專利名稱：級聯型δ－∑調制器的制作方法
技術領域：
本發明涉及δ-∑調制型量化器，特別是涉及能夠防止在輸入滿標近旁產生的S/N下降而進行滿標輸出的級聯型δ-∑調制器。
背景技術：
一直以來，使用δ-∑調制器的模數變換器電路為人們所知。圖3表示使用現有技術的單級δ-∑調制器的模數變換器電路。δ-∑調制器1由將模擬輸入信號和反饋參考電壓(正電壓VREF+或負電壓VREF-)作為輸入的積分電路2、將該積分電路2的輸出量化成數字信號的量化器3以及從該量化器3的數字輸出生成上述反饋參考電壓的數模變換器4構成。上述的正、負反饋參考電壓被設定在與通常模擬輸入信號的正負規定最大電壓相同的值上。
δ-∑調制器1的輸出信號作為數字代碼輸入到數字抽取過濾器5中，取出相當于模擬輸入信號分量的低頻分量，并被變換成規定比特數的數字數據。
在這樣的模數變換器電路中，為了降低輸出數字信號的噪聲，將在δ-∑調制器1中的增益縮小到1/A(A為大于1的任意數值)，有人提出通過該脈沖響應系數使抽取過濾器5保持增益A的定標方式(參照美國專利第4,851,841號說明書)。
圖3的模數變換器電路是考慮了相對于模擬輸入信號電平，具有圖5那樣的噪聲特性的結果。圖5中，曲線A表示對應于單級δ-∑調制器中的模擬輸入電平的數字輸出中的噪聲特性。另外，曲線B表示對應于級聯型δ-∑調制器中的模擬輸入電平的數字輸出中的噪聲特性。
在圖3的模數變換器電路中，如圖5所示，如果接近于模擬輸入信號的電平的滿標、即接近于δ-∑調制器1的反饋參考電壓，則構成所謂數字輸出的噪聲增大的「過負載」狀態。
因此，設定反饋參考電壓的值，使模擬輸入信號正負的規定最大電壓相對于正負的反饋參考電壓分別為1/A(例如，1/A＝0.7)。因而，將δ-∑調制器1的增益縮小至1/A。另一方面，通過將增益A(稱為定標系數)賦予至后級的抽取過濾器5，補償δ-∑調制器中受到限制的增益。通過進行這樣的定標，可以有效地降低噪聲。由于構成如積分器的次數高的δ-∑調制器那樣的過負載的輸入電平低，需要增大定標系數。
另外，在近年的δ-∑調制器中，由于常常采用被稱之為級聯結構的結構，如圖5所示，嘗試將過負載抑制在最低限度。級聯型δ-∑調制器如被公告在特開昭61-177818號公報上(作為本說明書的一部分參照該專利公開公報)的那樣，將由一次或多次積分器構成的相互級聯連接的δ-∑調制器定義為具有2級以上的調制器。
圖4表示使用了級聯型δ-∑調制器的模數變換器的方框圖。級聯型δ-∑調制器7由以下部件構成初級δ-∑調制型量化環路11；從對該初級δ-∑調制型量化環路11級聯連接的第二級至第n級(n為3以上的整數)、亦即第二級以后的δ-∑調制型量化環路12～1n；合成從初級至第n級δ-∑調制型量化環路11～1n的輸出并進行除噪聲的噪聲除去電路6。而且，δ-∑調制型量化環路也可以是初級和第二級組合而成的2級結構。總之，被級聯連接至初級δ-∑調制型量化環路上的第二級以后的δ-∑調制型量化環路可以是1個，也可以是多個。
初級δ-∑調制型量化環路11由以下部件組成將從外部輸入的規定了正負最大電壓的模擬輸入信號和反饋參考電壓作為輸入的積分電路2；將該積分電路2的輸出量化成數字信號的局部量化器3；以及從該局部量化器3的數字輸出生成上述反饋參考電壓的數模變換器4。這些構成一級。
第二級以后的δ-∑調制型量化環路12～1n也與初級δ-∑調制型量化環路11一樣，由積分電路2、局部量化器3和數模變換器4構成。
但是，輸入到第二級以后的δ-∑調制型量化環路12～1n的模擬信號是前級δ-∑調制型型量化環路的局部量化器3的輸入與前級δ-∑調制型量化環路的數模變換器4的輸出的差值信號。該差信號相當于由前級δ-∑調制型量化環路的局部量化器3發生的量化誤差。而且，在第二級以后的δ-∑調制型量化環路12～1n中，由各自的局部量化器3進行由量化誤差構成的模擬輸入信號的量化。
例如，在第二級δ-∑調制型量化環路12中，作為模擬信號，向積分電路2輸入初級δ-∑調制型量化環路11的局部量化器3的輸入和初級δ-∑調制型量化環路11的數模變換器4的輸出的差信號。該差信號相當于由初級δ-∑調制型量化環路11的局部量化器3發生的量化誤差。而且，在第二δ-∑調制型量化環路12中，通過局部量化器3進行由量化誤差構成的模擬輸入信號的量化。
