專利名稱：Dc偏移補償電路、差分放大電路、光電脈沖轉換電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及補償在差分放大電路輸出的一對互補差分輸出信號間產生的DC偏移電壓的DC偏移補償電路，具有DC偏移補償電路的差分放大電路和使用能夠補償DC偏移的差分放大電路把光學脈沖信號轉換為相應的電脈沖的光電脈沖轉換電路。
另一方面，本發明涉及產生其邏輯按照類似于基準方波脈沖信號的上升和下降的方式變化的整形脈沖信號的脈沖整形電路，使用脈沖整形電路的脈沖發生電路，和使用脈沖整形電路把光學脈沖信號轉換為相應的電脈沖的光電脈沖轉換電路。
背景技術：
(相關技術1)在放大輸入信號并輸出一對差分輸出信號的差分放大電路中，在差分放大電路輸出的一對互補差分輸出信號之間，即在同相輸出信號和反相輸出信號之間產生的參考電壓方面的差值(下面也稱為DC偏移電壓)時常引起問題。于是，提供了配有補償DC偏移電壓的DC偏移補償電路的差分放大電路。
下面將舉例說明圖35中所示的光電脈沖轉換電路10。光電脈沖轉換電路10把光學脈沖信號LT轉換為電脈沖信號xRx。例如，在IrDA通信中，光電脈沖轉換電路被用作接收電路，并且把反相電脈沖信號xRx傳輸給后一級的解調電路。
當在這種光學通信中使用光電脈沖轉換電路時，從發射電路(光源)到接收電路(光電二極管PD)的距離并不恒定，于是存在各種狀態。在某些情況下，由于距離較遠，接收的光學脈沖信號LT非常弱，在其它一些情況下，由于距離較近，接收的信號LT非常強。從而，電流輸入信號從幾十nA波動到比幾十nA大幾百倍的幾mA。即使在這樣的情況下，也必須可靠地接收光學脈沖信號，在準確地保持波形的脈沖寬度的同時，對波形整形，并把最后得到的信號發送給后一級的解調電路。
在光電脈沖轉換電路10中，當光電二極管PD接收在第二計時t2上升和在第一計時t1下降的光學脈沖信號LT時，脈動電流信號Iin按照光線的強度流動。I-V轉換電路IV把電流信號Iin轉換為一對互補差分電壓信號，即相位與光學脈沖信號LT和電流信號Iin相同的同相電壓信號V1P和與之互補的反相電壓信號V1M，并輸出這些信號。當輸入較大信號時的差分電壓信號V1P、V1M的波形稍微不同于當輸入較小信號時的差分電壓信號V1P、V1M，如圖36中所示。當輸入較小的信號時，得到脈沖寬度tpw和光學脈沖信號LT的脈沖寬度近似相同的光電二極管PD電流信號Iin。但是，當輸入較大的信號時，雖然波形通常具有方波形狀，但是它具有鈍化的上升沿和鈍化的下降沿。這是因為電信號不能精確地隨著光學輸入的變化而變化。特別地，因此第一計時t1之后的下降沿下降緩慢，同相電壓信號V1P也緩慢下降，如圖36中所示。
差分電壓信號V1P、V1M隨后由第一差分放大電路AMP1和第二差分放大電路AMP2放大，第一差分放大電路AMP1配有圖35中由虛線指出的DC偏移補償電路OFC。隨后，如圖37中所示，參考電壓發生電路REFG產生和放大器的輸出VO相應的參考電壓VREF，比較電路CMP比較放大器的輸出VO和參考電壓VREF，獲得反相電脈沖信號xRX，所述反相電脈沖信號xRX具有對應于光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw，并在第二計時t2下降，而在第一計時t1上升。
更具體地說，偏移加法電路(混頻電路)OFP用于把偏移補償電壓VOC混頻到差分電壓信號V1P、V1M中，以便完成負反饋，從而產生第二差分信號V2P、V2M，第二差分信號V2P、V2M被第一差分放大電路AMP1放大，從而輸出第三差分信號V3P、V3M。在DC偏移補償電路OFC中，第三差分信號V3P、V3M被具有截止頻率fc1和通過速率SR1的低通濾波器過濾，獲得偏移補償電壓VOC。由于以這種方式反饋在第三差分信號V3P和V3M間產生的DC偏移電壓，因此能夠抵消差分放大電路AMP1的差分輸出終端間的DC偏移電壓。如果存在DC偏移電壓，則第二差分放大電路AMP2的輸出VO發生波動，導致在比較電路CMP中得到的脈沖寬度發生波動。從而，得到的反相電脈沖信號xRX的脈沖寬度不同于光學脈沖信號的脈沖寬度。但是，通過抵消DC偏移電壓，能夠得到脈沖寬度tpw精確對應于光學脈沖信號脈沖寬度的反相電脈沖信號xRX。
為了獲得具有精確脈沖寬度tpw的反相電脈沖信號xRX，必須根據輸出VO的量值，給予參考電壓VREF適當的時間常數。
(相關技術2)在具有另一結構的光電脈沖轉換電路20(參見圖39)中，也可按照相同方式采用配有DC偏移補償電路的差分放大電路。
在光電脈沖轉換電路20中，光電二極管PD同樣接收在第二計時t2上升并在第一計時t1下降的光學脈沖信號LT，從而提供電流信號Iin。但是，光電脈沖轉換電路20使用差分I-V轉換電路DIV，而不是使用I-V轉換電路IV，把電流信號Iin的波形轉換為波形類似于電流信號Iin的差分波形的一對互補差分電壓信號VD1P、VD1M。配有偏移補償電路OFC的差分放大電路AMP隨后放大差分電壓信號VD1P、VD1M，從而輸出第三差分信號VD3P、VD3M。比較電路CMP比較第三差分信號VD3P和VD3M，得到反相電脈沖信號xRX。
在光電脈沖轉換電路20中，得到其波形類似于電流信號Iin的差分波形的差分電壓信號VD1P、VD1M，并且隨后放大所述差分電壓信號VD1P、VD1M。比較在第一或第二計時t1、t2急劇下降或上升的第三差分信號VD3P和第三差分信號VD3M。于是能夠在得到的反相電脈沖信號xRX中精確地再現光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw。另外，電路的優點在于不必如同相關技術1(參見圖35)中那樣，單獨使用參考電壓發生電路REFG按照輸出VO產生參考電壓VREF。
為了防止噪聲引起的故障，在比較電路CMP中可增加較小數值的DC偏移電壓VOS。
(相關技術3)在相關技術2中所示的電路中(參見圖39)，脈沖信號只被差分一次，獲得差分信號，并且通過利用差分信號，得到具有和原始脈沖信號相同脈沖寬度的脈沖信號。圖41中所示的光電脈沖轉換電路30可被配置為相同類型的電路。
即，在光電脈沖轉換電路30中，在第二計時t2上升并在第一計時t1下降的光學脈沖信號LT被光電二極管PD接收，從而得到電流信號Iin。隨后，I-V轉換電路IV把電流信號Iin轉換成相應的電壓信號V1，并輸出最后得到的電壓信號。隨后由差分放大電路AMP放大電壓信號V1。之后，使用差分差動放大電路DAMP差分并放大第二差分信號V2P、V2M，從而輸出第三差分信號VD3P、VD3M。另外，加入較小數值的偏移電壓VOS，從而第三同相信號VD3P的參考電壓相對低于第三反相信號VD3M的參考電壓。隨后比較電路CMP比較這些第三差分信號VD3P、VD3M，從而得到在第二計時t2下降并在第一計時t1上升的反相電脈沖信號xRX。如上所述，加入偏移電壓VOS的目的是防止噪聲引起的故障。
同樣在光電脈沖轉換電路30中，電流信號Iin和電壓信號V1具有稍微鈍化的波形，所述波形在第一計時t1之后逐漸下降(參見圖36)。但是，由于比較在第一或第二計時t1、t2急劇上升或下降的第三差分信號VD3P、VD3M，得到反相電脈沖信號xRX，因此能夠在反相電脈沖xRX精確地再現光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw。此外，該電路的優點在于不必如同相關技術1中所示電路10(圖35)中那樣，單獨使用參考電壓發生電路REFG按照輸出VO產生參考電壓VREF。
但是，在相關技術1的光電脈沖轉換電路10中，具有截止頻率fc1的低通濾波器LPF被用于提供DC偏移電壓的負反饋控制。于是，不僅DC分量，而且脈沖信號波形中所含的AC分量的低頻分量也被反饋。即，如圖38(a)中所示，如果在第一差分放大電路AMP1的第三差分信號V3P和V3M間存在DC偏移電壓DCO，并且所述DC偏移電壓DCO被負反饋，則如圖38(b)中所示，在從低通濾波器LPF輸出的偏移補償電壓VOC中含有DC補償分量，其作用是抵消DC偏移電壓DCO。但是，如上所述，由于低頻AC分量同樣通過低通濾波器LPF，因此低頻AC分量同樣被疊加到偏移補償電壓VOC上，如圖38(b)中所示。
在從第二計時t2到第一計時t1的第二時段d2內，偏移補償電壓VOC中所含的這些AC分量的量值逐漸增大。在從第一計時t1到第二計時t2的第一時段d1內，所述AC分量的量值逐漸降低恢復到初始的零電平，所述零電平被保持。這是因為AC分量包含在第二時段d2中，如圖38(a)所示。表示偏移補償電壓VOC的曲線的斜率對應于低通濾波器LPF的特征(截止頻率和通過速率)，并且上升斜率和下降斜率基本相同。
