對于各個VCO電路的振蕩頻率的相位噪聲的特性相對應，實現低功耗。
另外，本發明的VCO裝置在VCO電路中，把可以得到與振蕩頻率的范圍最高的VCO電路振蕩的相位噪聲同等的相位噪聲的電流作為其它多個VCO電路的電流源電路的電流。由此，能夠特別地使承擔低頻側頻率的VCO電路低功耗化。
另外，本發明的VCO裝置是把驅動VCO電路的電流源電路的電流作為可變電流源電路的VCO裝置。依據該結構，則能夠根據溫度變化或者電源電壓變動的所謂的工作環境變動或者不同的預期特性的通信標準的切換，修正相位噪聲，能夠得到良好的通信特性。
另外，本發明的VCO裝置具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號，振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；把從多個VCO電路的某一個輸出的本地信號和從高頻信號輸入端子輸入的接收信號混合的高頻信號處理單元；以及根據從VCO電路群輸出的振蕩頻率切換可變電流源電路的電流的電流控制單元。
這樣的構成能夠以振蕩晶體管的驅動電流修正根據在VCO電路中構成的諧振電路元件的Q或者寄生電容等的頻率特性變動的相位噪聲。由此，能夠在寬帶的頻率范圍得到更恒定的相位噪聲特性。
另外，本發明的VCO裝置具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路和分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的電流源電路，設定各個VCO電路的諧振電路使得與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應地振蕩的頻率范圍的一部分重復。
即使在構成各個VCO電路的各個諧振電路中發生相對的偏離，在各個VCO電路中設定的振蕩頻率范圍向高頻方向/低頻方向相反偏離的情況下，也能夠使預期的振蕩頻率范圍連續可變。
另外，本發明的VCO裝置具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路和分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的電流源電路，設定各個VCO電路的諧振電路使得施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt的變化和由與該控制電壓Vt相對應的振蕩頻率的變化構成的振蕩靈敏度在各個VCO電路中幾乎相同。通過使由控制電壓Vt引起的可變電容元件的電容變動增大，其結果，在各個VCO電路中使由振蕩頻率變動增大引起的對于相位噪聲的影響相同，能夠在寬帶的頻率范圍內得到更恒定的相位噪聲性能。
另外，本發明的VCO裝置由以下部分構成，這些部分是振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的電流源電路；包括連接到VCO電路的輸出一側，而且連接到高頻輸入信號選擇單元的輸出一側的MIX電路(MIX電路是把頻率不同的兩種信號相乘后輸出的電路)的高頻信號處理單元；切換VCO電路的輸出信號的信號選擇單元；把由該信號選擇單元選擇的本地信號分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差變換了的電壓信號的PLL；以及使該PLL的輸出信號平滑，輸出控制振蕩頻率的控制電壓Vt的環路濾波器。
根據這樣的構成，能夠把連接具有寬帶的振蕩頻率范圍的VCO電路的輸出信號的MIX電路作為多個MIX電路，能夠使在各個MIX電路中信號處理的頻帶成為不同的范圍。由于能夠排除在使MIX電路寬帶化時成為問題的消耗電流的增加，因此在能夠實現低功耗的同時能夠得到良好的通信特性。
另外，本發明的VCO裝置在高頻輸入信號選擇單元上連接了多個低噪聲放大器(LOW NOISE AMPLIFIER；以下簡稱為LNA)。
由此，如果在多個LNA的每一個中具有電源通、斷功能，則能夠選擇預期的高頻輸入信號。另外，能夠不增加在使LNA寬帶在時成為問題的消耗電流，能夠以低功耗得到良好的通信特性。
另外，本發明的VCO裝置用多個LNA以及BPF(BAND PASSFILTER，帶通濾波器)電路構成高頻輸入信號選擇單元。
多個LNA具有電源通、斷功能，另外，通過使BPF電路中具有頻率可選擇的諧振功能，能夠選擇高頻輸入信號。另外，在接收電波狀況下，在高頻輸入信號中包括干擾波，特別是在干擾波的電場強度強的情況下，通過利用BPF電路使該干擾波衰減，能夠得到良好的通信特性。
另外，本發明的VCO裝置具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；把從多個VCO電路輸出的本地信號和從高頻信號輸入端子輸入的接收信號混合的高頻信號處理單元；把從高頻信號處理單元輸出的模擬信號進行數字解調處理，判定接收特性的接收特性判定單元；以及輸出與從該接收特性判定單元輸出的數字信號相對應的電壓或者電流，切換可變電流源電路的電流的電流控制單元。
能夠與搭載的收發機系統的通信狀態的變動相對應地修正相位噪聲，能夠得到良好的通信特性。
