專利名稱：放大器、以及使用該放大器的發射器和通訊裝置的制作方法
背景技術：
發明領域本發明涉及放大器以及包括該放大器的發射器和通訊裝置。尤其，本發明涉及高頻工作的放大器，以及包括該放大器的發射器和通訊裝置。
背景技術：
功率放大器常用于移動電話等之類的發射塊中，它必須能夠以高增益來放大幾瓦級(W)的信號。
圖10圖形說明一例常規放大器900的典型結構，它設計用于放大微弱的接收信號(見，例如，Behzad Razavi編著《RF微電子學》(“RFMicroelectronics”，Prenti-Hall出版，1997年11月1日出版，第169頁)。
在圖10所示的放大器900中，通過輸入端901所輸入的信號施加至晶體管910的基極。該信號經放大，通過集電極引入，在輸出端902輸出。通過電阻921將偏置Vb施加至基極。通過電感器922將偏置Vc施加至集電極。為了確保在集電極偏置和基極偏置之間的分離，在基極一側連接一個耦合電容器920，該耦合電容器在基頻fc上呈現出非常小的阻抗。
在晶體管910的基極和集電極之間，存在著寄生電容器923(具有電容Cp)。電感器924(具有電抗Lx)以并聯方式連接至寄生電容器923。本文假定可選擇電感器923的電抗，使之與寄生電容器923所產生的并聯諧振發生于期待放大的頻率fc，并且下列公式1在該頻率fc(角頻率ω＝2πfc)上得以滿足Lx×Cp＝1/ω2(1)通過規定電感器924的電抗值，電感器923和寄生電容器923的功能使得在基極和集電極之間產生并聯諧振，從而最大化阻抗。由于該結果抑止了功率反饋，所以就減小了在晶體管增益中的降低。通過減小在晶體管增益中的降低，就有可能減小放大器的功率附加效率(PAE)的降低。
圖11圖示說明一例發射器930的典型結構，它可進行極坐標調制操作，以明顯提高放大器的工作效率(見，例如，USP No.6256482)。在圖11所示的發射器930中，經過π/4相移的QPSK(正交相移鍵控)調制的數字基帶信號輸入到信號發生部分931，該信號發生部分是由DSP(數字信號處理器)和DAC(數字模擬轉換器)組成。信號發生部分931從數字基帶信號中提取相位分量，并且將它作為相位控制信號Eph(t)輸出。此外，信號發生部分931從數字基帶信號中提取幅度分量，并且作為幅度調制信號Emag(t)輸出。
相位控制信號Eph(t)輸入至正交調制器932。根據相位控制信號Eph(t)，正交調制器932調制具有頻率f0的載波信號，并輸出疊加相位控制信號Eph(t)的相位調制信號，使得相位控制信號Eph(t)具有一定的包絡。濾波器933從相位調制信號中去除任何不需要的信號分量。來自濾波器933的輸出信號輸入至三級功率放大塊，三級功率放大塊包括一個驅動級放大器934，一個中間級放大器935和一個后級放大器936，這三級依次串聯連接。
驅動級放大器934具有一定的電壓，該電壓從電池施加至它的電源端937。驅動級放大器934放大相位調制的信號，并且將所放大的信號輸入至中間級放大器935。
另一方面，幅度調制信號Emag(t)由高效率的D類放大器938放大。濾波器939從來自D類放大器938所輸出的信號中去除任何不需要的分量，并且輸出最終的信號，作為幅度調制信號Efm(t)。該幅度調制信號Efm(t)可分成為兩部分。即，幅度調制信號Efm(t)輸入到中間級放大器935的電源部分(未顯示)和輸入到后級放大器936的電源部分(未顯示)。
根據輸入到電源部分的幅度調制信號Efm(t)，中間級放大器935放大或者衰減由驅動級放大器934所輸出的相位調制信號。
后級放大器936混合由中間級放大器935輸出的相位調制信號和輸入到它的電源部分的幅度調制信號Efm(t)，并隨后輸出已經疊加在載波信號上的π/4相移的QPSK調制信號。假設此π/4相移QPSK調制的信號的包絡具有電壓Eo(t)。
于是，由數字基帶信號產生相位調制信號和幅度調制信號，并且將已經輸入至后級放大器936的電源部分的幅度調制信號與相位調制信號相混合。采用這一方式，就獲得了根據數字基帶信號經歷極坐標調制(極性調制)的信號，并以此作為輸出。
現在，討論與圖10所示放大器有關的問題。實際上，晶體管不僅包括寄生電容器，還固有地包括在晶體管內的基極—集電極電容(稱之為“固有電容器”)。
圖12是說明圖10所示的晶體管910的等效電路圖的示意圖。電阻器912和電容器912存在于基極和發射極之間。恒定電流源914和輸出電阻915存在于集電極和發射極之間。固有電容器(基極—集電極電容)911存在于基極和集電極之間。
在作為發射信號的放大器的情況下，不同于接收信號的放大器，常常需要“大規格”的晶體管，以便于能夠輸出高功率的信號。其結果是，固有電容器911具有一個大的電容，并且固有電容器911的電容變得比圖10所示的寄生電容器923的電容更重要。因此，僅僅只需提供一個與圖10所示的寄生電容器923共振的電感器924(如在由Behzad Razavi編著的上述文檔中所討論的)就會產生在諧振頻率中的相移，從而使得它難以充分地防止在所需頻率上的增益下降(下文中將這一問題稱之為“第一問題”)。