如果第二時段d2大于第一時段d1，如圖38(c)中所示，則在第一時段內，偏移補償電壓VOC中所含AC分量的降低數量低于第二時段內的上升數量。從而，偏移補償電壓VOC中所含的AC分量逐漸累積，如圖38(d)中所示(本例中，所述AC分量逐漸增大)。于是，由于累積的AC分量被負反饋的結果，作為第一差分放大電路AMP1的輸出的第三差分信號V3P和V3M的波形失真。當在比較電路CMP中得到反相電脈沖信號xRX時，這會導致故障或其它問題。此外，隨著AC分量的累積，波形發生失真，從而逐漸向下偏移，并且逼近第三差分信號V3P、V3M的上限值或下限值。從而，動態范圍變小，信號幅度變小，在極端情況下，第三差分信號V3P、V3M可能消失。
另一方面，在根據相關技術2的光電脈沖轉換電路20中，當接收如圖40(a)中所示的脈沖寬度為tpw的光學脈沖信號LT時，如圖40(b)中所示的電流信號Iin流過光電二極管PD。圖40(b)表示了輸入高強度的大光學脈沖信號LT的情況。在第一時段d1中，電流信號Iin形成逐漸下降的長長的尾部。隨后差分I-V轉換電路DIV對該信號進行差分和I-V轉換，以便得到如圖40(c)中所示的同相電壓信號VD1P和反相電壓信號VD1M。隨后差分放大電路AMP放大這些信號，得到第三差分信號VD3P、VD3M[參見圖40(d)]。本例中，在第二時段d2和第一時段d1的前半段中，放大后的第三差分信號VD3P、VD3M的幅度受上限值或下限值的限制。從而，它們的波形不同于圖40(c)中所示的同相電壓信號VD1P的波形。和光電脈沖轉換電路10不同[參見圖37(a)和(c)]，該電路采用差分波形，從而同相電壓信號VD1P相對于參考電壓向正負方向(向上和向下)擺動。
具有截止頻率fc1(通過速率SR1)的低通濾波器LPF同樣用在根據相關技術2的光電脈沖轉換電路20中。于是，不僅DC分量被反饋，而且AC分量的低頻分量也被反饋。即，AC分量被疊加到偏移補償電壓VOC上。
在從第二計時t2到第一計時t1的第二時段d2中，偏移補償電壓VOC中所含AC分量的量值逐漸增大，如圖40(e)中所示，并在從第一計時t1到第二計時t2的第一時段d1中逐漸降低。但是和光電脈沖轉換電路10不同[參見圖38(b)]，在第一時段d1中，偏移補償電壓VOC中所含AC分量的量值繼續降低。表示偏移補償電壓VOC的曲線的斜率對應于低通濾波器LPF的特征(截止頻率和通過速率)，并且上升斜率和下降斜率基本相同。
如果第一時段d1不等于第二時段d2(如果脈沖的占空率不為50％)，則偏移補償電壓VOC逐漸波動。例如如果d1＞d2，如圖40中所示，則偏移補償電壓VOC中所含的AC分量逐漸累積，導致偏移補償電壓VOC逐漸減小，如圖40(e)中所示。
從而，差分放大電路AMP的第三差分信號VD3P、VD3M失真，第三同相信號VD3P逼近上限值，如圖40(f)中所示。于是，當在比較電路CMP中得到反相電脈沖信號xRX時，可能發生故障。此外，波形逼近第三差分信號VD3P、VD3M的上限值或下限值。從而，動態范圍變小，信號幅度變小，并且在極端情況下，第三差分信號VD3P、VD3M會消失。
在根據相關技術3的光電脈沖轉換電路30中，當基準脈沖信號，即光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw變長時，如圖42中所示，在第二計時t2之后的時刻tx，逐漸下移的第三同相信號VD3P和逐漸上移的第三反相信號VD3M會交叉。之后，作為比較電路CMP的輸出的反相電脈沖信號xRX被反轉。于是，如圖42下部中所示，產生應在第一計時t1上升的反相電脈沖信號xRX的脈沖寬度變短的問題。具體地說，當在試圖防止由噪聲引起的故障的努力中使偏移電壓VOS更大時，脈沖寬度往往會變得更短。
如果如圖43中所示，比較電路CMP被賦予滯后特性(滯后電壓Vh)，以便滿足Vh＞VOS，則在第二計時t2和第一計時t1之間，第三同相信號VD3P和第三反相信號VD3M并不交叉，從而在反相電脈沖信號xRX中得到正確的脈沖寬度tpw。
在被安排成如上所述滿足Vh＞VOS，并且一旦當電路被起動或者噪聲侵入時，第三反相信號VD3M變得小于第三同相信號VD3P的情況下，作為比較電路CMP的反相電脈沖xRX被反轉，即，如圖44中所示，反相電脈沖xRX的電平變成低電平。這也會導致和使第三同相信號VD3P相對降低等同于滯后電壓Vh的量值相同的效果。由于第三反相信號VD3M變成小于第三同相信號VD3P，因此即使在噪聲消失之后，反相電脈沖信號xRX也被固定為低電平，并且在第二計時t2，反相電脈沖信號xRX不下降。之后，在第一計時t1，反相電脈沖信號xRX恢復高電平。于是，在這種情況下，光學脈沖信號未被正確接收。
從而，在根據相關技術2、3的光電脈沖轉換電路20、30中，難以通過同時把偏移電壓VOS和滯后電壓Vh設置為適當的數值，防止由于噪聲等所造成的故障。
發明內容
鑒于由相關技術1、2引起的問題，本發明的目的是提供一種能夠抵消在差分放大電路的差分輸出信號間產生的DC偏移電壓，同時防止起因于AC分量的累積的信號波形失真的DC偏移補償電路，和能夠通過抵消差分放大電路的差分輸出信號間產生的DC偏移電壓，產生精確再現光學脈沖信號的上升和下降計時的電脈沖信號的光電脈沖轉換電路。
另外，鑒于由相關技術2、3引起的問題，本發明的目的是提供一種脈沖整形電路和一種光電脈沖轉換電路，所述脈沖整形電路能夠獲得在基準脈沖信號的上升計時(第二計時)或下降計時(第一計時)急劇上升或下降的同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號，精確地再現基準脈沖信號的脈沖寬度，并且其中噪聲等引起的故障很少，所述光電脈沖轉換電路能夠產生精確再現光學脈沖信號的脈沖寬度的電脈沖信號。
根據本發明第一方面的解決問題的裝置是一種DC偏移補償電路，所述電路被置于差分放大電路的一對差分輸出端和一對差分輸入端之間，并且抵消差分輸出信號之間的DC偏移電壓，所述差分放大電路放大輸入所述差分輸入端的一對差分輸入信號，并從所述差分輸出端輸出一對差分輸出信號。所述DC偏移補償電路配有對輸入的差分輸出信號進行低通濾波，輸出濾波信號的低通濾波器；代替低通濾波器的濾波信號，一個保持電路輸出保持濾波信號，并且在把濾波信號改變為保持濾波信號的時刻，輸出對應于低通濾波器的濾波信號的保持濾波信號；把通過使濾波信號或保持濾波信號混合到差分輸入信號中，從而執行負反饋產生的一對混頻差分輸入信號輸出給差分放大電路的差分輸入端的混頻電路，以及交替完成濾波狀態變換和保持狀態變換的變換電路，在所述濾波狀態下，差分輸出信號被輸入低通濾波器，濾波信號被輸出給混頻電路，在所述保持狀態下，截止對低通濾波器輸入差分輸出信號，并且保持濾波信號被輸出給混頻電路。
如同相關技術1、2中說明的一樣，當結構是這樣的，以致利用低通濾波器負反饋DC偏移電壓時，不僅DC偏移電壓包含在差分輸出信號中，而且AC分量也包含在差分輸出信號中。特別地低頻分量通過低通濾波器LPF，并被負反饋給差分輸入端。從而，可產生AC分量逐漸累積，輸出信號失真，輸出信號的動態范圍變小，并且在極端情況下，根據輸入信號的波形和占空率，輸出信號消失的問題。
根據本發明，除了低通濾波器和混頻電路之外，提供了保持電路和變換電路。通過根據信號波形在預定計時，在低通濾波器和保持電路之間進行變換，能夠抵消DC偏移，同時防止累積AC分量。具體地說，對于信號中幾乎不包含AC分量的時段，選擇低通濾波器執行DC偏移補償。另一方面，對于信號中包含許多AC分量的時段，截止對于低波濾波器的輸入，以便降低AC分量對低通濾波器的影響，停止低通濾波器的負反饋，選擇保持電路，在和選擇保持電路之前相同的電平下進行DC偏移補償，同時防止累積AC分量。更具體地說，就輸入差分放大器的同相輸入端的信號而論，如果輸入交替具有高電平和低電平的脈沖信號或者具有其間具有間歇性的無信號(低電平)時段的一系列信號的信號，則對于信號具有低電平或不存在信號的時段，選擇低通濾波器，對于信號具有高電平，或者存在一系列信號的時段選擇保持電路。從而，有限防止累積AC分量。
根據本發明第一方面的DC偏移補償電路最好是配有置于差分放大電路的差分輸出端和差分輸入端之間的DC偏移補償電路的差分放大電路。
根據配有DC偏移補償電路的差分放大電路，由于接入DC偏移補償電路，因此DC偏移電壓被抵消，并可獲得不存在由AC分量的累積引起的失真的差分輸出信號。