另外，本發明的VCO裝置具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；把從多個VCO電路輸出的本地信號和從高頻信號輸入端子輸入的接收信號混合的高頻信號處理單元；把從高頻信號處理單元輸出的模擬信號進行數字解調處理，判定數字調制方式的數字調制方式判定單元；以及輸出與從該數字調制方式判定單元輸出的數字信號相對應的電壓或者電流，切換可變電流源的電流的電流控制單元。
在搭載的收發機系統所對應的播放標準或通信標準并用多種數字調制方式的情況下，與按照這些數字調制方式決定的振幅和相位軸上的多重性相反，能夠實現低功耗。
圖1是本發明的VCO裝置的電路框圖。
圖2是表示本發明的VCO電路的相位噪聲與驅動電流的關系的特性圖。
圖3是本發明的VCO裝置的另一實施形態的電路框圖。
圖4是本發明的另一VCO裝置的實施形態的電路框圖。
圖5是使用了一般的諧振電路的VCO裝置的框圖。
圖6表示夠忽視由IC處理引起的偏離時的振蕩頻率范圍。
圖7表示不能夠忽視由IC處理引起的偏離時的振蕩頻率范圍。
圖8表示在多個VCO電路中使振蕩靈敏度不恒定時的振蕩頻率范圍。
圖9表示在多個VCO電路中使振蕩靈敏度恒定時的振蕩頻率范圍。
圖10是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖11是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖12是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖13是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖14是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖15是本發明的VCO電路中的相位噪聲與驅動電流的相關圖。
圖16是表示調整本發明的可變電流源電路的電流的工作的一個例子的流程圖。
圖17是本發明的VCO裝置的其它實施形態的電路框圖。
圖18是與本發明的數字調制方式相對應的VCO電路的預期的相位噪聲與電流的相關圖。
圖19是表示根據本發明的數字調制方式調整電流的工作的一個例子的流程圖。
圖20是以往的VCO裝置的電路框圖。
圖21是以往的VCO裝置中的控制電壓與振蕩頻率的特性關系圖。
圖22示出以往的VCO裝置中的偏置頻率與相位噪聲的特性關系圖。
符號說明1高頻信號處理單元2a高頻信號輸入端子2b高頻信號輸出端子3LO信號選擇單元4VCO電路群4a、4b、4cVCO電路5、9電流源電路群5a、5b、5c電流源電路6PLL7環路濾波器8頻率控制電壓端子9a、9b、9c可變電流源電路11數字解調電路12BER判定電路13電流控制單元14選臺單元15接收特性判定單元16數字調制方式檢測電路17數字調制方式判定電路18數字調制方式判定單元20a、20b、20cMIX電路21高頻輸入信號選擇單元22高頻輸出信號選擇單元
23低噪聲放大器群(LNA群)23a、23b、23c低噪聲放大器(LNA)24BFP具體實施方式
以下，說明本發明的實施形態(實施形態1)圖1是示出本發明的VCO裝置的一個例子的框圖。
本發明的VCO裝置具有高頻信號處理單元1。高頻信號處理單元1例如能夠用于在便攜電話機那樣的移動體終端機中搭載的收發電路。在高頻信號處理單元1中具備高頻信號輸入端子2a和高頻信號輸出端子2b。
本發明的VCO裝置具有VCO電路群4。VCO電路群4振蕩與施加到頻率控制電壓端子8的控制電壓Vt相對應的頻率的信號。LO信號選擇單元3從VCO電路群4中選擇預期的輸出信號。PLL6把由LO信號選擇單元3選擇的本地信號fvco分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據兩者的相位差變換了的電壓信號。環路濾波器7使PLL6的輸出信號平滑后，輸出用于控制本地信號fvco的振蕩頻率的控制電壓Vt，把由LO信號選擇單元3選擇的本地信號fvco向高頻信號處理單元1輸出。
進而，在移動體終端機中一般要求小型、低功耗。從而，對移動體終端機中搭載的VCO裝置當然也要求小型、低功耗。另外，VCO裝置一般IC化。為此，要求即使在IC封裝的小型化或者在低電源電壓下也能夠正常地工作的IC。
圖1所示的本發明的VCO電路群4適用于接收或者發送寬帶的頻率范圍。VCO電路群4具備VCO電路4a、VCO電路4b以及VCO電路4c共3個VCO電路。在這3個VCO電路的每一個中構成振蕩預定的頻率范圍的所謂的振蕩晶體管(未圖示)。
電流源電路群5具備電流源電路5a、電流源電路5b以及電流源電路5c。電流源電路5a用于驅動VCO電路4a而提供。同樣，電流源電路5b用于驅動VCO電路4b，電流源電路5c用于驅動VCO電路4c而提供。電流源電路5a、電流源電路5b以及電流源電路5c被設定為相互不同的電流值。即，使得振蕩相互不同的頻率范圍那樣，分擔作用和功能。