在第3級δ-∑調制型量化環路13中，從第二級δ-∑調制型量化環路12輸入與上述相同的模擬信號，進行與第二級δ-∑調制型量化環路12同樣的處理。關于第4級以后情況也與第3級一樣。
噪聲除去電路6有以下結構，在使各級δ-∑調制型量化環路11～1(n-1)的局部量化器3的輸出信號延遲后的信號上，加上其次級δ-∑調制型量化環路12～1n的量化器的輸出信號被微分后得到的信號作為級聯型δ-∑調制器7的輸出信號。
具體地說，例如，在噪聲除去電路6有2級結構的情況下，在使初級δ-∑調制型量化環路11的局部量化器3的輸出信號延遲后的信號上，加上微分第二級δ-∑調制型量化環路12的局部量化器3的輸出信號后得到的信號作為級聯型δ-∑調制器7的輸出信號。
當存在第3級δ-∑調制型量化環路13時，采用的方法是，用在使第二級δ-∑調制型量化環路12的局部量化器3的輸出信號延遲后的信號上加微分第3級δ-∑調制型量化環路13的局部量化器3的輸出信號后的信號得到的信號來代替在前述的演算中的第二級δ-∑調制型量化環路12的量化器3的輸出信號，算出級聯型δ-∑調制器7的輸出信號。存在第4級以后的δ-∑調制型量化環路時也進行同樣的演算。
根據該結構，可以將各級δ-∑調制型量化環路11～1(n-1)中發生的量化噪聲用下一級δ-∑調制型量化環路12～1n分別消除。
級聯型δ-∑調制器7的輸出信號作為數字代碼；被輸入至數字抽取過濾器5中，取出相當于模擬輸入信號分量的低頻分量，且被變換成規定比特數的數字數據。
作為圖4的級聯型δ-∑調制器的具體結構例，圖6表示采用了1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器的方框圖。1∶2級聯型δ-∑調制器51包含設有一次積分電路54的初級δ-∑調制型量化環路52、設有二次積分電路55的第二級δ-∑調制型量化環路53和噪聲除去電路56。
初級δ-∑調制型量化環路52由積分器61和局部量化器62以及1比特的數模變換器63構成。積分器61的輸入信號是用加減法器65從外部輸入的模擬輸入信號中減去將由數模變換器生成的反饋參考電壓通過放大器64所得到的信號后的信號。局部量化器62將積分器61的輸出量化成1比特數字信號。數模變換器63從局部量化器62的數字輸出Y1生成上述反饋參考電壓。積分電路54由積分器61和放大器64以及加減法器65構成。
第二級δ-∑調制型量化環路53由積分器71、積分器72、局部量化器73、1比特的數模變換器74構成。積分器71的輸入信號是用加減法器77從初級δ-∑調制型量化環路52的量化器62的輸入與數模變換器63的輸出的差信號，也就是從由初級δ-∑調制型量化環路52的局部量化器62發生的量化誤差Q1中，減去將由數模變換器74生成的反饋參考電壓通過放大器75所得到的信號后的信號。積分器72的輸入信號是用加減法器78從積分器71的輸出中，減去將用數模變換器74生成的反饋參考電壓通過放大器76所得到的信號后的信號。局部量化器73將積分器72的輸出量化成1比特數字信號。數模變換器74從局部量化器73的數字輸出Y2生成上述反饋參考電壓。積分電路55由積分器71、72和放大器75、76以及加減法器77、78構成。
上述初級和第二級δ-∑調制型量化環路52，53的定標系數都被設定在A(A為大于1的任意數值)，也就是設定在相同的值上。在初級和第二級δ-∑調制型量化環路52、53中，增益被限制在1/A。這里，定標系數A如上所述，是根據設定反饋參考電壓的大小，使模擬輸入信號的正負規定最大電壓相對于各自的正負反饋參考電壓為1/A來實現的。
另外，在圖6中，記號Q1表示在局部量化器62的前后發生的量化誤差，記號Q2表示在局部量化器73的前后發生的量化誤差，記號N表示混入到模擬輸入信號的噪聲和輸入定標后的熱噪聲等的量化噪聲以外的模擬噪聲。
噪聲除去電路56被連接成分別接受各δ-∑調制型量化環路52、53的輸出信號Y1和Y2。延遲器81被連接成接受輸出Y1，當輸出Y1的數據被送到加法器83時，使輸出Y1的數據相對于輸出Y2的數據時間延遲。微分器82由采用傳統技術中周知的方法進行微分的數字微分器構成。來自數字微分器的輸出用加法器83與延遲器81的輸出相加，構成1∶2級聯型δ-∑調制器51的輸出信號Y。該輸出信號Y作為數字代碼被賦予數字抽取過濾器57。