在近年來的通訊技術中，需要放大器在一個較寬的頻率范圍中具有均勻的增益。在圖10所示的放大器900中，由電感器924和寄生電容器923所組成的并聯諧振電路的Q值會由于低阻抗分量而增加。這高Q值意味著諧振電路的阻抗會隨著頻率而發生較大的變化，于是防止放大器在一個較寬的頻率范圍內具有均勻的增益(下文中將這一問題稱之為“第二問題”)。
接著，討論與圖11所示發射器有關的問題。首先，特別討論后級放大器936的工作。通常，在移動電話中的發射器必須能夠根據與基站的距離來控制它的輸出功率電平。下文中，將這一輸出功率的控制簡稱之為“功率控制”。為了獲得這類功率控制，發射器必須具有較寬的動態范圍。這里，所討論的情況是輸出調制信號的平均輸出功率所需要的變化范圍為20dBm，從10dBm到30dBm。
圖13是說明圖11所示后級放大器936中的源電壓Vcc和輸出電壓Vo之間關系的圖形。準予后級放大器936始終工作于飽和區域，基本上，輸出電壓Vo按源電壓Vcc的比例增加，正如在圖13中以虛線環繞的區域所表示的。
π/4QPSK調制信號是一個幅度隨時間變化的信號。對于一個給定的平均功率來說，π/4QPSK調制信號的幅度具有大約18dB的動態范圍，從+3dB到-15dB。
通過允許幅度調制信號Efm(t)在源電壓Vcc的范圍A中變化，就能夠輸出具有最大平均功率為30dBm的調制信號。在范圍A中，輸出電壓Vo隨著源電壓Vcc線性變化。因此，在精確的幅度信息是按幅度調制信號Efm(t)比例的情況下，后級放大器936輸出具有包絡Eo(t)的π/4相移QPSK調制信號。
另一方面，通過允許幅度調制信號Efm(t)在源電壓Vcc的范圍B內變化，可以輸出具有最小平均功率為10dBm的調制信號。在范圍B中，輸出功率Vo不隨著源電壓Vcc線性變化。因此，輸出調制信號是失真的，即，包絡Eo(t)具有不精確的幅度信息。這會導致劣化通訊質量。
接著，討論為什么輸出電壓Vo不能在范圍B中隨著變化的源電壓Vcc線性變化的理由。
為了使得輸出電壓Vo線性變化，后級放大器936必須完全地在飽和區域內工作。
圖13中的區域X和Y是輸出電壓不能線性變化的區域，因為后級放大器936不在飽和區域內工作。
在區域X中，相對于源電壓Vcc，輸入功率是小的，因此后級放大器936不會飽和。于是，盡管提高源電壓Vcc，但輸出電壓Vo不會變化。
中間級放大器935的源電壓可變化，使之產生與后級放大器936所定義源電壓相同的電勢。因此，在區域Y中，中間級放大器935提供的輸出功率不足以使后級放大器936適當地飽和。
區域Z是輸出電壓Vo不會線性變化的區域，盡管后級放大器936是在飽和區域內工作。在區域Z中，相對于源電壓Vcc，輸入功率是非常大的。因此，通過在后級放大器936中的寄生電容器和固有電容器，功率會泄漏至輸出一側，這就解釋了為什么輸出功率不能在Y區域內變化的理由。
于是，因為三個區域X、Y和Z，圖11所示的發射器具有一個較窄的動態范圍(下文這一問題稱之為“第三問題”)。
隨著未來幾年內無線通訊在速度和容量上的增加。發射電路將面臨著更嚴峻的需求，要能夠在從較低輸出電平至較高輸出電平的寬動態范圍內以高效率和無失真地放大調制信號。正如以上所討論的，圖11所示的發射器具有較窄動態范圍的第三問題。此外，圖11所示的發射器具有第四問題，在該問題中，動態范圍隨著使用更高的調制速度而變得更加狹窄，其理由如下。幅度調制信號Efm(t)分成兩部分，使之輸入至中間級放大器935的電源部分和輸入至后級放大器936的電源部分。然而，隨著調制速度的增加，就會在中間級放大器935輸出信號的幅度變化的時間和后級放大器936進行幅度調制的時間之間產生差異，從而使得動態范圍變得更加狹窄。
考慮到上述第一和第二問題，本發明的第一目的是提供一個放大器，它適用于采用“大規格”晶體管來發射信號，從而有可能在一個寬的頻率范圍內獲得較高的增益并且是均勻的。
考慮到上述第三和第四問題，本發明的第二目的是提供一個小尺寸和廉價的放大器和發射器，它能夠進行極坐標調制操作，從而能夠在一個寬動態范圍內以高效率和無失真來放大調制的信號，而不需要復雜的控制。
發明內容
因此，本發明具有獲得上述目的的下列特征。根據本發明，提供了一種放大器，它適用于放大高頻信號并輸出放大后的信號，該放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間，其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極—集電極電容或者柵極—漏極電容。