具有這樣構成的本發明的VCO裝置能夠根據對于振蕩頻率范圍不同的各個VCO電路的振蕩頻率的相位噪聲特性，分別設定電流使其工作。由此，能夠根據頻率特性或者設備預期的特性，設定各個VCO電路的相位噪聲的最佳值。
圖2示出上述相位噪聲與分別對應于電流源電路5a、5b以及5c的電流A、B以及C的關系。
示出振蕩頻率的范圍不同的3個VCO電路，即，承擔低頻側頻率的VCO電路4a、承擔中頻頻率的VCO電路4b以及承擔高頻側頻率的VCO電路4c與在驅動這些電路的各個電流源電路5a、電流源電路5b以及電流源電路5c中設定的電流A、B以及C的值和相位噪聲的關系。
這樣的VCO電路必須承認受到電路的阻抗或者雜散電容的影響。特別是，承擔高頻側頻率的VCO電路4c最容易受到其影響。換言之，在降低相位噪聲方面越是承擔低頻側頻率的VCO電路越有利，理想的是還能夠減小電流源電路的電流。
(實施形態2)圖3是表示本發明的VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與圖1所示的實施形態1的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號。
VCO電路群4的構成與實施形態1(圖1)相同。即，具有振蕩頻率范圍不同的VCO電路4a、VCO電路4b以及VCO電路4c。為了驅動VCO電路群4具備電流源電路群9。電流源電路群9具有可變電流源電路9a、可變電流源電路9b以及可變電流源電路9c。可變電流源電路9a用于驅動VCO電路4a而提供。同樣，可變電流源9b用于驅動VCO電路4b，可變電流源電路4c用于驅動VCO電路4c而提供。
圖3所示的VCO裝置與圖1所示的裝置的不同點在于電流源電路群9是可變電流源。其它的構成即，VCO電路群4、高頻信號處理單元1、LO信號選擇單元3、PLL6以及環路濾波器7的構成與圖1所示的基本相同，因此省略詳細的說明。
為了進行實施形態2的說明而使用的圖3所示的本發明的VCO電路裝置由于具有可變電流源電路9c，因此不僅通過對于VCO電路4a、4b以及VCO電路4c振蕩的振蕩頻率的相位噪聲特性，而且通過溫度或者電源電壓等周邊工作環境的變動或者通信標準，即周圍環境或通信方式，能夠與通信裝置等的電特性相吻合的實現多種預期的特性。
(實施形態3)圖4是表示本發明的VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與為了說明實施形態1使用的圖1以及為了說明實施形態2使用的圖3的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
圖4與上述2個實施形態的不同點在于具備用于與本地信號振蕩頻率fvco相對應地控制電流源電路群9的可變電流源電路9a、9b以及9c的各電流的電流控制單元13，以及設定PLL電路9的分頻比地控制在VCO電路中振蕩的頻率的選臺單元14。
電流控制單元13根據從選臺單元14輸出的分頻比設定信號，輸出控制電流源電路群9的電流的電壓或者電流信號。由此，能夠切換VCO電路4a、4b以及4c具有的振蕩晶體管(未圖示)的驅動電流。
如果依據使用圖4說明的實施形態3的構成，則能夠得到即使是寬帶的頻率范圍也能夠使相位噪聲幾乎成為恒定的VCO裝置。
(實施形態4)圖5是利用了一般的諧振電路例的VCO裝置的框圖。特別例示出VCO電路的具體的電路構成。另外，例示了準備2個振蕩頻率范圍不同的VCO電路的情況。VCO電路1以及VCO電路2由并聯連接的負性電阻部分(-R)、電感器L以及電容器C的LC并聯諧振構成。
并聯連接了這些元件的部分是具有被供給了電源電壓的晶體管等的生成功率的有源元件的并聯諧振電路，電路中的負性電阻部分(-R)在生成功率這樣的宗旨下與通常的電阻不同。由LC并聯諧振產生的諧振頻率fout能夠用下式求出。
fout=1/2π{L10·Ctotal}]]>這里，Ctotal是固定容量的電容器C10和C11通過可變電容元件Cv20的合成電容值。構成圖5所示的諧振電路時的Ctotal能夠用下式表示。
Ctotal=C10·{C11·Cv20C11+Cv20}]]>為了使諧振頻率fout變化，使用通過其兩個端子之間的電位差電容發生變化的可變電容元件Cv，根據從環路濾波器7輸出的控制電壓Vt控制可變電容元件的電容量Cv，能夠使振蕩頻率fout變化。
圖6和圖7圖示了圖5所示的2個VCO電路1、VCO電路2的振蕩頻率范圍。圖6示出能夠忽視因制造VCO電路1以及VCO電路2的IC工藝產生的偏離時的振蕩頻率范圍的一個例子。圖7示出不能夠忽視因IC工藝產生的偏離時的振蕩頻率范圍的一個例子。
這里，使用具體例子求圖5所示的VCO裝置具有的VCO電路1以及VCO電路2的各自的諧振頻率foutl和fout2。把可變電容元件Cv的控制電壓Vt取為V1＝1.0V，V2＝2.0V，使電壓Vt在V1～V2的范圍內變化時的VCO電路1和VCO電路2的諧振頻率的范圍如果取L10＝5.5nH，C10＝1.0pF，C11＝20.0pF，L20＝4.0nH，C20＝1.0pF，C21＝20.0pF，Cv10＝Cv20＝2.0pF(Vt＝V1＝1.0V時)Cv10＝Cv20＝1.0pF(Vt＝V2＝2.0V時)則成為VCO電路11278MHz＜fout1＜1513MHzVCO電路21499MHz＜fout2＜1801MHz即，VCO電路1和VCO電路2與施加到頻率控制電壓端子8上的控制電壓Vt相對應，振蕩頻率中的一部分頻率范圍(1499MHz～1536MHz)重復。