結果，例如若將放大器64，75的系數g1，g2設為1，將放大器76的系數g3設為2，則1∶2級聯型δ-∑調制器51的輸出Y可以用以下的傳遞函數表示。
Y1＝Vin/A+N+(1-Z-1)Q1(1)
Y2＝-Q1+(1-Z-1)2Q2(2)Y＝Y1+Y2·(1-Z-1)＝Vin/A+N+(1-Z-1)3Q2(3)數字抽取過濾器57的輸出Dout表示成以下的函數。
Dout＝Y·A＝Vin+〔N+(1-Z-1)3Q2〕·A(4)因而，增益定標處理可以防止最大信號輸入時的S/N惡化，但由于模擬噪聲分量N和量化噪聲分量(1-Z-1)3Q2成為A倍，S/N比遭受損失。
為了實現滿足90dB以上的高S/N的δ-∑調制器，需要進一步提高S/N特性。在這樣的高性能δ-∑調制器中，信號頻帶內的噪聲中的模擬噪聲比量化噪聲更具有支配性。原因是若使信號頻帶內的量化噪聲分量次數增加，可以達到100dB以上的S/N理論性能，而模擬噪聲分量要達到S/N90dB以上則不容易。因而，為了使S/N提高，如何抑制由定標產生的模擬噪聲分量就成了重要的問題。
另外，作為別的問題，在傳統的增益定標處理中，由于必須與后級的抽取過濾器相對地設計調制器，存在著所謂設計自由度下降的缺點。
發明內容
本發明為解決上述問題而構思，其目的在于抑制由增益定標產生的S/N的惡化，并提供可以謀求更有效降低模擬噪聲影響的級聯型δ-∑調制器。
第一發明的δ-∑調制器中設有初級δ-∑調制型量化環路，一個或多個的第二級以后的δ-∑調制型量化環路，以及噪聲除去電路；另外還設有增益限制部件和定標補償部件。
初級δ-∑調制型量化環路由以下部件組成將規定了最大電壓的第一模擬輸入信號和第一反饋參考電壓作為輸入的第一積分電路；將第一積分電路的輸出量化成數字信號的第一局部量化器；從第一局部量化器的數字輸出生成第一反饋參考電壓的第一數模變換器。
第二級以后的δ-∑調制型量化環路與初級δ-∑調制型量化環路成級聯連接，由以下部件構成將由前級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸入和數模變換器的輸出的差信號構成的第二模擬輸入信號和第二反饋參考電壓作為輸入的第二積分電路；將第二積分電路的輸出量化成數字信號的第二局部量化器；以及從第二局部量化器的數字輸出生成第二反饋參考電壓的第二數模變換器。
就初級和第二級以后的δ-∑調制型量化環路而言，噪聲除去電路通過將用延遲器使各級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出延遲后的輸出和用微分器微分下一極的δ-∑凋制型量電路的局部量化器的輸出后的輸出相加后的值作為輸出信號，消除各級δ-∑調制型量化環路的量化噪聲。
另外，增益限制部件將各δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓設定在所述模擬輸入信號的規定最大電壓以上，并將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓獨立于其它的δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓進行設定，從而限制各級δ-∑調制型量化環路的增益。
再有，定標補償部件通過在噪聲除去電路中按每級δ-∑調制型量化環路獨立設定增益，補償在各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益。
第二發明的δ-∑調制器設有初級δ-∑調制型量化環路，一個或多個的第二級以后的δ-∑調制型量化環路，以及噪聲除去電路；另外還設有增益限制部件和定標補償部件。
初級δ-∑調制型量化環路由以下部件構成將規定了最大電壓的第一模擬輸入信號和第一反饋參考電壓作為輸入的第一積分電路；將第一積分電路的輸出量化成數字信號的第一局部量化器；從第一局部量化器的數字輸出生成第一反饋參考電壓的第一數模變換器。
第二級以后的δ-∑調制型量化環路與初級δ-∑調制型量化環路級聯連接，由以下部件構成將從前級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸入構成的第二模擬輸入信號與第二反饋參考電壓作為輸入的第二積分電路；將第二積分電路的輸出量化成數字信號的第二局部量化器；以及從第二局部量化器的數字輸出生成第二反饋參考電壓的第二數模變換器。