較佳的是，放大器還包括一個電阻器，它與電感器串聯連接。
較佳的是，放大器還包括一個電容器，它與電感器并聯連接。
較佳的是，電容器的電容可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電感器產生并聯諧振。
較佳的是，固有電容器的電容隨著施加在放大元件基極的偏置的時間而變化，以及電容器的電容也是變化的，使之在預定頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電感器產生并聯諧振。
較佳的是，固有電容器的電容隨著施加在放大元件基極的偏置的時間而變化的，以及電感器的電感也是變化的，使之在預定頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電容器產生并聯諧振。
較佳的是，放大器還包括一個相位調整電路，它包括電感器，其中，相位調整電路的阻抗可選擇在使得相位差異在從-2/3π到2/3π的范圍內，并存在于通過寄生電容器、固有電容器和相位調整電路泄漏的泄漏信號；和由放大元件在放大和衰減之后輸出的放大信號之間。
較佳的是，放大元件是在飽和區域內工作，以及電感器的電感可選擇使之能夠與寄生電容器和固有電容器在飽和區域內產生并聯諧振。
較佳的是，放大元件通過將輸入至基極或柵極的相位調制信號和輸入至集電極或漏極的幅度調制信號的混合輸出調制信號。
根據本發明，還提供了一種通訊裝置，該通訊裝置包括一個用于放大高頻信號的放大器，該放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間，其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極—集電極電容或者柵極—漏極電容。
根據本發明，還提供了一種發射器，它可用于發射高頻信號，該發射器包括一個信號發生部分，它可用于根據基帶信號的相位分量輸出相位控制信號和根據基帶信號的幅度分量輸出幅度調制信號；一個正交調制器，它可用于根據由信號發生部分所輸出的相位控制信號通過調制載波信號來輸出相位調制信號；以及一個后級放大器，它可用于通過使用幅度調制信號作為偏置電壓，將相位調制信號與幅度調制信號相混合，以輸出發射信號，其中，后級放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間，其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極—集電極電容或者柵極—漏極電容。
較佳的是，發射器還包括一個驅動級放大器，它可用于放大由正交調制器所輸出的相位調制信號；以及一個中間級放大器，它可用于放大由驅動級放大器所輸出的放大后的相位調制信號，其中，作為偏置電壓，幅度調制信號僅僅只輸入至后級放大器，并且后級放大器輸出由中間級放大器所輸出的相位調制信號和幅度調制信號的混合信號，作為發射信號。
根據本發明，即使是在用于放大發射信號的放大器采用“大規格”晶體管的情況下，在基極和集電極之間的阻抗可以在它的發射頻率上提高。其結果是，抑止了在發射時間的功率反饋，從而可以獲得高的增益。此外，提供了一種放大器、一個發射器和一種通訊裝置，這是一種小尺寸和廉價的，它有可能在一個寬的頻率范圍內獲得均勻的增益以及改善功率放大器的動態范圍。
通過將電阻器與電感器串聯相連接，就能夠在一個寬的頻率范圍內獲得一個均勻(平坦)的增益曲線。
通過將電容器與電感器并聯相連接，就能夠使得電感器的尺寸減小，從而能夠提供一種小尺寸的放大器。通過允許電容器的電容變化，就有可能提供一種放大器，它能夠在即使固有電容器隨時間而波動的情況下始終具有高的增益。
通過允許電感器的電感變化，就有可能提供一種放大器，它能夠在即使固有電容器隨時間而波動的情況下始終具有高的增益。
通過提供一種相位調整電路，就能夠拓寬動態范圍。
通過允許晶體管在飽和區域內工作，就能夠增強功率附加效率。
在采用根據本發明的放大器能夠進行極坐標調制的發射器的情況下，幅度調制信號僅僅只需要輸入至它的后級放大器。其結果是，即使在高的調制速度的情況下，能夠保持寬的動態范圍。
本發明上述和其它目的、特征、方面和優點將從以下結合附圖的本發明詳細描述中變得更加顯而易見。