此外，把光學脈沖信號轉換成相應的電脈沖信號的光電脈沖轉換電路最好配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出所述電流信號的光-電流轉換電路，把電流信號轉換成一對對應的差分電壓信號并輸出所述差分電壓信號的I-V轉換電路，配有根據另一形式的本發明第一方面的DC偏移補償電路，放大所述差分電壓信號并且輸出差分輸出信號的差分放大電路，以及輸出基于差分輸出信號的電脈沖信號的脈沖發生電路。
如果DC偏移電壓產生于光電脈沖轉換電路中使用的差分放大電路中，則脈沖發生電路產生的電脈沖信號的上升和下降計時與相應光學脈沖信號的上升和下降計時不符，這會導致通信故障或其它問題。
另一方面，根據本發明的光電脈沖轉換電路采用配有DC偏移補償電路的差分放大電路。更具體地說，它使用具有置于差分輸出端和差分輸入端間的DC偏移補償電路的差分放大電路。這可確保恰當地抵消DC偏移電壓，實現差分放大，消除由AC分量的累積引起的電脈沖信號的上升和下降計時與光學脈沖信號的上升和下降計時不符的可能性。
根據本發明第二方面的另一解決問題裝置是把一般為方波形狀的光學脈沖信號至少轉換成在光學脈沖信號下降的第一計時下降，并在光學脈沖信號上升的第二計時上升的同相電脈沖信號，或者在第一計時上升并在第二計時下降的反相電脈沖信號的光電脈沖轉換電路。該光電脈沖轉換電路配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出該電流信號的光-電流轉換電路，把所述電流信號轉換成一對對應的差分電壓信號并輸出該差分電壓信號的I-V轉換電路，放大所述差分電壓信號并輸出一對差分輸出信號的差分放大電路，和根據差分輸出信號，至少輸出同相電脈沖信號或者反相電脈沖信號的脈沖發生電路。差分放大電路配有過濾差分輸出信號，從而輸出濾波信號的低通濾波器，代替低通濾波器的濾波信號，輸出保持濾波信號，并在把濾波信號改變成保持濾波信號的時刻輸出對應于低通濾波器的濾波信號的保持濾波信號的保持電路，把通過使濾波信號或保持濾波信號混合到差分電壓信號中，以致執行負反饋而產生的一對混頻差分輸入信號輸出給差分放大電路的差分輸入端的混頻電路，和按照輸入的同相電脈沖信號或反相電脈沖信號，實現濾波狀態和保持狀態的變換的變換電路，在所述濾波狀態下，差分輸出信號被輸入低通濾波器，并且在第一計時濾波信號被輸出給混頻電路，在所述保持狀態下，截止對于低通濾波器的差分輸出信號輸入，并在第二計時把保持濾波信號輸出給混頻電路。
光電脈沖轉換電路配有光-電流轉換電路、I-V轉換電路、差分放大電路和脈沖發生電路。差分放大電路配有輸出濾波信號的低通濾波器，輸出保持濾波信號的保持電路，把通過使濾波信號或保持濾波信號混合到差分輸入信號中產生的混頻差分輸出信號輸出給差分放大電路的混頻電路，和按照同相電脈沖信號或反相電脈沖信號，在濾波狀態和保持狀態之間進行變換的變換電路。
于是在差分放大電路中，DC偏移電壓被抵消，AC分量不累積。于是，可產生精確再現光學脈沖信號的上升和下降計時的同相電脈沖信號或反相電脈沖信號。
任意電路可用作I-V轉換電路，只要它能夠完成電流信號的電流-電壓轉換，并輸出一對相應的差分電壓信號即可。于是，可能的電路包括同時完成放大和電流-電壓轉換的電路和在完成電流-電壓轉換之后進行放大的電路。
根據本發明第三方面的又一解決問題的裝置是置于差分放大電路的一對差分輸出端和一對差分輸入端之間，并且抵消差分輸出信號之間的DC偏移電壓的DC偏移補償電路，所述差分放大電路放大輸入其差分輸入端的一對差分輸入信號，并從其差分輸出端輸出一對差分輸出信號。所述DC偏移補償電路配有對差分輸出信號進行低通濾波，輸出濾波信號的低通濾波器，把通過使濾波信號混合到差分輸入信號中，從而執行負反饋產生的一對混頻差分輸入信號輸出給差分放大電路的差分輸入端的混頻電路，和改變低通濾波器的截止頻率和通過速率的特性改變電路。
由于DC偏移補償電路配有低通濾波器和混頻電路，因此除了DC分量之外，低頻AC分量也被負反饋通過低通濾波器。但是由于其中配置的特性改變電路的緣故，DC偏移補償電路可借助特性改變電路改變低通濾波器的截止頻率和通過速率。于是通過按照輸入信號的波形等改變截止頻率和通過速率，能夠調整AC分量的增大或減小速率，并消除或控制AC分量的累積，從而防止由AC分量的累積或其它問題引起的差分輸出信號失真的問題。
特性改變電路可逐步地把截止頻率和通過速率從一個數值改變為另一數值，或者可以連續改變截止頻率和通過速率。
最好配置一個差分放大電路，所述差分放大電路帶有根據本發明第三方面的，置于差分放大電路的差分輸出端和差分輸入端間的DC偏移補償電路。
根據配有DC偏移補償電路的差分放大電路，由于插入了DC偏移補償電路，因此DC偏移電壓可被抵消，并且能夠獲得一對不存在由AC分量的累積而引起的失真的差分輸出信號。
此外，把光學脈沖信號轉換成相應電脈沖信號的光電脈沖轉換電路最好配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出該電流信號的光-電流轉換電路，把所述電流信號轉換成一對相應的差分電壓信號，并通過電容耦合電容器輸出差分電壓信號的高通I-V轉換電路，或者把所述電流信號轉換成波形與借助電流信號的差分而得到的信號波形類似的一對差分電壓信號的差分I-V轉換電路，配有根據另一形式的本發明第三方面的DC偏移補償電路，放大作為差分輸入信號的差分電壓信號，并輸出差分輸出信號的差分放大電路，以及根據差分輸出信號輸出電脈沖信號的脈沖發生電路。
如果在光電脈沖轉換電路中使用的差分放大電路中產生DC偏移電壓，則由于脈沖發生電路產生的電脈沖信號的上升和下降計時與相應光學脈沖信號的上升和下降計時不符，因此不能得到脈沖寬度與光學脈沖信號的脈沖寬度一致的電脈沖信號，這會導致通信故障或其它問題。
另一方面，根據本發明的光電脈沖轉換電路采用配有DC偏移補償電路的差分放大電路。更具體地說，它使用帶有置于差分輸出端和差分輸入端之間的DC偏移補償電路的差分放大電路。這使得能夠可靠地抵消DC偏移電壓，從而執行差分放大，并防止AC分量累積，從而阻止由AC分量的累積引起的電脈沖信號的上升和下降計時與光學脈沖信號的上升和下降計時之間的失配。
根據本發明第四方面的另一解決問題的裝置是把一般為方波波形的光學脈沖信號至少轉換成在光學脈沖信號下降的第一計時下降并在光學脈沖信號上升的第二計時上升的同相電脈沖信號，或者在第一計時上升并在第二計時下降的反相電脈沖信號的光電脈沖轉換電路。該光電脈沖轉換電路配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號，并輸出該電流信號的光-電流轉換電路，把電流信號轉換成一對相應的差分電壓信號并通過電容耦合電容器輸出差分電壓信號，或者在使差分電壓信號通過電容器并且隨后對其進行放大之后，輸出差分電壓信號的高通I-V轉換電路，或者把電流信號轉換成波形與借助電流信號的差分得到的信號的波形相似的一對差分電壓信號，并輸出所述一對差分電壓信號的差分I-V轉換電路，放大所述差分電壓信號并輸出差分輸出信號的差分放大電路，以及根據差分輸出信號，至少輸出同相電脈沖信號或反相電脈沖信號的脈沖發生電路。此外，差分放大電路配有對輸入的差分輸出信號進行低通濾波，從而輸出濾波信號的低通濾波器，把通過使濾波信號混合到差分電壓信號，以致執行負反饋產生的一對混頻差分輸入信號輸出給差分放大電路的一對差分輸入端的混頻電路，以及按照輸入的同相電脈沖信號或反相電脈沖信號，實現第一狀態和第二狀態間的變換的特性變換電路，在所述第一狀態下，截止頻率和通過速率是第一計時的第一截止頻率fc1和第一通過速率SR1，在所述第二狀態下，截止頻率和通過速率是第二計時的第二截止頻率fc2和第二通過速率SR2。
該光電脈沖轉換電路配有光-電流轉換電路、高通I-V轉換電路或差分I-V轉換電路、差分放大電路和脈沖發生電路。此外，差分放大電路配有輸入濾波信號的低通濾波器，把混頻差分輸入信號輸出給差分放大電路的混頻電路，以及按照同相電脈沖信號或反相電脈沖信號，改變低通濾波器的特性的特性變換電路。
于是，在差分放大電路中，DC偏移電壓被抵消，能夠產生精確再現光學脈沖信號的上升和下降計時的同相電脈沖信號或反相電脈沖信號。
高通I-V轉換電路的例子包括對電流信號進行電流-電壓轉換，產生一對差分電壓信號，并通過電容耦合電容器輸出所述信號的電路，以及通過電容器輸出信號并進一步放大的電路。另外還包括被配置成當把電流信號轉換成差分電壓信號，以便通過電容耦合電容器輸出放大后的差分電壓信號時，同時進行放大和轉換的電路，或者在轉換之后進行放大的電路。
任意電路可用作差分I-V轉換電路，只要它能夠把電流信號轉換成波形與借助電流信號的差分得到的信號的波形相似的一對差分電壓信號，并輸入所述一對差分電壓信號即可。也可包括同時進行放大和轉換的電路，或者在轉換之后進行放大的電路。