其次，假定各個VCO電路1以及VCO電路2的諧振電路中構成的電感器L10和電感器L20的電感(H)中相對的偏離發生4％(±2％)或者5％(±2.5％)，除去電感器以外，取為上述條件下的作為VCO電路1和VCO電路2的諧振頻率范圍的fout1’和fout2’假定電感的相對偏離為4％(±2％)，L10＝5.61nH＝5.5nH×1.02(+2％的偏離)L20＝3.92nH＝5.5nH×0.98(-2％的偏離)于是成為VCO電路11266MHz＜fout1’＜1536MHzVCO電路21522MHz＜fout2’＜1829MHz另外，假定電感的相對偏離為5％(±2.5％)，L10＝5.64nH＝5.5nH×1.025(+2.5％的偏離)L20＝3.90nH＝5.5nH×0.975(-2.5％的偏離)于是成為VCO電路11263.0MHz＜fout1’＜1517.1MHzVCO電路21518.1MHz＜fout2’＜1824.0MHz即，如果電感器的相對偏離超過5％，則產生出作為VCO電路1和VCO電路2的任一個都不能夠輸出的頻率范圍的1517.1MHz～1518.1MHz。
即，由于根據上述電感器的相對偏離，產生出不能夠連續變化的振蕩頻率，因此在用多個VCO電路構成的VCO裝置中，采用使振蕩與施加到頻率控制電壓端子8上的控制電壓Vt相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍的一部分重復的構成。
另外，在實施形態4中，敘述了電感器偏離時的例子。而對于作為電感器以外元件的電容器或者可變電容元件的偏離，可以說也是相同的。為此，考慮電感器、電容器以及可變電容元件的復合的偏離決定各個VCO電路1以及VCO電路2的電路常數，使得多個VCO電路的振蕩頻率范圍的一部分重復。
另外，在實施形態4中，作為一個例子，以電感器的相對偏離為4％、5％，敘述了振蕩頻率的范圍。然而，由于因IC工藝偏離的范圍不同，因此根據該偏離的范圍，還能夠使多個VCO電路的振蕩頻率的一部分重復。這是各個VCO電路的設計事項之一。
另外，本實施形態4中，說明了使用不平衡型振蕩電路的例子。當然，也可以采取使用了差動放大電路的平衡型振蕩電路。
另外，在實施形態4中，使用了可變電容元件，而只要是能夠根據端子間的電位差改變電容值的元件，則也能夠使用其它的元件。
進而，圖8和圖9示出VCO電路的振蕩靈敏度。圖8示出使振蕩靈敏度在多個VCO電路中不恒定時的振蕩頻率與控制電壓Vt的關系。圖9示出使振蕩靈敏度在多個VCO電路中幾乎恒定時的振蕩頻率與控制電壓Vt的關系。圖8示出已經在上述求出的fout1與fout2的振蕩頻率與控制電壓Vt的關系。
圖5示出的VCO電路1和VCO電路2把電容器(C10＝C20＝1.0pF，C11＝C21＝20.0pF)和可變電容元件(Vt＝V1＝10V時，Cv10＝Cv20＝2.0pF；Vt＝V2＝2.0V時，Cv10＝Cv20＝1.0pF)取為相同的構成，只是改變電感器10(＝5.5nH)和電感器20(＝4.0nH)的常數，得到不同的頻率范圍。
這里，如果把VCO電路1的振蕩靈敏度記為Δfout1/ΔVt，把VCO電路2的振蕩靈敏度記為Δfout2/ΔVt，則成為Δfout1/ΔVt＝(fout1 max-fout1 min)/(2.0-1.0)＝302MHz/VΔfout2/ΔVt＝(fout2 max-fout2 min)/(2.0-1.0)＝258MHz/V振蕩靈敏度不同。
振蕩靈敏度高的VCO電路1的一方易于受到控制電壓Vt的影響，相位噪聲易于劣化。因此，難以在寬帶的頻率范圍中得到恒定的相位噪聲特性。
圖9示出使多個VCO電路的振蕩靈敏度幾乎恒定時的振蕩頻率與控制電壓Vt的關系。把VCO電路1和VCO電路2的振蕩頻率分別表示為fout1”和fout2”。
在各個振蕩靈敏度的調整中，使用電感器(L10、L20)和電容器(C11、C21)。這些變更后的常數是L10＝5.3nH，L20＝4.1nH，C11＝45.0pF，C21＝9.5pF。
這里，與上述相同地示出常數調整后的振蕩靈敏度。如果把VCO電路1的振蕩靈敏度記為Δfout1”/ΔVt，把VCO電路2的振蕩靈敏度記為Δfout2”/ΔVt，則成為Δfout1”/ΔVt＝(fout1”max-fout1”min)/(2.0-1.0)＝274MHz/VΔfout2”/ΔVt＝(fout2”max-fout2”min)/(2.0-1.0)＝275MHz/V如從上述所明確的那樣，由于VCO電路1與VCO電路2的振蕩靈敏度幾乎恒定，因此由控制電壓Vt引起的對于相位噪聲的影響也恒定，能夠在寬帶的頻率范圍內得到更恒定的相位噪聲性能。
另外，在實施形態4中，為了說明上的方便，由于可變電容元件僅使用1個元件，進而，采取用狹窄的控制電壓Vt(1.0V～2.0V)控制振蕩頻率的構成，因此振蕩靈敏度非常高。然而，最好降低振蕩靈敏度，特別是使其在寬帶的頻率范圍內振蕩的情況下，通過采用并聯連接了多個能夠根據施加到元件的端子之間的電位差使電容值可變的元件的構成，能夠降低振蕩靈敏度。