圖1A是說明根據本發明第一實施例的放大器100結構的電路圖；圖1B是顯示放大器100在各個頻率上的增益的示意圖；圖2A是說明根據本發明第二實施例的放大器200結構的電路圖；圖2B是說明一例典型的電感器124的示意圖；圖3A是說明根據本發明第三實施例的放大器300結構的電路圖；圖3B是放大器300增益的頻率特性的示意圖；圖4是說明根據本發明第四實施例的放大器400結構的電路圖；圖5是說明根據本發明第五實施例的放大器600結構的電路圖；圖6A是說明相位關系的示意圖，其關系是指在通過由一個寄生電容器123、一個固有電容器111和一個相位調整電路701組成電路所泄漏的泄漏信號，和由晶體管110在放大或衰減信號之后所輸出的放大信號之間的關系(所顯示的情況是在泄漏信號和放大信號之間的相位差異處于從-2/3π到2/3π的范圍內)；圖6B是說明相位關系的示意圖，其關系是指在通過由一個寄生電容器123、一個固有電容器111和一個相位調整電路701組成電路所泄漏的泄漏信號，和由晶體管110在放大或衰減信號之后所輸出的放大信號之間的關系(所顯示的情況是在泄漏信號和放大信號之間的相位差異不處于從-2/3π到2/3π的范圍內)；圖7是說明根據本發明第六實施例的發射器500結構的方框圖，該發射器能夠進行極坐標調制操作；圖8A是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在其輸入和輸出之間沒有電感器的常規放大器用作為后級放大器506，且施加高的輸入功率的情況下；圖8B是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在其輸入和輸出之間沒有電感器的常規放大器用作為后級放大器506，且施加低的輸入功率情況下；圖8C是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在采用第一至第五實施例中任一實施例的放大器用作為后級放大器506，其具有電感器連接在它的輸入和輸出之間的的情況；圖9是移動電話的前視圖，該移動電話應用了本發明的放大器；圖10是說明常規放大器900的典型結構的電路圖，該放大器可用于放大微弱的接收信號；圖11是說明發射器930的典型結構的電路圖，該發射器可進行極坐標調制操作，從而充分改善該放大器的工作效率；圖12是說明圖10所示的晶體管910的等效電路圖的示意圖；圖13是說明在圖11所示的后級放大器936中的源電壓Vcc和輸出電壓Vo之間關系的圖形。
具體實施例方式
(第一實施例)圖1A是說明根據本發明第一實施例的放大器100結構的電路圖。正如圖1A所示，放大器100包括一個輸入端101、一個輸出端102、一個晶體管110、一個耦合電容器120、一個電阻器121、一個電感器122、以及一個電感器124。
在圖1A所示的放大器100中，通過輸入端101輸入的高頻信號施加至晶體管110基極。該信號經放大，通過集電極引出，并且在輸出端102輸出，作為發射信號。偏置Vb通過電阻器121施加至基極。偏置Vc通過電感器122施加至集電極。
在晶體管110的基極和集電極之間，以并聯連接方式提供了寄生電容器123和固有電容器111。此外，在晶體管110的基極和集電極之間，連接了電感器124(具有電感Lx)。雖然固有電容器111是處于晶體管110內部的基極—集電極電容，為了便于理解，特地將固有電容器111畫在圖1A所示的晶體管110的外邊。在本說明書中，“寄生電容器”稱之為在晶體管封裝時成為寄生的電容，并應該與基極—集電極電容有區別。
為了能夠確保在集電極偏置和基極偏置之間的分離，在基極一側連接了一個耦合電容器120，它可在基頻fc上呈現出非常小的阻抗。
這里，假定選擇電感器124的電抗Lx，使之與寄生電容器123(具有電容Cp)和固有電容器111(具有電容Cbc)在所期望放大的頻率fc上產生并聯諧振。換句話說，選擇電抗Lx，使得下列公式2在頻率fc(角頻率ω＝2πfc)上滿足Lx×(Cbc+Cp)＝1/ω2(2)圖1B是顯示放大器100在各個頻率上的增益的示意圖。在圖1B中，實線表示在將電感Lx的數值規定為滿足公式2的關系，即，電感器124可與寄生電容器123和固有電容器111產生并聯諧振情況下的放大器100的增益。虛線表示在將電感Lx的數值規定為滿足公式1的關系，即，電感器124只與寄生電容器123產生諧振情況下的放大器100的增益。從圖1B中可以看到，給定通訊頻率fc，采用實線可以比虛線實現更高的增益。
于是，通過設計電感器124，使得它可以與寄生電容器123和固有電容器111產生并聯諧振，在基極和集電極之間的阻抗可以在發射頻率上提高。其結果是，在發射時間可抑止功率反饋，于是可防止放大器增益降低。于是，根據實施例的放大器可作為發射信號的放大器使用。
(第二實施例)圖2A是說明根據本發明第二實施例的放大器200結構的電路圖。圖2A所示的放大器200在結構上類似于根據第一實施例的放大器100的結構，除了還在基極和集電極之間連接了電容器201(具有電容Cx)。
由于電容器201是與寄生電容器123(具有電容Cp)和固有電容器111(具有電容Cbc)并聯連接，從而就增加了總的電容數值。因此，滿足下列公式3的電抗Lx值可以小于滿足公式2的電抗Lx值Lx×(Cbc+Cp+Cx)＝1/ω2(3)電感器的物理尺寸可以隨著Lx的數值減小而進一步減小。因此，根據第二實施例，通過使用具有滿足公式3的電抗Lx的電感器124，整體電路相對于第一實施例的電路可以進一步減小尺寸。