根據本發明第五方面的另一種解決問題的裝置是一種脈沖整形電路，所述脈沖整形電路對通過對方波波形的基準脈沖信號進行差分或高通濾波得到的一對互補的脈沖差動差分輸入信號進行邏輯處理，并且至少獲得在基準脈沖信號下降的第一計時下降，并在基準脈沖信號上升的第二計時上升的同相整形脈沖信號，或者在第一計時上升并在第二計時下降的反相整形脈沖信號。脈沖整形電路配有添加偏移信號發生電路，所述添加偏移信號發生電路通過添加偏移電壓，使用所述一對脈沖互補差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生對應于同相第一信號的同相第五信號和對應于反相第二信號的反相第四信號，以致反相第四信號的第四參考電壓比同相第五信號的第五參考電壓相對高于等于第一偏移電壓的量值，并通過添加偏移電壓，使用所述一對脈沖互補差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生對應于同相第一信號的同相第三信號和對應于反相第二信號的反相第六信號，以致反相第六信號的第六參考電壓比同相第三信號的第三參考電壓相對稍低等于第二偏移電壓的量值。脈沖整形電路還配有比較同相第五信號和反相第四信號，獲得在第二計時上升的第七信號或者在第二計時下降的反相第七信號的第一比較電路，比較同相第三信號和反相第六信號，獲得在第一計時上升的第八信號或者在第一計時下降的反相第八信號的第二比較電路，以及根據第七信號和第八信號或者反相第七信號和反相第八信號，至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號的邏輯處理電路。
根據本發明的脈沖整形電路配有添加偏移信號發生電路，所述添加偏移信號發生電路通過添加等于第一和第二偏移電壓(ΔVof1、ΔVof2)的偏移電壓，使用所述一對脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生同相第三信號、同相第五信號、反相第四信號和反相第六信號。根據本發明的脈沖整形電路還配有獲得第七信號或反相第七信號的第一比較電路，獲得第八信號或反相第八信號的第二比較電路，以及至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號的邏輯處理電路。由于如上所述分別獲得在基準脈沖信號的上升計時上升的第七信號和在基準脈沖信號的下降計時上升的第八信號，因此能夠獲得在基準脈沖信號的上升計時(第二計時)或者下降計時(第一計時)急劇上升或下降，并且精確再現基準脈沖信號的脈沖寬度的同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號。此外，由于可通過不考慮第一和第二比較電路的滯后電壓，添加足夠的第一和第二偏移電壓ΔVof1、ΔVof2來完成信號處理，因此可減少起因于噪聲等的故障。
另外，根據方波波形的基準脈沖信號至少獲得同相整形脈沖信號或反相脈沖信號的脈沖發生電路最好配有差動差分信號發生電路和根據本發明第五方面的脈沖整形電路，所述差動差分信號發生電路對方波波形的基準脈沖信號進行差分或高通濾波，產生所述一對互補的脈沖差動差分輸入信號，所述脈沖整形電路使用輸入其中的脈沖差動差分輸入信號，至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號。
由于該脈沖發生電路配有差動差分信號發生電路和脈沖整形電路，因此能夠獲得精確再現方波波形的基準脈沖信號的同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號。此外，可減少起因于噪聲等的故障。
另外，把光學脈沖信號轉換成相應的電脈沖信號的光電脈沖轉換電路最好配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號，并輸出所述電流信號的光-電流轉換電路，把所述電流信號轉換成方波波形的相應脈沖電壓信號的I-V轉換電路，以及根據另一形式的本發明第五方面的，把脈沖電壓信號用作基準脈沖信號，從而至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號的脈沖發生電路。
除了光-電流轉換電路和I-V轉換電路之外，光電脈沖轉換電路還配有脈沖發生電路。于是能夠獲得精確再現光學脈沖信號的脈沖寬度的同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號。
根據本發明第六方面的另一種解決問題的裝置是把方波波形的光學脈沖信號至少轉換成在光學脈沖信號下降的第一計時下降，并在光學脈沖信號上升的第二計時上升的同相電脈沖信號，或者在第一計時上升并在第二計時下降的反相電脈沖信號的光電脈沖轉換電路。所述光電脈沖轉換電路配有把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出所述電流信號的光-電流轉換電路，把電流信號轉換成方波波形的相應脈沖電壓信號，并輸出所述脈沖電壓信號的I-V轉換電路，對所述脈沖電壓信號進行差分或高通濾波，產生一對互補的脈沖差動差分輸入信號的差動差分信號發生電路，以及使用輸入其中的脈沖差動差分輸入信號，至少獲得同相整形電脈沖信號或反相整形電脈沖信號的脈沖整形電路。脈沖整形電路配有添加偏移信號發生電路，所述添加偏移信號發生電路通過添加偏移電壓，使用所述一對脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生對應于同相第一信號的同相第五信號和對應于反相第二信號的反相第四信號，以致反相第四信號的第四參考電壓比同相第五信號的第五參考電壓相對高出等于第一偏移電壓的量值，并通過添加偏移電壓，使用所述一對脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生對應于同相第一信號的同相第三信號和對應于反相第二信號的反相第六信號，以致反相第六信號的第六參考電壓比同相第三信號的第三參考電壓相對稍低等于第二偏移電壓的量值。脈沖整形電路還配有比較同相第五信號和反相第四信號，獲得在第二計時上升的第七信號或者在第二計時下降的反相第七信號的第一比較電路，比較同相第三信號和反相第六信號，獲得在第一計時上升的第八信號或者在第一計時下降的反相第八信號的第二比較電路，以及根據第七信號和第八信號或者反相第七信號和反相第八信號，至少獲得同相整形電脈沖信號或反相整形電脈沖信號的邏輯處理電路。
根據本發明的光電脈沖轉換電路配有光-電流轉換電路、I-V轉換電路、差動差分信號發生電路和脈沖整形電路。脈沖整形電路配有通過添加等于第一和第二偏移電壓ΔVof1、ΔVof2的偏移電壓，使用所述一對脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號產生同相第三信號、同相第五信號、反相第四信號和反相第六信號的添加偏移信號發生電路。脈沖整形電路還配有獲得第七信號或反相第七信號的第一比較電路，獲得第八信號或反相第八信號的第二比較電路，以及至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號的邏輯處理電路。
由于如上所述分別獲得在光學脈沖信號的上升計時上升的第七信號和在光學脈沖信號的下降計時上升的第八信號，因此能夠獲得在光學脈沖信號的上升計時(第二計時)或者下降計時(第一計時)急劇上升或下降，并且精確再現光學脈沖信號的脈沖寬度的同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號。此外，由于電路允許通過不考慮第一和第二比較電路的滯后電壓，添加足夠的第一和第二偏移電壓ΔVof1、ΔVof2來完成信號處理，因此可減少起因于噪聲等的故障。
結合附圖，根據下面的詳細說明，本發明的上述及其它目的和新穎特征將更為明顯。但是特別要指出的是，附圖僅僅用于舉例說明，并不意味著對本發明范圍的限制。
圖1是表示根據本發明第一實施例的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖2是表示具有低通特性的功能變換濾波器LPHS的電路結構的電路圖，所述功能變換濾波器LPHS具有帶有保持功能的低通濾波器LPH和轉換開關SW；圖3是表示根據第一實施例的同相輸出信號V3P、反相電脈沖信號xRX和偏移補償信號VOC之間的關系的示意圖；