(實施形態5)圖10是表示VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與圖1所示的實施形態1的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
VCO電路群4具有振蕩頻率范圍不同的VCO電路4a、VCO電路4b以及VCO電路4c。LO信號選擇單元3從VCO電路4a、4b以及4c的3個輸出信號(本地信號)中選擇一個本地信號。PLL6把由信號選擇單元3選擇的本地信號fvco分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差變換了的電壓信號。
環路濾波器7使從PLL6輸出的輸出信號平滑后，生成控制在VCO電路中振蕩的振蕩頻率的控制電壓Vt。從環路濾波器7輸出的控制電壓Vt控制在VCO電路群4中振蕩的振蕩頻率。
圖10所示的實施形態5還具有由多個MIX電路20a、MIX電路20b以及MIX電路20c構成的MIX電路群。這些多個MIX電路的一方的輸入連接到高頻輸入信號選擇單元21的輸出一側。另外，多個MIX電路的另一方的輸入分別連接到VCO電路4a、VCO電路4b以及VCO電路4c的輸出一側。多個MIX電路20a、MIX電路20b以及MIX電路20c的各個的輸出一側連接到高頻輸出信號選擇單元22。
依據這樣的構成，則通過采用在分別連接振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路的各個MIX電路中信號處理的頻帶不是以電視播放為代表的寬帶范圍，而是把分割了該寬帶范圍以內的一部分作為信號處理頻帶的MIX電路，能夠不增加使MIX電路寬帶化時成為問題的消耗電流，以低功耗得到良好的通信特性。
(實施形態6)圖11是表示VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與圖10所示的實施形態5的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
VCO電路群4具有構成為使得振蕩頻率范圍不同的VCO電路4a、VCO電路4b以及VCO電路4c。另外，具有電流源電路9。電流源電路9由可變電流源電路9a、可變電流源電路9b以及可變電流源電路9c構成。可變電流源電路9a是VCO電路4a的驅動電流源。同樣，可變電流源電路9b、可變電流源電路9c是為了驅動VCO電路4b、VCO電路4c分別連接的電流源。
如果分別調整可變電流源電路9a、9b以及可變電流源電路9c的電流，使VCO電路4a、4b以及VCO電路4c工作，則能夠得到具有不僅根據對于振蕩頻率的相位噪聲特性，而且根據溫度或者電源電壓等工作環境的變動或者通信標準而不同的多種預期的特性的VCO裝置。
(實施形態7)圖12是表示VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與圖11所示的實施形態6的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
在高頻信號輸入端子2a上連接LNA群23。LNA23群具有頻帶不同的LNA23a、LNA23b以及LNA23c，采用把這些多個LNA的各個輸出信號輸入到進行相同信號處理的頻帶不同的MIX電路20a、MIX電路20b以及MIX電路20c的構成。
在LNA23a、LNA23b以及LNA23c中雖然沒有圖示，但是在每一個中具備使它們的工作電源通、斷的開關功能。接通了電源的LNA把從高頻信號輸入端子2a供給的輸入信號放大，把放大了的信號分別輸出到MIX電路20a、20b以及20c。高頻輸出選擇單元22選擇從MIX電路20a、20b以及MIX電路20c輸出的高頻輸出信號，把其中的1個輸出到高頻信號輸出端子2b。
另外，各個LNA的信號處理帶寬通過取為把分割了寬帶頻率范圍內的一部分作為處理帶寬，能夠不增加使LNA寬帶化時成為問題的消耗電流，以低功耗得到良好的通信特性。
(實施形態8)圖13是表示VCO裝置的其它構成的一個例子的框圖。對與圖12所示的實施形態7的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
在LNA群23的輸出一側連接了具有可選擇頻率的調諧功能的BPF(帶通濾波器)電路24這一點與圖12不同。LNA群23中也如圖12所示，構成LNA23a、LNA23b以及LNA23c的3個LNA。BPF電路24的輸出信號供給到MIX電路20a、20b以及MIX電路20c。
在輸入到高頻信號輸入端子2a中的高頻信號中包含不希望的干擾波，特別是在干擾波的電場強度強的情況下，通過在BPF電路24中使這些干擾波衰減，能夠得到良好的通信特性。
另外，在圖13中，把BPF電路24配置在LNA群23的后一級，而也可以配置在LNA群23的前一級，即，高頻信號輸入端子2a的后面。另外，還可以配置在LNA群23的前一級以及后一級的雙方。