圖2B是說明一例典型的電感器的示意圖。圖2B說明了一例在圖2A所示放大器200中所使用的電感器124以螺旋形電感器實現的實例。螺旋形電感器具有較大的電感，且隨著它的面積增加而增加或者隨著它的匝數增加而增加。因此，放大器200可以滿足采用較小面積的電感器124的諧振條件，從而可以使得整體電路的尺寸減小。
(第三實施例)圖3A是說明根據本發明第三實施例的放大器300結構的電路圖。圖3B是放大器300增益的頻率特性的示意圖。圖3A所示的放大器300在結構上類似于圖2A所示的放大器200的結構，除了電阻器301與電感器124的串聯連接。
在放大器300中，如果由寄生電容器123(具有電容Cp)、固有電容器111(具有電容Cbc)、電感器124(電抗Lx)和電容器201(具有電容Cx)所組成的并聯諧振電路302不具有電阻分量，則并聯諧振電路302將具有非常大的Q值，使得在阻抗中的陡峭的變化可沿著頻率軸發生。為了在從f1到f2的通訊帶寬中獲得均勻的增益，例如，諧振特性中的突然變化將使增益基本隨著頻率而變化，正如圖3B中的虛線所示。其結果是，不能達到在較寬的頻率范圍中獲得均勻增益的目的。
因此，根據第三實施例，為了減小并聯諧振電路302的Q值，電阻器301以串聯方式與電感器124相連接，從而可確保不同頻率所獲得平緩諧振特性性。于是，正如圖3B中實線所示，可以減小在從f1到f2的通訊帶寬中的增益變化，使之有可能在寬的頻率范圍中獲得均勻的增益。
(第四實施例)圖4是說明根據本發明第四實施例的放大器400結構的電路圖。圖4所示的放大器400在結構上類似于圖3所示的放大器300，除了電感器124和電容器201分別采用可變電感器401和可變電容器402來取代。取代電感器124和電容器201，應該意識到的是，可以采用一個對應的可變元件來只取代電感器124和電容器201中的一個。換句話說，可以只采用可變電感器401來取代電感器124，或只采用可變電容器402來取代電容器201。
可以采用一個外部控制部分(未顯示)根據在基極和集電極之間電壓Vbc(t)(式中t表示時間)的瞬時變化，依次地根據偏置中所發生的瞬時變化，來引起可變電感器401或者可變電容器402的數值變化。隨著在基極和集電極之間的電壓Vbc(t)的變化，固有電容器111的電容Cbc(t)也變化，并因此諧振電路的諧振條件隨著時間而波動，使得它不可能獲得高的增益。因此，可采用控制部分，根據在基極和集電極之間電壓Vbc(t)中的變化，來改變可變電容器402的電容Cx(t)，從而確保諧振條件可滿足適用于發射的預定頻率范圍。其結果是，能夠提供高增益的放大器，即使在基極和集電極之間的電壓隨著時間而變化的情況下。除此之外或者在另一可選方案中，可以根據在基極和集電極之間的電壓Vbc(t)中的變化，來改變可變電感器401的電抗Lx(t)。在這種情況下，諧振條件也可滿足適用于發射的預定頻率范圍，從而能夠提供高增益的放大器，即使在基極和集電極之間的電壓是隨著時間而變化的情況下。由于連接了電阻器301，所以就有可能在一個寬的頻率范圍中保持平坦的增益曲線。
例如，考慮在允許集電極電壓Vc(t)幅度波動下可由放大器400進行幅度調制的情況。在這種情況下，在基極和集電極之間的電壓Vbc(t)根據調制的速度而變化，并且晶體管110的固有電容器111(具有電容Cbc(t))也根據在基極和集電極之間的電壓Vbc(t)而變化。其結果是，諧振電路的諧振條件隨著時間而波動，使得它不可能獲得高的增益。因此，允許可變電感器401的電感Lx(t)可根據固有電容器111的電容Cbc(t)而變化，以確保與寄生電容器123、固有電容器111(它可根據偏置隨著時間而變化)和可變電容器402產生并聯諧振，使得并聯諧振條件可以保持在基頻fc上，并且可以實現高的增益。通過允許可變電容器402的電容Cx(t)可以根據電容Cbc(t)而變化，以確保與寄生電容器123、固有電容器111(它可根據偏置隨著時間而變化)和可變電感器401產生并聯諧振，從而保持諧振條件，也可以獲得類似的效果。在這種情況下，例如，控制部分可以根據集電極電壓Vc(t)來控制可變電容器402或者電感器401的值。
(第五實施例)圖5是說明根據本發明第五實施例的放大器600結構的電路圖。圖5所示的放大器600包括一個相位調整電路701，該電路包括一個電感器124。另外，放大器600在結構上類似于第一實施例的放大器100。
相位調整電路701的阻抗選擇，使得在泄漏信號和放大信號之間的相位差異處于-2/3π到2/3π的范圍內，其中，泄漏信號是通過由寄生電容器123、固有電容器111和相位調整電路701組成電路所泄漏的信號，放大信號是由晶體管110在放大或衰減信號之后所輸出的信號。更為較佳的是，相位調整電路701的阻抗選擇，使得在泄漏信號和放大信號之間的相位差異處于π，其中，泄漏信號是通過由寄生電容器123、固有電容器111和相位調整電路701組成電路所泄漏的信號，放大信號是由晶體管110在放大或衰減信號之后所輸出的信號。