就初級和第二級以后的δ-∑調制型量化環路而言，噪聲除去電路是通過將用延遲器使各級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出延遲后的輸出和用微分器微分下一極的δ-∑凋制型量電路的局部量化器的輸出后的輸出相加后的值作為輸出信號，消除各級δ-∑調制型量化環路的量化噪聲。
另外，增益限制部件通過將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓設定在所述模擬輸入信號的規定最大值以上，且將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓獨立于其它的δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓進行設定，限制各級δ-∑調制型量化環路的增益。
再有，定標補償部件通過在噪聲除去電路中按每級δ-∑調制型量化環路獨立設定增益，補償在各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益。
在上述第一和第二發明中，構成了將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓從其它的δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓中獨立出來設定的結構，而各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓的值不僅有被設定在相互不同的值上的情況，也有設定在相同值上的情況。要點是可以根據各δ-∑調制型量化環路任意選擇。
另外，將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓設定在模擬輸入信號的規定最大電壓以上。亦即上述各反饋參考電壓被設定在與模擬輸入信號的規定最大電壓相同的值或比其更大的值上。
在噪聲除去電路中與各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分設置延遲器和微分器時，上述的定標補償部件由例如被設置在噪聲除去電路中與各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分上所設的延遲器和微分器的輸入側或輸出側的乘法部件構成。該乘法部件在通過延遲器和微分器的信號上分別乘上用以補償由各級δ-∑調制型量化環路受到限制的增益的系數。
依據本發明的結構，通過對于各級δ-∑調制型量化環路獨立設定反饋參考電壓，就可以對于各級δ-∑調制型量化環路獨立設定增益定標系數，據此進行級聯型δ-∑調制器的增益定標，且在噪聲除去電路中，通過按每級δ-∑調制型量化環路獨立設定增益，補償各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益。因而，對每級δ-∑調制型量化環路，例如，可以對應于其內部的積分電路的次數將增益定標系數設為最佳值。其結果，可以將起因于增益定標的模擬噪聲的增大抑制到最小限度。因而，可以謀求抑制S/N的惡化，實現更有效地降低模擬噪聲的影響的級聯型δ-∑調制器。
另外，由于在噪聲除去電路中補償各級δ-∑調制型量化環路中的限制增益，在進行增益定標時，可以將抽取過濾器的增益固定在例如1上，因此，在δ-∑調制型模數變換器的設計中，不需要考慮后級的抽取過濾器，可以增加設計的自由度。
再者，如果在噪聲除去電路中與各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分上，設置個別設定增益限制值的增益設定器，則在每級δ-∑調制型量化環路上，可以正確進行增益補償，可以減小誤差。
還有，最好增益限制部件對應于各級δ-∑調制型量化環路內的積分電路的次數將反饋參考電壓設定在不同的值上。
圖1是表示在本發明的第一實施例中使用了1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器電路之結構的方框圖。