(實施形態9)圖14是表示包括VCO裝置的接收機的構成的一個例子的框圖。另外，對與圖3所示的實施形態2的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
圖14所示的VCO裝置具有接收特性判定單元15。接收特性判定單元15具有數字解調處理電路11以及BER判定電路12。
圖14所示的VCO裝置具有與圖4所示的裝置幾乎相同的電流控制單元13。數字解調電路11對從高頻信號輸出端子2b供給的輸出信號進行數字解調處理，進而，檢測比特率錯誤(Bit Error Rate；以下稱為BER)。BER判定電路12輸出與上述BER檢測結果相對應的數字信號。另外，所謂“BER”表示數字調制信號的接收品質，是表示在某個一定期間中接收的比特序列中包括多少錯誤比特的比率。
電流控制單元13輸出與從BER判定電路12輸出的數字信號相對應的模擬信號，調整在電流源電路9內部安裝的可變電流源電路9a、可變電流源電路9b以及可變電流源電路9c的電流。
其次，作為一個例子，使用圖15以及圖16說明由數字解調處理電路11、BER判定電路12以及電流控制單元13怎樣調整圖14所示的VCO電路4c的可變電流源電路9c的電流。
圖15示出以縱軸為相位噪聲，以橫軸為電流時的圖14所示的VCO電路4c的輸出信號FVCO的相位噪聲(c、d、e)與在電流源電路9c中設定的電流(C、D、E)的關系。圖15中，示出上述相位噪聲與上述電流的關系在電流C時相位噪聲變為最小的，缽形的特性曲線。無論使電流比C小，將其設定為用D、E示出的值，還是使其比用C示出的值大，將其設定為用F、G表示的值，相位噪聲在每一個方向都增大。
因此，為了減小相位噪聲實現優良的接收性能，一般最好設定為電流C。其中，這些相位噪聲與電流的關系最好根據周邊溫度或者電源電壓這樣的所謂工作環境條件進行再次調整。即，如果工作環境變化，則必須留意使相位噪聲更小的最佳電流并不是電流C。從而，為了維持優良的接收性能，進行設定使得與接收性能的變化相對應，把電流源9c的電流調整為最佳值，減小相位噪聲。
其次，參照圖14、圖15，說明圖16所示的流程。圖16是示出了調整電流的順序的流程圖。另外，流程圖的第1步驟，即作為初始條件，將圖15所示的VCO電路4c的可變電流源電路9c設定為相位噪聲成為最小的電流C(S100)。
接著，數字解調處理電路11對從包括VCO裝置的接收機的高頻信號輸出端子2b輸出的信號進行數字解調處理，檢測BER-1(S102)。在該預定時間以后，檢測BER-2(S104)。
前面已經敘述過，由于“BER”是表示在某個預定時間內接收的比特序列中包含多少錯誤比特的比率，因此在預定時間前后分別檢測BER，進行比較。
判定電路12把BER-1與BER-2進行比較，在BER-2比BER-1大的情況下，判定為接收結果惡化(S106)。這時，電流控制單元13為了調整相位噪聲與電流的關系，進行設定使得可變電流源電路9c的電流變為比C低的值E(S108)。
然后，同樣在檢測了BER-2以后的預定時間，檢測BER-3(S110)。在BER-3比BER-2小的情況下，判定為改善了接收結果(S112)。這時，把可變電流源電路9c的電流設定為比E更低的D。同樣，在經過預定時間以后，檢測BER-5(S116)。在BER-5比BER-3小的情況下，判斷為進一步改善了接收結果，在把電流設定為D的狀態下繼續工作(S114)。在BER-5比BER-3大的情況下，判斷為接收結果進一步惡化，把電流返回到E的狀態(S108)。
進而，在檢測為BER-3比BER-2大的情況下，判斷為接收結果惡化，把可變電流源電路9c的電流從E設定為F(S118)。然后，檢測BER-4(S120)，把BER-3與BER-4進行比較(S130)。在BER-4比BER-3小的情況下，判斷為接收結果進一步惡化，把電流設定為比F大的G的值(S124)。然后，檢測BER-6(S126)，把BER-4與BER-6進行比較(S128)。在BER-6比BER-4小的情況下判斷為改善了接收結果，在把電流設定為G的狀態下繼續進行工作(S124)。在BER-6比BER-4大的情況下判斷為接收結果惡化，在把電流設定為G的狀態(S118)下繼續進行工作。
以下同樣，通過邊進行BER的檢測和判定，邊根據接收結果的變動調整電流源電路9的電流，控制VCO裝置的相位噪聲特性。
如上所述，通過與表示接收機特性的優劣的BER的變化相對應，調整各個VCO電路的電流，即使溫度或者電源電壓這樣的工作環境發生變化也能夠修正相位噪聲，能夠得到實現在寬帶中成為良好的相位噪聲特性的VCO裝置的效果。
(實施形態10)圖17是表示包括VCO裝置的接收機的構成的一個例子的框圖。另外，對與圖3所示的實施形態2的構成要素相同或者相對應的構成要素標注相同的符號，省略詳細的說明。
另外，使用圖17說明的實施形態10在具有數字調制方式判定單元18這一點與前面的其它實施形態不同。數字調制方式判定單元18具有數字調制方式檢測電路16和數字調制方式判定電路17。數字調制方式檢測電路16在檢測從高頻信號輸出端子2b輸出的輸出信號的數字調制方式的同時，進行數字解調處理。