圖6A和6B是說明相位關系的示意圖，其關系是指在通過由一個寄生電容器123、一個固有電容器111和一個相位調整電路701組成電路所泄漏的泄漏信號，和由晶體管110在放大或衰減信號之后所輸出的放大信號之間的關系。在圖6A和6B中，放大信號的矢量可標記為矢量A，而泄漏信號的矢量可標記為矢量B；以及泄漏信號和放大信號的合成信號的矢量可標記為合成矢量C。圖6A顯示了在泄漏信號和放大信號之間的相位差異處于-2/3π到2/3π的范圍內(即，矢量B相對于矢量A的角度處于-2/3π到2/3π的范圍內)的情況。圖6B顯示了在泄漏信號和放大信號之間的相位差異不處于-2/3π到2/3π的范圍內(即，矢量B相對于矢量A的角度不處于從-2/3π到2/3π的范圍內)的情況。
首先，討論具有相對高的輸出情況，即，在矢量A具有相對大的幅值的情況。在這種情況下，正如圖6A和6B所示，矢量B的幅值對合成矢量C的幅值沒有產生任何有意義的影響。
接著，討論具有相對低的輸出情況，即，在矢量A具有相對小的幅值的情況。可以看到，圖6A所示情況的合成矢量C的幅值明顯地較小，其中，圖6A所示的情況是在矢量A和矢量B之間的角度差值處于-2/3π到2/3π的范圍內(即，在泄漏信號和放大信號之間的相位差異是處于-2/3π到2/3π的范圍內)，而圖6B所示的情況是矢量A和矢量B之間的角度差值不處于-2/3π到2/3π的范圍內(即，在泄漏信號和放大信號之間的相位差異不處于-2/3π到2/3π的范圍內)。
因此，通過選擇相位調整電路701的阻抗，使得在矢量A和矢量B之間的角度差值處于-2/3π到2/3π的范圍內(即，在泄漏信號和放大信號之間的相位差異是處于-2/3π到2/3π的范圍內)，就有可能當通過減小晶體管的源電壓(集電極或漏極電壓)輸出一個低的功率電平時，獲得進一步減小的輸出功率電平。其結果是，能夠使得在與矢量B有關的較低輸出端上的動態范圍的任何不需要減小予以最小化，從而可適用于更寬的動態范圍。在相位調整電路701的阻抗選擇使得在矢量A和矢量B之間的角度差值為π的情況下，可以確保合成信號始終小于放大信號，從而可適用于更寬的動態范圍。
以上所討論的相位調整電路701可以采用下列方式設計。首先，選擇能夠與固有電容器111形成并聯諧振的電感器124，從而可以抑止通過寄生電容器123和固有電容器111所泄漏的泄漏信號。第二，檢查通過寄生電容器123、固有電容器111和相位調整電路701由已經選擇的電感器124所引入的所泄漏的泄漏信號的相移有多少。如果在泄漏信號和放大信號之間的相位差值是處于從-2/3π到2/3π的范圍內，則可以知道相位調整電路701僅僅只是有電感器124來組成。另一方面，如果發現在泄漏信號和放大信號之間的相位差值不是處于從-2/3π到2/3π的范圍內，則有一個電容器和一個電感器以串聯或以并聯的方式與電感器124相連接，以確保在在泄漏信號和放大信號之間的相位差值重新處于從-2/3π到2/3π的范圍內。
值得注意的是，這類相位調整電路也可以采用上述第一至第四實施例中的任一實施例所介紹的相位調整電路。
當晶體管110以高的輸出電平工作時會消耗大部分功率。因此，如果晶體管110是以高增益工作于飽和區域，從總體上來看，就能夠獲得高的功率附加效率。因此，在第一至第五實施例中的任一實施例中，較佳的是，在晶體管110工作于飽和區域的情況下，連接著晶體管110的電感器124或401的電感可加以選擇使之與固有電容器111的電容Cbc產生并聯諧振。
在第一至第五實施例的任一實施例中，取代雙極型晶體管，可以采用諸如場效應晶體管之類的放大元件來作為晶體管110。在采用場效應晶體管作為晶體管110使用的情況下，柵極—漏極電容起到固有電容器的作用。
(第六實施例)圖7是說明根據本發明第六實施例的發射器500結構的方框圖，該發射器能夠進行極坐標調制操作。正如圖7所示，發射器500包括一個信號發生部分501，一個正交調制器502，一個濾波器503，一個驅動級放大器504，一個中間級放大器505。一個后級放大器506，一個D類放大器507以及一個濾波器508。
在圖7所示的發射器500中，π/4相移的QPSK調制數字基帶信號輸入至由DSP和DAC所組成的信號發生部分501。信號發生部分501從數字基帶信號中提取相位分量，并且輸出該分量，作為相位控制信號Eph(t)。此外，信號發生部分501還從數字基帶信號提取幅度分量，并且輸出該分量，作為幅度調制信號Emag(t)。