圖4是表示通過把偏移補償信號混合到一對差分輸入信號中，產生一對混頻差分輸入信號的混頻電路的電路圖；圖5是表示邏輯處理電路HR的邏輯電路及其操作的示意圖；圖6是表示在配有邏輯處理電路HR的電路中，當反相電脈沖信號被噪聲等反轉時，光學脈沖信號LT、反相電脈沖信號xRX、變換脈沖信號xVC和具有保持功能的低通濾波器LPHS的工作狀態的示意圖；圖7是表示根據本發明第二實施例的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖8是表示具有特性變換功能的低通濾波器LPC的電路結構的電路圖，所述低通濾波器LPC具有低通特性，并且能夠改變低通特性的截止頻率和通過速率；圖9是表示具有特性變換功能的低通濾波器LPC的低通特性的示意圖；圖10是表示根據本發明的第二實施例的不同部分中的信號間的關系的示意圖；圖11是表示在配有邏輯處理電路LG1的電路中，當反相電脈沖被噪聲等反轉時，光學脈沖信號LT、反相電脈沖信號xRX、特性變換脈沖信號xVC和具有特性變換功能的低通濾波器LPC的工作狀態的示意圖；圖12是表示采用高通I-V轉換電路的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖13是根據第三實施例的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖14是表示根據第三實施例的添加偏移信號發生電路OFS的電路結構的電路圖；圖15是表示根據本發明第三實施例的差分差分放大電路DAMP的電路結構的電路圖；圖16是表示根據本發明第三實施例的第一和第二比較電路的電路結構的電路圖；圖17是表示當輸入小信號時，同相第三信號、反相第四信號、同相第五信號和反相第六信號間的關系，以及第七信號、第八信號和反相電脈沖信號xRX間的關系的示意圖；圖18是表示當輸入大信號時，同相第三信號、反相第四信號、同相第五信號和反相第六信號間的關系，以及第七信號、第八信號和反相電脈沖信號xRX間的關系的示意圖。
圖19是表示邏輯處理電路LGC的邏輯電路的電路圖；圖20是表示改進的邏輯處理電路LGC2的邏輯電路的電路圖；圖21是表示邏輯處理電路LGC2中的延遲電路的電路結構及其操作的示意圖；圖22是表示邏輯處理電路LGC2中的延遲電路的另一電路結構及其操作的示意圖；圖23是表示當SR鎖存(觸發)禁止邏輯被輸入邏輯處理電路LGC2時的操作的示意圖；圖24是表示另一邏輯處理電路LGC3的邏輯電路的電路圖，在所述邏輯處理電路LGC3中，采取了SR鎖存(觸發)禁止邏輯的措施；圖25是表示在邏輯處理電路LGC2中，當由于噪聲等原因輸入第七信號時的操作的示意圖；圖26是表示另一邏輯處理電路LGC4的邏輯電路的電路圖，在所述邏輯處理電路LGC4中，采取了防止第七信號的故障的措施。
圖27是表示允許復位SR鎖存(觸發)電路的另一邏輯處理電路LGC5的邏輯電路的電路圖；圖28是表示允許改變電阻值的添加偏移信號發生電路OFS2的電路結構的電路圖；圖29是表示允許選擇電阻值的添加偏移信號發生電路OFS3的電路結構的電路圖；圖30是表示根據采用電容耦合的第四變型的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖31是表示對反相第七信號和反相第八信號執行邏輯處理的邏輯處理電路xLGC的邏輯電路的電路圖；圖32是表示邏輯處理電路xLGC1的邏輯電路的電路圖，在所述邏輯處理電路xLGC1中采取了xSxR鎖存(觸發)禁止邏輯的措施；圖33是表示邏輯處理電路xLGC2的邏輯電路的電路圖，在所述邏輯處理電路xLGC2中采取了防止反相第七信號的故障的措施；圖34是表示允許復位xSxR鎖存(觸發)電路的邏輯處理電路xLGC3的邏輯電路的電路圖；圖35是表示根據相關技術1的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖36是表示I-V轉換電路的同相電壓信號V1P的變化的示意圖；圖37是表示第二差分放大電路AMP2的輸出VO、參考電壓REF和反相電脈沖信號xRX間的關系的示意圖；圖38是表示第一差分放大電路AMP1的輸出(或者說第三差分信號V3P、V3M)和偏移補償電壓VOC的變化的示意圖；圖39是表示根據相關技術2的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖40是表示光學脈沖信號LT，電流信號Iin，差動I-V轉換電路DIV的輸出或者說同相電壓信號VD1P，差分放大電路AMP的輸出或者說第三差分信號V3P、V3M，以及偏移補償電壓VOC的變化的示意圖；圖41是表示根據相關技術3的光電脈沖轉換電路的電路圖；圖42是表示已添加偏移電壓VOS的差分信號VD3P、VD3M和反相電脈沖信號xRX之間的關系的示意圖；圖43是表示已由比較電路CMP添加滯后電壓Vh的差分信號VD3P、VD3M和反相電脈沖信號xRX之間的關系的示意圖；圖44是表示自開始以來，當反相電脈沖信號xRX被反轉(低電平)時，差分信號VD3P、VD3M和反相電脈沖信號xRX之間的關系的示意圖。
具體實施例方式
(第一實施例)下面將參考圖1-6說明本發明的第一實施例。根據圖1中所示的第一實施例的光電脈沖轉換電路100用在IrDA或其它光學通信中的接收電路中。即，光電脈沖轉換電路把進入光電二極管PD的光學脈沖信號LT轉換成相應的電脈沖信號xRX，同時保持脈沖tpw。之后，執行解調電路或以后各級其它電路中其它類型的必需處理。
除了用于抵消在第一差分放大電路AMP1中產生的DC偏移電壓的DC偏移補償電路110的結構不同之外，光電脈沖轉換電路100的結構基本上和前面提及的光電脈沖轉換電路10相同。
于是，按照和光電脈沖轉換電路10中相同的方式，當光電二極管PD接收光學脈沖信號LT時，按照光線強度流動脈動電流信號Iin。隨后I-V轉換電路IV把該電流信號Iin轉換成一對互補差分電壓信號V1P、V1M，并輸出這些信號。當輸入大信號時的差分電壓信號V1P、V1M的波形稍微不同于當輸入小信號時的差分電壓信號V1P、V1M的波形(參見圖36)。即，當輸入小信號時，得到具有脈沖寬度tpw的方波。但是，當輸入大信號時，雖然波形具有一般的方波形狀，但是該波形具有鈍化的上升沿和鈍化的下降沿。特別地，由于在第一計時t1之后，下降沿緩慢下降，因此如圖36中所示，同相電壓信號V1P也緩慢下降。
差分電壓信號V1P、V1M隨后被配有由虛線表示的DC偏移補償電路110的第一差分放大電路AMP1放大，并且被第二差分放大電路AMP2進一步放大。第二差分放大電路AMP2的輸出VO隨后被用于產生參考信號VREF(如圖37中所示)，并且把輸出VO和參考信號VREF比較，以便獲得具有對應于光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw的反相電脈沖信號xRX。
在光電脈沖轉換電路100中，反向電脈沖信號xRX被用于抵消后面將描述的第一差分放大電路AMP1的DC偏移電壓。即，如點劃線所示，第二差分放大電路AMP2、參考電壓發生電路REFG和比較電路CMP組成DC偏移補償電路110的一部分，并且它們還被用于構成產生變換脈沖信號xVC的變換指令電路，所述變換脈沖信號xVC用于抵消DC偏移電壓。
DC偏移補償電路110配有功能轉換濾波器LPHS，并且通過具有開關SW1、SW2的變換電路，第三差分信號V3P、V3M被輸入具有保持功能的低通濾波器LPH中。借助輸入的變換脈沖信號xVC，或者更具體地說，借助反向電脈沖信號xRX，功能轉換濾波器LPHS可打開或關閉變換電路SW。借助變換電路SW的開關，可打開或關閉第三差分信號V3P、V3M的輸入，并且在輸入第三差分信號V3P、V3M的過程中，具有保持功能的低通濾波器LPH把通過低通過濾第三差分信號V3P、V3M產生的過濾的信號輸出為偏移補償信號VOC。另一方面，當第三差分信號V3P、V3M的輸入被變換電路SW切斷時，即使在完成變換之后，具有保持功能的低通濾波器LPH仍然維持輸出在變換(切斷)前輸出的偏移補償信號VOC。
下面將參考圖2詳細說明功能轉換濾波器LPHS的電路結構。由點劃線封閉的具有保持功能的低通濾波器LPH是包括晶體管M1-M6和電容器C1的運算放大器電路。在由電容器C1賦予低通特性的情況下，該電路對輸入其中的第三差分信號V3P、V3M進行低通濾波，并通過晶體管M6輸出最后得到的信號。另一方面，由虛線封閉的變換電路SW分別使用晶體管M7、M8作為變換開關SW1、SW2。當低電平信號作為變換脈沖信號xVC被輸入反相器101時，通過反相器101，晶體管M7、M8被打開。這切斷到晶體管M1、M2的第三差分信號V3P、V3M的輸入，關閉晶體管M1、M2，并切斷電流I0。從而，電荷保留在電容器C1中，因而借助晶體管M6，在電容器C1中形成電壓。