數字調制方式判定電路17輸出與由數字調制方式檢測電路16檢測出的數字調制方式相對應的模擬信號。圖17還具有電流控制單元13。電流控制單元13根據來自數字調制方式判定電路17的模擬信號，調整電流源電路9中具備的可變電流源電路9a、可變電流源電路9b以及可變電流源電路9c的電流。
接著，使用圖15、圖18以及圖19說明通過數字調制方式檢測電路16、數字調制方式判定電路17以及電流控制單元13進行的，基于可變電流源電路9c的VCO電路4c的電流調整工作。
圖18示出數字調制方式(接收機預期的CNR)和與此相對應的VCO電路的預期的相位噪聲以及電流的關系。這里，數字調制方式(1)、數字調制方式(2)以及數字調制方式(3)分別假定為256QAM、16QAM以及QPSK這樣的調制復用度不同的數字調制方式。
在一般的數字調制方式中，分辨率被高度調制復用了的256QAM等的方式能夠提高每單位頻帶的傳輸速度。然而，需要極大地確保從傳輸信號路徑經過高頻信號處理單元輸入到數字解調單元中的IF信號的信號對于噪聲的功率比(CNR)。
根據接收信號的數字調制方式，決定接收機預期的CNR以及搭載在接收機中的VCO裝置的預期的相位噪聲。在近年來的無線通信中，存在根據其用途或者使用環境切換調制方式使傳輸速度或者傳輸品質多樣化的播放通信標準。從而，不是把搭載在接收機中的VCO裝置的相位噪聲特定為預定的值，而是按照與各種調制方式相適應的預期的特性保持數字解調處理的解調率被認為為最佳的設計。
因此，如圖18所示，設定與調制方式(1)、調制方式(2)以及調制方式(3)的每一個相對應的相位噪聲c、相位噪聲e以及相位噪聲d，通過把VCO電路的電流分別調整為C、E以及D的值，能夠在接收調制復用度(MODULATION MULTIPLICITY)比較小的數字調制方式的信號時得到低消耗電流化的效果。
圖19是示出了根據數字調制方式調整上述電流的工作的一個例子的流程圖。首先，VCO電路4c的可變電流源電路9c在多種數字調制方式中，被設定為用于實現預期的CNR最大，即最嚴格，而且實現便小的相位噪聲c的電流C(S200)。
接著，由數字解調處理電路11檢測數字調制方式(S202)，在檢測結果是調制方式(2)的情況下(S204)，使可變電流源電路9c的電流減少到電流E(S206)，而且，實現調制方式(2)的解調效率能夠維持的相位噪聲e。
在調制方式不是調制方式(2)的情況下，判定是否是調制方式(3)(S208)。在判定為是調制方式(3)的情況下進行設定使得電流變為進一步減少的D(S210)。在不是調制方式(3)的情況下，進行再次設定，使得其再次變為電流C(S200)。
然后同樣地檢測數字調制方式。在是不同的調制方式的情況下，例如，調制方式(3)在再次設定為與調制方式相適應的可變電流源電路的電流的狀態下繼續進行工作。
如上所述，本發明的VCO裝置在接收或者發送同時使用了不同的若干種數字調制信號的播放標準或通信標準的高頻信號的情況下，能夠根據接收的數字調制方式可變地調整各個VCO電路的電流。
例如，在數字調制中，處理16QAM等代碼間比較接近，由信號對于噪聲的功率比(CNR)產生的信號惡化的影響大的方式的高頻信號的情況下，增大VCO電路的電流，另一方面，在處理QPSK等代碼之間比較不接近，由信號對于噪聲的功率比(CNR)產生的信號惡化的影響小的方式的高頻信號的情況下，積極地減少VCO電路的電流，由于進行這樣的調整，因此能夠得到實現寬帶而且低消耗電流的VCO裝置的效果。
另外，在本發明的各實施形態中，VCO電路采用3個的構成，但并不限于這種構成，也能夠適用于具有2個或2個以上的VCO電路的VCO電路裝置的構成。
另外，在本發明的各實施形態中，作為切換多個VCO電路的信號選擇單元，僅說明了使用開關電路的例子。但還能夠使用電隔離由多個電路構成的相互的VCO電路的構成。除此以外，還能夠使用在VCO電路與MIX之間插入信號放大單元的構成。
另外，在本發明的各實施形態中，僅說明了在高頻信號處理單元的構成中使用單轉換方式的例子。而在雙轉換方式或者直接轉換方式，或者采用IQ輸出形式具有正交MIX的接收機的構成中也能夠使用本發明記述的VCO裝置。
另外，在本發明的各實施形態中，作為切換可變電流源電路的電流的電流控制單元說明了使用電流控制單元的構成。而也能夠使用附加了電流切換單元的調節器電路，或者配置電流不同的多個固定電源，切換這些固定電流源這樣的電流調整單元。另外，在多個VCO電路中對于除去選臺所必需的VCO電路以外的其它多個VCO電路還能夠使電流源電路斷開而不流過電流。
另外，在本發明的各實施形態中，僅說明了在接收器中使用VCO裝置的例子。而具有實現寬帶振蕩頻率范圍和低消耗電流這兩個的效果的本發明的VCO裝置還能夠廣泛地使用在包括接收機和發送機的通信系統中。另外，在能夠與具有不同頻帶的多個通信標準相對應的同時，特別是在電力供給源是電池的便攜電話機等可移動設備中，可以得到能夠更長時間連續使用圖像或者聲音或者數據的收發的效果。另外，隨著將來調諧器的小型、輕量化的發展，在電力供給源是電池的便攜電話機等可移動設備中，即使是在內部安裝調諧器的情況下，也能夠期待可以更長時間地連續再現圖像或者聲音的效果。