相位控制信號Eph(t)輸入至正交調制器502。基于相位控制信號Eph(t)，正交調制器502調制具有頻率f0的載波信號，并且輸出疊加相位控制信號Eph(t)的相位調制信號，使得相位控制信號Eph(t)具有一定的包絡。濾波器503從相位調制信號中去除任何所不需要的信號分量。濾波器503所輸出的信號輸入至三級功率放大塊，該塊包括驅動級放大器504、中間級放大器505和后級放大器506，且三級依次串聯連接。
驅動級放大器504和中間級放大器505具有一定的電壓，該電壓是由諸如電池之類的電源功率部分(未顯示)通過電源端向其提供的。驅動級放大器504和中間級放大器505放大相位調制信號，并且將所放大的相位調制信號輸入至后級放大器506。
另一方面，幅度調制信號Emag(t)可由高效D類放大器507來放大。濾波器508從D類放大器507所輸出的信號中去除任何所不需要的分量，并且輸出最終的信號，作為幅度調制信號Emag(t)。幅度調制信號Emag(t)輸入至后級放大器506的電源部分。
后級放大器506可以是一個根據第一至第五實施例中的任一實施例的放大器。后級放大器506將中間級放大器505所輸出的相位調制信號和輸入至后級放大器506的電源部分的幅度調制信號Emag(t)相混合，并隨后輸出已經疊加在載波信號上的π/4相移的QPSK調制信號。假定π/4相移的QPSK調制信號的包絡具有電壓Eo(t)。
于是，就由數字基帶信號產生相位調制信號和幅度調制信號，并且將已經輸入至后級放大器506的電源部分的幅度調制信號與相位調制信號相混合。采用這一方式，就能夠獲得已經根據數字基帶信號進行極坐標調制的信號作為其輸出。
接著，討論采用第一至第五實施例中的任一實施例的放大器作為后級放大器506，且能夠在沒有失真的條件下在寬的動態范圍內幅度調制信號的理由。這里，所討論的情況是調制信號的輸出功率是功率控制在40dBm的范圍內，即，從-10dBm至+30dBm的范圍。
圖8A是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在在輸入和輸出之間沒有連接電感器的常規放大器用作為后級放大器506，且采用高的輸入功率施加與此的情況。圖8B是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在輸入和輸出之間沒有連接連接電感器的常規放大器用作為后級放大器506，且采用低的輸入功率施加與此的情況。圖8C是說明在源電壓Vcc和輸出功率Vo之間關系的圖形，其關系是指在采用第一至第五實施例中任意放大器用作為后級放大器506，其在它的輸入和輸出之間連接電感器的情況。值得注意的是，源電壓Vcc對應于幅度調制信號Efm(t)的電壓電平。
如果在后級放大器506的輸入和輸出之間沒有連接電感器，則增益就會下降。因此，為了實現所需要的高輸出電壓(對應于+30dBm)或者更高的輸出電壓，就必須增加后級放大器506的輸入功率。然而，在低輸出電壓的區域中，所增加的輸入功率引起更大的輸入功率通過在后級放大器506中的固有電容器泄漏。因此，正如圖8A所示，即使如果降低源電壓Vcc，也可以輸出比所需低電壓數值(對應于-10dBm)高的輸出電壓Vo。反之，通過降低輸入至后級放大器506的輸入功率，正如圖9B所示，可以實現輸出比所需低電壓數值(對應于-10dBm)低的輸出電壓Vo，但是不能夠獲得所需高的輸出電壓(對應于+30dBm)或者更高的輸出電壓。于是，在后級放大器506的輸入和輸出之間沒有連接電感器的情況下，動態范圍就變得狹窄。
另一方面，連接在后級放大器506的輸入和輸出之間的電感器可以提高增益。因此，即使如果輸入功率設置在如圖8B所示的低電平，也能夠獲得所需高的輸出電壓(對應于+30dBm)或者更高的輸出電壓，同時也能夠獲得比所需低電壓數值(對應于-10dBm)低的輸出電壓Vo。
于是，在后級放大器506的輸入和輸出之間所提供的電感器提供了一個寬的動態范圍。
由于動態范圍變寬了，幅度調制信號Emag(t)的電壓電平僅僅只需要輸入至后級放大器506。于是，即使使用高的調制速度，也能夠保持寬的動態范圍。
值得注意的是，根據第一至第五實施例中任一實施例的放大器都可以應用于除了發射器之外能夠進行極坐標調制操作的任何通訊裝置。也應該意識到，這類放大器也可以應用于不是通訊裝置的任何其它裝置。
一例應用根據本發明的放大器的通訊裝置的實例是移動電話。圖9是移動電話的前視圖，該移動電話應用了本發明的放大器，按照本發明的放大器可以用作發射信號的放大器。例如，移動電話中可以采用圖7中所示包含這樣一種放大器的發射器500。其結果是，能夠實現具有寬的動態范圍、低的失真和高的效率的通訊裝置。
根據本發明的放大器可以提供高的增益，并因此可作為通訊裝置或其它等等的發射信號放大器所使用。由于可以較容易地實現具有寬的動態范圍、低的失真、和高的效率的發射器，所以根據本發明的放大器可作為在無線通訊裝置或其它中的發射器所使用。