圖2是表示在本發明的第二實施例中使用了1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器電路之結構的方框圖。
圖3是表示使用了現有技術的單級δ-∑型調制器的模數變換器電路之結構的方框圖。
圖4是表示使用了現有技術的級聯型δ-∑調制器的模數變換器電路之結構的方框圖。
圖5是表示圖3、圖4中的調制器的數字輸出中的噪聲的模擬輸入電平依存性的特性圖。
圖6是表示使用了現有技術的1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器電路之結構的方框圖。
具體實施例方式
下面，就本發明的實施例用圖1進行說明。
圖1表示使用了本發明的第一實施例的1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器的方框圖。
1∶2級聯型δ-∑調制器58含有設有一次積分電路54的初級δ-∑調制型量化環路52；設有二次積分電路55的第二級δ-∑調制型量化環路53和噪聲除去電路59。
初級δ-∑調制型量化環路52由積分器61和局部量化器62以及1比特的數模變換器63構成。積分器61的輸入信號是，用加減法器65從外部輸入的模擬輸入信號中減去數模變換器63生成的反饋參考電壓通過放大器64后得到的信號后的信號。局部量化器62將積分器61的輸出量化成1比特數字信號。數模變換器63從局部量化器62的數字輸出Y1生成上述的反饋參考電壓。由積分器61和放大器64以及加減法器65構成積分電路54。再者，也可以做成多值結構局部量化器，也就是2比特以上的結構。這種情況下，數模變換器也與此相一致地采用多值結構，也就是2比特以上的結構。
第二級δ-∑調制型量化環路53由積分器71、積分器72、局部量化器73、1比特的數模變換器74構成。積分器71的輸入信號是從初級δ-∑調制型量化環路52的量化器62的輸入和數模變換器63的輸出的差信號中，亦即從用初級δ-∑調制型量化環路52的局部量化器發生的量化誤差Q1中，用加減法器77減去由數模變換器74生成的反饋參考電壓通過放大器75后得到的信號之后的信號。積分器72的輸入信號是用加減法器77從積分器71的輸出中減去由數模變換器74生成的反饋參考電壓通過放大器76后得到的信號之后的信號。局部量化器73將積分器72的輸出量化成1比特數字信號。數模變換器74從局部量化器73的數字輸出Y2生成上述反饋參考電壓。積分電路55由積分器71、72和放大器75、76以及加減法器77、78構成。
上述的初級δ-∑調制型量化環路52的定標系數被設定為A1(A1為1以上的任意數值)，第二級δ-∑調制型量化環路53的定標系數被設定為A2(A2為1以上的任意數值)。由于初級和第二級δ-∑調制型量化環路52，53的積分電路54，55的次數不同，定標系數A1和A2被設定在不同的值上。其結果，在初級和第二級δ-∑調制型量化環路52，53中，增益分別被限制在1/A1、1/A2。在本例中，定標系數被設定在例如1/A1＝1、1/A2＝0.7。
上述的數模變換器63，74將初極和第二級δ-∑調制型量化環路52，53的正負反饋參考電壓設定成大于模擬輸入信號的正負規定最大電壓，并將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓從其它δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓中獨立出來進行設定。因此，數模變換器63，74成為限制初級和第二級δ-∑調制型量化環路52，53的增益的增益限制部件。
上述增益限制部件按照例如各級δ-∑調制型量化環路內的積分電路的次數來設定反饋參考電壓。因而，各級反饋參考電壓按照例如積分電路的次數而成為不同的值。
另外，形成了將各級δ-∑調制型量化環路52，53的反饋參考電壓獨立于其它δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓進行設定的結構，但是，各級δ-∑調制型量化環路52，53的反饋參考電壓的值有設定在不同值上的情況，也有設定在相同值上的情況。要點是能夠根據各δ-∑調制型量化環路52，53的結構任意選擇。