由于變換電路SW按照這種方式根據變換脈沖信號xVC，在開關SW1和SW2之間轉換，因此能夠在濾波狀態和保持狀態之間轉換，在所述濾波狀態下，第三差分信號V3P、V3M被低通濾波，并且最后得到的濾波信號被輸出為偏移補償信號VOC，在所述保持狀態下，對應于切斷狀態下的濾波信號的保持濾波信號被輸出為偏移補償信號VOC。此外，由于具有保持功能的低通濾波器LPH被配置成運算放大器電路，并且利用晶體管M7、M8配置變換電路SW的變換開關SW1、SW2，因此可以容易地設計低通特性和保持功能，并且可容易地把具有保持功能的低通濾波器和變換電路SW做成集成電路，所述具有保持功能的低通濾波器起低通濾波器和保持電路的作用。
參見圖3(a)，在第一時段d1(從第一計時t1到第二計時t2)中，第三同相信號V3P保持低電平，反相電脈沖信號xRX，即變換脈沖信號xVC保持高電平[參見圖3(b)]。在第一時段d1中，功能轉換濾波器LPHS處于濾波狀態。另一方面，在第二時段d2(從第二計時t2到第一計時t1)中，第三同相信號V3P保持高電平，而反相電脈沖信號xRX保持低電平[參見圖3(b)]。在第二時段d2中，功能轉換濾波器LPHS處于保持狀態。
從圖3(a)中可看出，第一時段d1對應于不存在光學脈沖信號LT，并且DC偏移電壓主要產生于從第一差分放大電路AMP1輸出的第三差分信號V3P、V3M之間的時段。另一方面，第二時段d2對應于輸入脈沖信號，并且除了DC偏移電壓之外，在從第一差分放大電路AMP1輸出的第三差分信號V3P、V3M間形成放大后的脈沖信號，即AC分量的時段。
如上所述，功能轉換濾波器LPHS的狀態與反相電脈沖信號xRX同步變化。在第一時段d1中，功能轉換濾波器LPHS處于濾波狀態，并且通過過濾第三差分信號V3P、V3M產生的濾波信號被負反饋為偏移補償信號VOC。在第一時段d1中，DC分量主要包含在偏移補償信號VOC中。從而，借助負反饋可靠地抵消DC偏移電壓。另一方面，在第二時段d2中，第三差分信號V3P、V3M被截止，并且在變換之前保持的濾波信號，即對應于主要包含DC分量的濾波信號的保持濾波信號被負反饋為偏移補償信號VOC。于是，在第二時段d2內偏移補償信號VOC中的主要分量是DC分量，從而AC分量不被負反饋。
由于這種處理的緣故，不同于前面說明的光電脈沖轉換電路10(參見圖38)的情況，在偏移補償信號VOC中只包含極少的AC分量，并且AC分量不累積，如圖3(c)中所示。這防止由于AC分量的負反饋而導致第三差分信號V3P、V3M失真或者丟失。一般認為圖3(c)中所示的輕微波動是變換過程中的反饋延遲所造成的，因為負反饋由低通濾波器進行。
置于I-V轉換電路IV和第一差分放大電路AMP1之間的混頻電路(偏移加法電路)OFP被用于通過把偏移補償電壓VOC混合到差分電壓信號V1P、V1M中，從而實現負反饋，產生第二差分信號V2P、V2M。更具體地說，如圖4中所示，使用具有由晶體管MC1、電阻器RC1和晶體管MC3串聯而成的電路和由晶體管MC2、電阻器RC2和晶體管MC4串聯而成的電路的混頻電路OFP。在混頻電路OFP中，輸入晶體管MC3柵極的偏移補償信號VOC被用于調制輸入晶體管MC1的同相電壓信號V1P，從而得到第二同相信號V2P。從而在第二差分信號V2P、V2M間產生反相的偏移，從而抵消在第一差分放大電路AMP1的第三差分信號V3P、V3M間產生的DC偏移電壓。
此外，由于如上所述，AC分量未在偏移補償信號VOC中累積，因此第一差分放大電路AMP1的第三差分輸出信號V3P、V3M不失真[參見圖3(a)]。
信號V3P和V3M隨后被第二差分放大電路AMP2放大。根據第二差分放大電路AMP2的輸出VO，參考電壓發生電路REFG產生參考電壓VREF(參見圖37)。隨后比較電路CMP比較輸出VO和參考電壓VREF，產生反相電脈沖信號xRX。根據本發明的實施例，可得到無失真第三差分信號V3P、V3M。于是，能夠獲得脈沖寬度tpw準確對應于光學脈沖信號LT的脈沖寬度，并且在第二計時t2下降，在第一計時t1上升的反相電脈沖信號xRX。
由于根據該實施例，DC偏移補償電路110被置于第一差分放大電路AMP1的差分輸入端和差分輸出端之間，因此第一差分放大電路AMP1的DC偏移電壓被抵消。此外，能夠獲得免于歸因于AC分量的累積的失真的第三差分信號V3P、V3M。于是，光電脈沖轉換電路100可產生精確再現光學脈沖信號的上升和下降計時的反相電脈沖信號xRX。
在第一實施例中，在比較電路CMP得到的反相電脈沖信號xRX被用作變換脈沖信號xVC。但是，最好提供對反相電脈沖信號xRX施加邏輯處理的保持復位電路HR，如圖1中虛線所示。例如，該保持復位電路HR具有如圖5(a)中所示的邏輯電路結構。更具體地說，保持復位電路HR具有這樣的結構，其中反相電脈沖信號xRX被輸入相互并聯的反相器121和延遲電路122，并且反相器121和延遲電路122的輸出被輸入NAND電路。
在保持復位電路HR中，當反相電脈沖信號xRX的電平在計時t0變成低電平時，變換脈沖信號xVC的電平同樣變成低電平。當之后反相電脈沖信號xRX的電平恢復高電平時，變換脈沖信號xVC的電平同樣恢復高電平[參見圖5(b)]。但是，如果反相電脈沖信號xRX保持低電平，則在過去預定的一段時間T之后，變換脈沖信號xVC被設置為高電平。
下面將參考圖6說明提供保持復位電路HR的優點。在根據第一實施例的光電轉換電路100中，可獲得對應于光學脈沖信號LT的反相電脈沖信號xRX。但是，如果在計時t0，由于電路中噪聲的侵入或者其它原因，反相電脈沖信號xRX被反轉為低電平，則變換脈沖信號xVC的電平同樣變成低電平，從而使功能變換濾波器LPHS處于保持狀態。在這種情況下，如果當整體光電脈沖轉換電路100未被穩定時，即，當包括偏移補償電路110的反饋系統不穩定或者其它情況時，發生故障，則與光學脈沖信號LT無關，根據保持狀態下保持的偏移補償電壓VOC的量值和差分電壓信號V1P、V1M，反相電脈沖信號xRX可能始終保持固定為低電平，如圖6中的點劃線所示。
另一方面，如果提供了保持復位電路HR，則即使如上所述反相電脈沖信號xRX保持低電平，在過去預定的一段時間T之后，變換脈沖信號xVC的電平仍會變成高電平，如圖6中的實線所示。于是，功能變換濾波器被設定為濾波狀態，從而使反相電脈沖信號xRX的電平恢復高電平。于是，能夠允許按照光學脈沖信號LT正確地輸出反相電脈沖信號xRX。
在第一實施例中，I-V轉換電路IV和偏移加法電路OFP直接相連。但是，如圖1中的虛線所示，該結構可以是這樣的，使得電流信號Iin被I-V轉換電路IV轉換為相應的電壓信號，并且所得到的電壓信號由差分放大器AMP0放大，產生同相電壓信號V1P和反相電壓信號V1M，所述同相電壓信號V1P和反相電壓信號V1M被輸入偏移加法電路OFP中。即，I-V轉換電路是可接受的，只要它對電流信號進行電流-電壓轉換，并輸出對應于電流信號的電壓信號即可。可用作I-V轉換電路的可能電路包括同時進行放大和電流-電壓轉換的電路，和在完成電流-電壓轉換之后進行放大的電路。
(第二實施例)下面將參考圖7-9說明本發明的第二實施例。除了用于抵消在差分放大電路AMP中產生的DC偏移電壓的DC偏移補償電路210的結構之外，圖7中所示的根據第二實施例的光電脈沖轉換電路200的結構基本上和前面提及的光電脈沖轉換電路20相同。
于是，在第二計時t2上升并在第一計時t1下降的光學脈沖信號LT被光電二極管PD接收，從而同樣在光電脈沖轉換電路200中得到電流信號Iin。隨后，差分I-V轉換電路DIV被用于把電流信號Iin轉換成波形類似于電流信號Iin的差分波形的一對互補差分電壓信號VD1P、VD1M，并輸出所述電壓信號。通過混頻電路(偏移加法電路)OFP，差分電壓信號VD1P、VD1M被轉換成第二差分信號VD2P、VD2M，并且第二差分信號VD2P、VD2M由差分放大電路AMP放大，從而輸出第三差分信號VD3P、VD3M。差分放大電路AMP配有偏移補償電路210。此外，比較電路CMP比較第三差分信號VD3P、VD3M，以便得到反相電脈沖信號xRX。
在光電脈沖轉換電路200中，得到并且隨后放大波形類似于差分電流信號的波形的差分電壓信號VD1P、VD1M，并且相互比較在第一計時t1和第二計時t2急劇變化的第三差分信號VD3P、VD3M。從而，得到的反相電脈沖信號xRX在第一或第二計時t1、t2急劇下降或上升，并且能夠精確地再現光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw。此外，該電路還具有不需象相關技術1(參見圖35)那樣按照輸出VO，使用參考電壓發生電路REFG單獨產生參考電壓VREF的優點。