另外，在本發明的各實施形態中，作為用于調整可變電流源電路的電流的判定單元，僅說明了使用BER或者數字調制方式這樣的判定指標的構成，而也能夠使用其它的判定指標。
如上所述，依據本發明，則由于能夠提供實現振蕩頻率范圍寬帶化和低功耗化的對方的VCO裝置，因此其產業上的利用價值很高。
權利要求
1.一種VCO裝置，其特征在于，具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路具有的振蕩晶體管的驅動電流的電流源電路；切換上述VCO電路的輸出信號的信號選擇單元；把由上述信號選擇單元選擇的本地信號分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差而變換了的信號的PLL；以及使該PLL的輸出信號平滑，輸出控制上述振蕩頻率的上述控制電壓的環路濾波器。
2.根據權利要求1所述的VCO裝置，其特征在于為了使多個VCO電路的各個的相位噪聲相等，在VCO電路中，以振蕩頻率的范圍最高的VCO電路的振蕩信號的相位噪聲為基準，設定其它的VCO電路的電流源電路的電流值。
3.根據權利要求1所述的VCO裝置，其特征在于電流源電路采用可變電流源電路。
4.根據權利要求1～3的任一項所述的VCO裝置，其特征在于具有與從VCO電路輸出的振蕩頻率相對應地切換可變電流源電路的電流的電流控制單元。
5.根據權利要求1～4的任一項所述VCO裝置，其特征在于從多個VCO電路分別輸出的振蕩頻率的一部分重復，而且，能夠在預期的振蕩頻率的范圍內連續可變。
6.根據權利要求1～5的任一項所述的VCO裝置，其特征在于基于多個VCO電路的每一個的施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓的變化和與該控制電壓相對應的振蕩頻率的變化的振蕩靈敏度基本相等。
7.根據權利要求1～6的任一項所述的VCO裝置，其特征在于，具有與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓相對應，振蕩不同頻率的信號的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；包括連接到多個VCO電路的輸出信號和高頻輸入信號選擇單元的MIX電路的高頻信號處理單元；切換VCO電路的輸出信號的信號選擇單元；把由該信號選擇單元選擇的本地信號分頻，與基準信號的相位進行比較，輸出根據相位差而變換了的電壓信號的PLL；以及使該PLL的輸出信號平滑，輸出控制振蕩頻率的控制電壓的環路濾波器。
8.根據權利要求7所述的VCO裝置，其特征在于高頻輸入信號選擇單元包括低噪聲放大器，進而，上述低噪聲放大器具有電源通、斷功能。
9.根據權利要求8所述的VCO裝置，其特征在于高頻輸入信號選擇單元包括低噪聲放大器，具有配置在上述低噪聲放大器的前級或者后級，或者上述前級以及后級雙方中的BPF電路，進而，低噪聲放大器具有電源通、斷功能，進而，上述BPF電路具有能夠選擇頻率的調諧功能。
10.根據權利要求3～9的任一項所述的VCO裝置，其特征在于具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；把從多個VCO電路某一個輸出的本地信號和從高頻信號輸入端子輸入的接收信號混合的高頻信號處理單元；把從高頻信號處理單元輸出的模擬信號進行數字解調處理，判定接收特性的接收特性判定單元；以及輸出與從該接收特性判定單元輸出的數字信號相對應的電壓或者電流，切換上述可變電流源電路的電流的電流控制單元。
11.根據權利要求3～9的任一項所述的VCO裝置，其特征在于，具有振蕩與施加到頻率控制電壓端子上的控制電壓相對應的頻率信號的振蕩頻率范圍不同的多個VCO電路；分別設定該多個VCO電路的各個驅動電流的可變電流源電路；把從多個VCO電路的某一個輸出的本地信號和從高頻信號輸入端子輸入的接收信號混合的高頻信號處理單元；把從高頻信號處理單元輸出的模擬信號進行數字解調處理，判定數字調制方式的數字調制方式判定單元；以及輸出與從該數字調制方式判定單元輸出的數字信號相對應的電壓或者電流，切換上述可變電流源電路的電流的電流控制單元。
全文摘要
本發明提供用于電視播放接收機那樣的無線單元中的VCO(壓控振蕩器)裝置，提供振蕩寬帶振蕩頻率并且能夠實現低功耗的VCO裝置，VCO電路群(4)振蕩與施加到頻率控制電壓端子(8)上的控制電壓Vt相對應的頻率的信號，LO信號選擇單元(3)選擇來自VCO電路群(4)的所需要的輸出信號，PLL(6)把由LO信號選擇單元(3)選擇的本地信號fvco分頻，與基準信號的相位進行比較并且輸出根據相位差變換的電壓信號，環路濾波器(7)使來自PLL(6)的輸出信號平滑，輸出控制頻率的控制電壓Vt，并且把由信號選擇單元(3)選擇的本地信號輸出到高頻信號處理單元(1)。
文檔編號H03L7/10GK1701512SQ200480000930
公開日2005年11月23日 申請日期2004年6月24日 優先權日2003年6月27日
發明者藤井健史, 足立憲司, 尾關浩明, 巖井田峰之 申請人:松下電器產業株式會社