還有，各級δ-∑調制型量化環路52，53的反饋參考電壓被設定在模擬輸入信號的規定最大電壓以上，亦即上述各反饋參考電壓被設定在與模擬輸入信號的規定最大電壓相同的值或比它大的值上。
再者，在圖1中，記號Q1表示在局部量化器62的前后發生的量化誤差，記號Q2表示在局部量化器73的前后發生的量化誤差，記號N表示混入到模擬輸入信號的噪聲和輸入換算后的熱噪聲等量化噪聲以外的模擬噪聲。
噪聲除去電路59被連接成使其分別接受各δ-∑調制型量化環路52，53的輸出信號Y1和Y2。延遲器81被連接成接受輸出Y1，當輸出Y1的數據被送到加法器83時，進行使輸出Y1的數據相對于輸出Y2的數據時間延遲的工作。微分器82由用現有技術周知的方法進行微分的數字微分器構成。來自數字微分器82的輸出通過加法器83與延遲器81的輸出相加，成為1∶2級聯型δ-∑調制器58的輸出信號Y。該輸出信號Y作為數字代碼供給數字抽取過濾器57。放大器84的增益設定成A1，放大器85的增益設定成A2。
上述的放大器84，85通過向噪聲除去電路59設定增益，放大器84，85相當于補償在各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益的定標補償部件。
另外，構成乘法部件，該部件在噪聲除去電路59中的放大器84，85被設置在設于與各級δ-∑調制型量化環路52，53相接的輸入部分的延遲器81和微分器82的輸入側或輸出側，在通過了延遲器81和微分器82的信號上分別乘上用以補償受到各級δ-∑調制型量化環路52，53限制的增益的系數。圖1中，放大器84，85被設置在延遲器81，微分器82的輸入側，但是也可以設置在輸出側。
再者，上述的放大器84，85在噪聲除去電路59中與各級δ-∑調制型量化環路52，53相接的輸入部分上構成個別地設定增益限制值的增益設定器。
結果，如果將放大器64，75的系數g1，g2設為1，將放大器76的系數g 3設為2，則1∶2級聯型δ-∑調制器58的輸出Y可以用以下的傳遞函數表示。
Y1＝Vin/A1+N+(1-Z-1)Q1 (5)Y2＝-Q1·A1/A2+(1-Z-1)2Q2 (6)Y＝Y1·A1+Y2·(1-Z-1)·A2＝Vin+N·A1+(1-Z-1)3Q2·A2 (7)Dout＝Y＝Vin+N·A1+(1-Z-1)3Q2·A2 (8)結果，通過變更1∶2級聯型δ-∑調制器58中的定標系數A1和A2的值，可以將各δ-∑調制型量化環路52，53的增益限制值各自個別地獨立設定。另外，通過將噪聲除去電路59中的增益按每級δ-∑調制型量化環路52，53獨立設定，可以高精度補償在各級δ-∑調制型量化環路52，53中受到限制的增益。
由于構成積分器次數高的δ-∑調制器那樣的過負載的模擬信號輸入電平低，需要增大定標系數。因而，在初級δ-∑調制型量化環路52中的積分電路54的次數比第二級以后的δ-∑調制型量化環路53的積分電路55的次數小的情況下，定標系數A1比定標系數可以比A2小。因此，對于式(4)中表示的傳統的增益定標方式，用式(8)表示的實施例比圖6的現有技術可以減小模擬噪聲分量(N×A)的A的值，可以降低信號頻帶內的模擬噪聲N，可以改善S/N比。
圖2是表示采用本發明的第二實施例的1∶2級聯型δ-∑調制器的模數變換器的方框圖。
本實施例與第一實施例的不同點在于，在第二級δ-∑調制型量化環路53中，積分器71輸入的信號是，從初級δ-∑調制型量化環路52的量化器62的輸入中，用加減法器77減去由數模變換器74生成的反饋參考電壓通過了放大器75所得到的信號后的信號。其它結構與第一實施例相同。
在第二實施例中，例如，若將放大器64，75的系數g1，g2設為1，將放大器76的系數g3設為2，則1∶2級聯型δ-∑調制器58的輸出Y可以用以下的傳遞函數表示。
Y1＝Vin/A1+N+(1-Z-1)Q1(9)Y2＝(Y1-Q1)·A1/A2+(1-Z-1)2Q2(10)Y＝Y1·A1+Y2·(1-Z-1)A2＝Vin(2-Z-1)+N·A1·(2-Z-1)+(1-Z-1)3Q2·A2+(1-Z-1)2·Q1·A1 (11)Dout＝Y＝Vin(2-Z-1)+N·A1·(2-Z-1)+(1-Z-1)3Q2·A2+(1-Z-1)2·Q1·A1 (12)結果，通過變更1∶2級聯型δ-∑調制器58中的定標系數A1和A2的值，可以將各δ-∑調制型量化環路52，53的增益限制值分別個別地獨立設定。另外，通過將噪聲除去電路59中的增益按每級δ-∑調制型量化環路52，53獨立設定，可以高精度補償各級δ-∑調制型量化環路52，53中受到限制的增益。因而，與圖1一樣可降低信號頻帶內的模擬噪聲N，可以改善S/N比。