如同后面將說明的一樣，反相電脈沖信號xRX被用于抵消光電脈沖轉換電路200中的差分放大電路AMP的DC偏移電壓。即，如圖中點劃線框所示，比較電路CMP也構成DC偏移補償電路210的一部分，并且還被用作產生抵消DC偏移電壓的特性變換脈沖信號xVC的特性變換指令電路。于是，比較電路CMP輸出特性變換脈沖信號xVC(xRX)，所述特性變換脈沖信號在第一計時t1時上升，從而反轉其邏輯狀態，并在第二計時t2時下降，從而再次反轉其邏輯狀態。電路結構和第一實施例中使用的電路(參見圖4)相同的電路可用作混頻電路OFP。
DC偏移補償電路210配有具有特性變換功能的低通濾波器LPC，所述低通濾波器LPC接收第三差分信號VD3P、VD3M。具有特性變換功能的低通濾波器LPC與輸入的特性變換脈沖信號xVC同步，或者更具體地說，與反相電脈沖信號xRX同步，并且分別分兩步改變其低通特征的截止頻率fc和通過速率SR(fc1＜fc2，SR1＜SR2)。
下面將參考圖8詳細說明具有特性變換功能的低通濾波器LPC的電路結構。具有特性變換功能的低通濾波器LPC是包括晶體管M1-M6和電容器C1的運算放大器電路。在由電容器C1賦予低通特性的情況下，該電路對輸入其中的第三差分信號VD3P、VD3M進行低通濾波，并通過晶體管M6輸出最后得到的信號。用虛線封閉的特性變換電路CH配有反相器201和晶體管M9。當低電平作為變換脈沖信號xVC被輸入該電路時，通過反相器201，晶體管M9被打開。隨后，流過晶體管M9的電流I1作為流過運算放大器電路的電流被加入到由晶體管M5確定的電流I0中。從而，包括晶體管M9的運算放大器電路的通過速率從SR1(＝I0/C1)增大為SR2[＝(I0/I1)/C1]。
低通特性的截止頻率也從fc1改變為fc2。假定差分輸入級中晶體管M1-M4的傳導率(transfer conductance)為gm(gm1，gm2)，當晶體管M9關閉時，增益G＝ΔVo/ΔVi＝gm1·(1/2πfc1)。在G＝1的情況下，如果頻率(增益帶寬)f＝fb1，則2πfb1＝gm1/C1。但是，這是由傳導率gm1＝(I0·μ·Cox·W/L)產生的，這里μ是遷移率，Cox是柵電容，W是門脈沖寬度，L是門脈沖長度。
類似地，當晶體管M9打開時，增益G＝ΔVo/ΔVi＝gm2·(1/2πfc1)。在G＝1的情況下，如果頻率(增益帶寬)f＝fb2，則2πfb2＝gm2/C1。但是，這是由傳導率gm2＝((I0+I1)·μ·Cox·W/L)產生的。
參見圖9，如果具有特性變換功能的低通濾波器LPC具有作為低通特性的一級滯后特性，則在高頻范圍中，增益G1、G2具有-20dB/dec的梯度。于是，如果fo1是增益下降起始頻率，則得到等式log(fo1)＝log(fc1)-0.15。從而，得到等式(log(fb1)-log(fc1)+0.15)×20＝G。據此，得到等式fc1＝fb1×10(3-G)/20，類似地得到fc2＝fb2×10(3-G)/20。
根據上述內容，發現fc1∝I0，fc2∝(I0+I1)。
當按照這種方式打開特性變換電路CH的晶體管M9，允許電流I1和低電平的特性變換脈沖信號xVC一起流動時，低通特性被置于第二種狀態，在所述第二種狀態下，截止頻率和通過速度分別被增大到fc2和SR2。另一方面，當特性變換脈沖信號xVC被設置為高電平時，低通特性回到第一種狀態，在所述第一種狀態下，截止頻率和通過速率被分別降低到fc1和SR1。根據第二實施例，反相電脈沖信號xRX被反轉為在第一計時t1上升，并再次被反轉為在第二計時t2下降被用作特性變換脈沖信號xVC。于是，可使包括反相器201和晶體管M9的特性變換電路CH的結構較為簡單。
圖10表示光電脈沖轉換電路200不同部分的信號。要指出的是圖10(d)中所示的從差分放大電路AMP輸出的第三差分信號VD3P、VD3M的波形不同于放大前的波形[圖10(c)中所示]，因為在本例中，依據幅度的上限和下限切去了波形的上部和下部。
如圖10(a)中所示，進入光電脈沖轉換電路200的光學脈沖信號LT在第二計時t2上升，并在第一計時t1下降。當光學脈沖信號LT保持低電平的時段為第一時段d1(從計時t1到t2)，并且光學脈沖信號LT保持高電平的時段為第二時段d2(從計時t2到t1)時，根據等式D＝d2/(d1+d2)得到光學脈沖信號LT的占空率D。由于已知光學脈沖信號LT的占空率D的平均值Da，因此調整前述運算放大器電路(參見圖8)的電流值I0、I1，以致在根據第二實施例的光電脈沖轉換電路200中，具有特性變換功能的低通濾波器LPC中的通過速率SR1和SR2之間的關系滿足等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da。
由于通過對從差分放大電路AMP輸出的第三差分信號VD3P、VD3M[參見圖10(d)]進行低通濾波，產生從具有特性變換功能的低通濾波器LPC輸出的偏移補償電壓VOC，因此除了DC分量之外，它還含有低頻AC分量。此外，如圖10(a)～10(d)中所示，如果進入光電二極管的光學脈沖信號LT的強度較高(大信號)，則偏移補償電壓VOC的變化受到具有特性變換功能的低通濾波器LPC，即圖8中所示的運算放大器電路的通過速率的限制。
于是，如圖10(e)中所示，偏移補償電壓VOC的AC分量由第一時段d1內的通過速率SR1確定的斜率和第二時段d2內的通過速率SR2確定的斜率所代表。即，偏移補償電壓VOC以由第二時段d2內的通過速率SR2確定的斜率增大，并以由第一時段d1內的通過速率SR1確定的斜率減小。
由于存在如上所述由等式SR2/SR1＝(1-Da)/Da表述的關系，因此平均來說，第二時段d2中AC分量的增大值等于第一時段d1中AC分量的減小值。即，如圖10(e)中所示，雖然由于AC分量的緣故，偏移補償電壓VOC反復增大和減小，但是偏移補償電壓VOC始終保持幾乎相同的水平。于是，AC分量未被累積。
即使當這種偏移補償電壓VOC被混頻電路OFP混合到差分電壓信號VD1P、VD1M中，并被負反饋時，從差分放大電路AMP輸出的第三差分信號VD3P、VD3M也只具有輕微的失真，如圖10(f)中所示。即，和上述相關技術2的光電脈沖轉換電路20不同，該電路不存在動態范圍減小、信號幅度減小，以及極端情況下第三差分信號VD3P、VD3M消失的危險。于是能夠獲得精確地對應于光學脈沖信號LT的反相電脈沖信號xRX。
在上述情況下，由于大信號被輸入具有特性變換功能的低通濾波器LPC，因此偏移補償電壓VOC的AC分量的波動由通過速率SR限制。另一方面，當輸入相對較小的信號，并且AC分量的波動不受通過速率限制時，最好進行下述程序。即，當輸入相對較小的信號時，AC分量的波動受具有特性變換功能的低通濾波器LPC的頻率特征，具體地說截止頻率fc(fc1，fc2)限制。
如果事先已知平均占空率Da，則調整前述運算放大器電路(參見圖8)的電流值I0、I1，以致具有特性變換功能的低通濾波器LPC的截止頻率fc1和fc2之間的關系滿足等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da。
偏移補償電壓VOC的AC分量以由第二時段d2中的截止頻率fc2確定的斜率增加，并以由第一時段d1中的截止頻率fc1確定的斜率減小。
由于存在如上所述由等式fc2/fc1＝(1-Da)/Da表述的關系，因此平均來說，第二時段d2中AC分量的增加值等于第一時段d1中AC分量的減少值。即使當輸入較小的信號時，雖然由于AC分量的緣故而反復增大和減小，但是偏移補償電壓VOC仍然按照圖10(e)中所示幾乎相同的方式，保持幾乎相同的水平。于是，AC分量未被累積。
于是，第三差分信號VD3P、VD3M只存在輕微的失真。不存在動態范圍減小、信號幅度減小，以及極端情況下第三差分信號VD3P、VD3M消失的危險。于是能夠獲得精確對應于光學脈沖信號LT的反相電脈沖信號xRX。
易于理解，當光學脈沖信號LT的占空率D保持恒定(D＝Da)時，可得到相同的結果。
根據第二實施例，如上所述，由于DC偏移電路210被置于差分放大電路AMP的差分輸入端和差分輸出端之間，因此差分放大電路AMP1的DC偏移電壓被抵消，并且能夠得到失真較小的第三差分信號V3P、V3M，所述第三差分信號V3P、V3M幅度不減小，并且不會消失。于是，光電脈沖轉換電路200能夠產生精確再現光學脈沖信號的上升和下降計時的反相電脈沖信號xRX。