在本發明詳細討論的過程中，上述討論在所有方面是說明性的，和并非是限制性的。應該理解的是，可以在不脫離本發明的范圍的條件下引伸出眾多的其它改進和變型。
權利要求
1.一種適用于放大高頻信號并輸出所放大信號的放大器，其特征在于，它包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和，一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間；其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極-集電極電容或者柵極-漏極電容。
2.如權利要求1所述放大器，其特征在于，還包括一個與電感器串聯連接的電阻器。
3.如權利要求1所述放大器，其特征在于，還包括一個與電感器并聯連接的電容器。
4.如權利要求3所述放大器，其特征在于，所述電容器的電容可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電感器產生并聯諧振。
5.如權利要求3所述放大器，其特征在于，所述固有電容器的電容隨著施加在放大元件基極的偏置的時間而變化的；和，所述電容器的電容也是變化的，使之在預定頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電感器產生并聯諧振。
6.如權利要求4所述放大器，其特征在于，所述固有電容器的電容隨著施加在放大元件基極的偏置的時間而變化的；和，所述電感器的電感也是變化的，使之在預定頻率范圍內，能夠與寄生電容器、固有電容器以及電容器產生并聯諧振。
7.如權利要求1所述放大器，其特征在于，還包括一個相位調整電路，它包括電感器，其中，相位調整電路的阻抗可選擇在使得相位差異在從-2/3π到2/3π的范圍內，存在于通過寄生電容器、固有電容器和相位調整電路泄漏的泄漏信號；和由放大元件在放大和衰減之后輸出的放大信號之間。
8.如權利要求1所述放大器，其特征在于，所述放大元件是在飽和區域內工作；和，所述電感器的電感可選擇使之能夠與寄生電容器和固有電容器在飽和區域內產生并聯諧振。
9.如權利要求1所述放大器，其特征在于，所述放大元件通過將輸入至基極或柵極的相位調制信號和輸入至集電極或漏極的幅度調制信號的混合輸出調制信號。
10.一種通訊裝置，該通訊裝置包括一個用于放大高頻信號的放大器，其特征在于，該放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和，一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間；其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極-集電極電容或者柵極-漏極電容。
11.一種用于發射高頻信號的發射器，其特征在于，該發射器包括一個信號發生部分，它可用于根據基帶信號的相位分量輸出相位控制信號和根據基帶信號的幅度分量輸出幅度調制信號；一個正交調制器，它可用于根據由信號發生部分所輸出的相位控制信號通過調制載波信號來輸出相位調制信號；和，一個后級放大器，它可用于通過使用幅度調制信號作為偏置電壓，將相位調制信號與幅度調制信號相混合，以輸出發射信號；其中，后級放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和，一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間；其中，電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極-集電極電容或者柵極-漏極電容。
12.如權利要求11所述的發射器，其特征在于，還包括一個驅動級放大器，它可用于放大由正交調制器所輸出的相位調制信號；和，一個中間級放大器，它可用于放大由驅動級放大器所輸出的放大后的相位調制信號；其中，作為偏置電壓，幅度調制信號僅僅只輸入至后級放大器，和，后級放大器輸出由中間級放大器所輸出的相位調制信號和幅度調制信號的混合，作為發射信號。
全文摘要
本發明提供了一種放大器，它適用于放大高頻信號并輸出放大后的信號。該放大器包括一個放大元件，這是一個雙極型晶體管或者一個場效應晶體管；和一個電感器，它連接在放大元件的基極和集電極之間或者柵極和漏極之間。電感器的電感可選擇在預定的頻率范圍內，能夠與放大元件的寄生電容器以及與放大元件的固有電容器產生并聯諧振，固有電容器是指基極—集電極電容或者柵極—漏極電容。
文檔編號H03F3/19GK1619949SQ200410095670
公開日2005年5月25日 申請日期2004年11月19日 優先權日2003年11月21日
發明者森本滋, 足立壽史 申請人:松下電器產業株式會社