本發明各級δ-∑調制型量化環路的積分電路也可以用于作為X1次、X2次、…Xn次那樣的n級的X1X2…Xn級聯型δ-∑調制器。這時，通過將各級δ-∑調制型量化環路的定標系數分別設定為A1、A2、…An，并對應于連接至噪聲除去電路的各級δ-∑調制型量化環路將噪聲除去電路內的放大器的增益設定為A1、A2、…An即可實現。
另外，增益定標時，由于可以將抽取過濾器57的增益固定在例如1的狀態下，在δ-∑調制型模數變換器的設計中，不需要考慮后級的抽取過濾器，可以增加設計的自由度。
權利要求
1.一種級聯型δ-∑調制器，其中設有由最大電壓被規定的第一模擬輸入信號和第一反饋參考電壓作為輸入的第一積分電路、將所述第一積分電路的輸出量化成數字信號的第一局部量化器以及從所述第一局部量化器的數字輸出生成所述第一反饋參考電壓的第一數模變換器構成的初級δ-∑調制型量化環路；由將前級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸入與數模變換器的輸出的差信號構成的第二模擬輸入信號和第二反饋參考電壓作為輸入的第二積分電路、將所述第二積分電路的輸出量化成數字信號的第二局部量化器以及從所述第二局部量化器的數字輸出生成所述第二反饋參考電壓的第二數模變換器構成的，與所述初級δ-∑調制型量化環路級聯連接的一個或多個第二級以后的δ-∑調制型量化環路；以及對于初級和第二級以后的δ-∑調制型量化環路，通過將使各級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出用延遲器延遲后的輸出和次級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出用微分器微分后的輸出相加后的值作為輸出信號，消除各級δ-∑調制型量化環路的量化噪聲的噪聲除去電路；還設有通過將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓設為所述模擬輸入信號的規定最大電壓以上，并將所述各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓獨立于其他δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓進行設定，限制各級δ-∑調制型量化環路的增益的增益限制部件；以及通過按每級δ-∑調制型量化環路獨立地設定所述噪聲除去電路的增益，補償所述各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益的定標補償部件。
2.如權利要求1所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述第一積分電路將所述第一模擬輸入信號與所述第一反饋參考電壓之差進行積分。
3.如權利要求1所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述增益限制部件按照所述各級δ-∑調制型量化環路內的積分電路的次數來設定反饋參考電壓。
4.如權利要求1所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于在所述噪聲除去電路中與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分上設置所述延遲器和所述微分器；所述定標補償部件由被設置在設于所述噪聲除去電路中與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分的所述延遲器和所述微分器的輸入側或輸出側的、在通過所述延遲器和所述微分器的信號上分別乘上用以補償在所述各級δ-∑調制型量化環路受到限制的增益的系數的乘法部件構成。
5.如權利要求1所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述定標補償部件含有在所述噪聲除去電路中與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分個別地設定增益限制值的增益設定器。
6.一種級聯型δ-∑調制器，其中設有由將最大電壓被規定的第一模擬輸入信號和第一反饋參考電壓作為輸入的第一積分電路、將所述第一積分電路的輸出量化成數字信號的第一局部量化器以及從所述第一局部量化器的數字輸出生成所述第一反饋參考電壓的第一數模變換器構成的初級δ-∑調制型量化環路；由將前級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸入構成的第二模擬輸入信號和第二反饋參考電壓作為輸入的第二積分電路、將所述第二積分電路的輸出量化成數字信號的第二局部量化器以及從所述第二局部量化器的數字輸出生成所述第二反饋參考電壓的第二數模變換器構成的，與所述初級δ-∑調制型量化環路級聯連接的一個或多個第二級以后的δ-∑調制型量化環路；以及對于初級和第二級以后的δ-∑調制型量化環路，通過將使各級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出用延遲器延遲后的輸出和將次級δ-∑調制型量化環路的局部量化器的輸出用微分器微分后的輸出相加后的值作為輸出信號，消除各級δ-∑調制型量化環路的量化噪聲的噪聲除去電路；還設有通過將各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓設為所述模擬輸入信號的規定最大電壓以上，并將所述各級δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓獨立于其他δ-∑調制型量化環路的反饋參考電壓進行設定，限制各級δ-∑調制型量化環路的增益的增益限制部件；以及通過按每級δ-∑調制型量化環路獨立地設定所述噪聲除去電路的增益，補償所述各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益的定標補償部件。
7.如權利要求6所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述第一積分電路將所述第一模擬輸入信號與所述第一反饋參考電壓之差進行積分。
8.如權利要求6所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述增益限制部件按照所述各級δ-∑調制型量化環路內的積分電路的次數設定反饋參考電壓。
9.如權利要求6所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述噪聲除去電路中，在與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分設置所述延遲器和所述微分器；所述定標補償部件被設置在所述噪聲除去電路中與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分上的所述延遲器和微分器的輸入側或輸出側，在通過所述延遲器和所述微分器的信號上分別乘上用以補償所述各級δ-∑調制型量化環路中受到限制的增益的系數。
10.如權利要求6所述級聯型δ-∑調制器，其特征在于所述定標補償部件含有在所述噪聲除去電路中與所述各級δ-∑調制型量化環路相接的輸入部分個別地設定增益限制值的增益設定器。
全文摘要
以由將模擬輸入信號與反饋參考電壓之差積分的積分電路、將積分電路的輸出量化成數字信號的局部量化器以及從局部量化器的數字輸出生成反饋參考電壓的數模變換器構成的δ－∑調制型電路作為單位級，將多個單位級進行級聯連接。第二級以后的δ－∑調制型量化環路將前級量化器的輸入與前級數模變換器的輸出的差信號作為模擬輸入信號。將各級δ－∑調制型量化環路的反饋參考電壓個別地設定成大于模擬輸入信號的規定最大電壓來限制各級δ－∑調制型量化環路的增益，在噪聲除去電路上設置增益設定器，以大致補償各級δ－∑調制型量化環路中受到限制的增益。
文檔編號H03M3/02GK1578156SQ20041006360
公開日2005年2月9日 申請日期2004年7月5日 優先權日2003年7月4日
發明者犬飼文人, 橫山明夫, 小林仁 申請人:松下電器產業株式會社