此外，和第一實施例中的保持復位電路HR一樣，最好提供如圖7中虛線中所示的特性復位電路LG1(參見圖5和11)，所述特性復位電路LG1執行邏輯處理，并輸出反相電脈沖信號xRX。如果由于電路中噪聲的侵入或者其它原因，反相電脈沖信號xRX的電平被反轉為低電平，則反相電脈沖信號xRX可能被始終固定為低電平，如圖11中點劃線所示，導致具有特性變換功能的低通濾波器LPC的通過速率和截止頻率被分別固定為SR2和fc2。但是，通過提供特性復位電路LG1，如圖11中實線所示，在過去預定的一段時間T之后，變換脈沖信號xVC被強制設置為高電平，從而使反相電脈沖信號xRX的電平恢復高電平。之后，該電路能夠按照光學脈沖信號LT，正確地輸出反相電脈沖信號xRX，并且具有特性變換功能的低通濾波器LPC的通過速率和截止頻率再次變成可改變的。
根據第二實施例，提供了作為特性變換指令電路的比較電路CMP，并且特性變換電路CH按照特性變換指令電路提供的指令，在第一狀態和第二狀態之間進行變換。由于在分別對應于脈沖信號的下降沿和上升沿的第一計時和第二計時改變低通濾波器的特性，因此結構簡單的特性變換電路CH能夠完成變換。根據第二實施例，特性變換電路CH分兩步改變低通濾波器的特性。但是，特性改變電路可被配置成按照這樣的逐步方式把截止頻率和通過速率從一個數值改變為另一數值，或者被配置成同時改變截止頻率和通過速率。
在第二實施例中，差分I-V轉換電路DIV和偏移加法電路OFP直接互連。但是，如圖7中虛線所示，該結構可以是這樣的，使得電流信號Iin被差分I-V轉換電路DIV轉換為差分電壓信號，并被差分放大器AMP0放大，產生差分電壓信號VD1P和VD1M，所述差分電壓信號VD1P和VD1M隨后被輸入偏移加法電路OFP中。如上所述，任意差分I-V轉換電路都是容許的，只要它把電流信號轉換為一對相應的差分電壓信號并輸出這些差分電壓信號即可，所述一對相應的差分電壓信號的波形類似于電流信號的差分波形。從而，也可包括同時進行放大和轉換的電路，或者在完成轉換之后進行放大的電路。
此外，參見圖12，代替差分I-V轉換電路DIV，可使用第一實施例中使用的I-V轉換電路IV和配有電容耦合電容器202、203的高通I-V轉換電路HIV。即，該結構可以是這樣的，使得借助電容器202、203對從I-V轉換電路IV輸出的差分電壓信號V1P、V1M進行高通濾波，產生波形類似于第二實施例中的差分電壓信號VD1P、VD1M的波形的差分電壓信號VH1P、VH1M，并且最后得到的信號被輸入混頻電路OFP。
隨后，和第二實施例中一樣，添加偏移信號發生電路OFS混合該信號和偏移補償信號VOC，并且信號隨后被輸入差分放大電路AMP。差分放大電路AMP的輸出，即第三差分信號VH3P、VH3M被負反饋給具有特性變換功能的低通濾波器LPC，同時比較電路CMP比較所述第三差分信號VH3P、VH3M，以便獲得反相電脈沖信號xRX。
當借助電容耦合進行高通濾波，而不是進行信號波形的差分時，按照這種方式仍然能夠產生具有光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw的電脈沖信號RX、xRX。
此外，如圖12中虛線所示，差分放大電路AMP0可布置在電容器202、203的后一級，以便在被輸入混頻電路OFP之前，來自電容器202、203的輸出可被放大。
相反，代替電容器202、203，虛線所示的電容耦合電容器204、205可被布置在放大差分電壓信號V1P、V1M的差分放大電路AMP0的后一級，放大后的這些信號隨后通過電容器204、205被輸入混頻電路OFP中。
如上所述，可能的高通I-V轉換電路包括對電流信號進行電流-電壓轉換，從而產生差分電壓信號，并且通過電容耦合電容器輸出差分電壓信號的電路，以及在使信號通過電容器之后進行進一步放大，并且隨后輸出這些信號的電路。當把電流信號轉換成差分電壓信號，以便通過電容耦合電容器輸出放大后的差分電壓信號時，還包括被配置成同時進行放大和轉換的電路，或者被配置成在完成轉換之后進行放大的電路。
(第三實施例)下面將參考圖13-18說明本發明的第三實施例。圖13中所示的根據第三實施例的光電脈沖轉換電路300的結構和前面提及的光電脈沖轉換電路30的前半部分基本相同。但是，光電脈沖轉換電路300的不同之處在于脈沖整形電路310包括位于差動差分放大電路DAMP之后各級中的添加偏移信號發生電路OFS，兩個比較電路CMP1、CMP2和邏輯處理電路LGC，所述添加偏移信號發生電路OFS產生其中已添加有偏移電壓的信號。
于是，在第二計時t2上升并在第一計時t1下降的光學脈沖信號LT被光電二極管PD接收，從而同樣在光電脈沖轉換電路300中得到電流信號Iin。之后，I-V轉換電路IV把電流信號Iin轉換為相應的電壓信號V1，并輸出所得到的電壓信號V1。電壓信號V1隨后由差分放大電路AMP放大。差動差分放大電路DAMP進一步差分并放大第二差分信號V2P、V2M，并且隨后輸出一對互補差動差分信號VD1、VD2(同相第一信號VD1、反相第二信號VD2)。
隨后通過把第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2添加到差動差分信號VD1、VD2中，光電脈沖轉換電路300使用添加偏移信號發生電路OFS產生同相第三信號VD3，反相第四信號VD4，同相第五信號VD5和反相第六信號VD6。更具體地說，添加各個偏移電壓，以使同相第五信號相對于同相第三信號VD3降低等于第一偏移電壓Δvof1的量值，反相第六信號相對于反相第四信號降低等于第二偏移電壓Δvof2的量值。
如果忽略在差動差分信號VD1和VD2間產生的DC偏移電壓，則同相第一信號VD1的第一參考電壓VD1B等于反相第二信號VD2的第二參考電壓VD2B。于是，如上所述添加偏移電壓，以使反相第四信號VD4的第四參考電壓VD4B比同相第三信號VD3的第三參考電壓VD3B相對高出等于第一偏移電壓Δvof1的量值(參見圖17、18)。同樣添加偏移電壓，以使反相第六信號VD6的第六參考電壓VD6B比同相第五信號VD5的第五參考電壓VD5B相對高出等于第二偏移電壓Δvof2的量值。圖17表示了輸入小信號的情況，而圖18表示了輸入大信號作為光學脈沖LT的情況。
圖14是表示添加偏移信號發生電路OFS的典型電路結構的電路圖。添加偏移信號發生電路OFS包括由晶體管MI1、電阻器RI1和晶體管MI3串聯而成的電路和由晶體管MI2、電阻器RI2和晶體管MI4串聯而成的電路。由于恒定電流II1、II2分別流過晶體管M3、M4，因此分別在電阻器RI1、RI2的兩端間產生恒定的第一偏移電壓Δvof1和恒定的第二偏移電壓Δvof2。按照分別輸入晶體管MI1、MI2的基極的同相第一信號VD1和反相第二信號VD2輸出信號。同時，同相第五信號變成比同相第三信號VD3稍低等于第一偏移電壓Δvof1的量值，反相第六信號變成比反相第四信號VD4稍高等于第二偏移電壓Δvof2的量值。如果在差動差分放大電路DAMP中產生DC偏移電壓，則同相第一信號VD1和反相第二信號VD2的參考電平幾乎相同。于是，通過添加第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2，易于獲得這些信號(同相第三信號VD3、同相第五信號VD5、反相第四信號VD4、反相第六信號VD6)中的各個信號。
第一比較電路CMP1比較這樣得到的同相第五信號VD5和反相第四信號VD4，得到第七信號，或者說反相第七信號，如后所述。另外，第二比較電路CMP2比較這樣得到的同相第三信號VD3和反相第六信號VD6，得到第八信號或者說反相第八信號，如后所述。
圖15是表示差動差分放大電路DAMP的典型電路結構的電路圖。在電阻器RD1和晶體管MD1、MD3串聯而成的電路和電阻器RD2和晶體管MD2、MD4串聯而成的電路之間插入電容器Cd1。于是，當一對互補的第二差分信號V2P、V2M被輸入輸入端時，通過差動所述輸入信號產生的一對互補的差動差分信號VD1、VD2分別從輸出端輸出。
圖16是表示第一和第二比較電路CMP1、CMP2的典型電路結構的電路圖。它們是包括晶體管MH1-MH7和電阻器RH1-RH3的具有滯后作用的比較電路。
下面說明添加偏移信號發生電路OFS和第一及第二比較電路CMP1、CMP2的操作。下面首先說明光學脈沖信號LT是較小信號的情況下的操作。由于在這種情況下，第二差分信號V2P、V2M也具有相對較小的幅度，因此通過差分這些信號而得到的信號，即差動差分信號VD1、VD2具有在第一和第二計時t1、t2急劇上升(下降)的波形，并且之后逐漸衰減。于是，已加入偏移電壓的同相第三信號VD3、反相第四信號VD4、同相第五信號VD5和反相第六信號VD6具有在第二計時t2急劇上升(下降)，之后逐漸衰減，并在第一計時t1沿相反方向急劇下降(上升)，之后逐漸衰減的波形，如圖17(a)中所示。
當在圖17(a)中所示的圖中，把同相第五信號VD5疊加到反相第四信號VD4上，同相第三信號VD3疊加到反相第六信號VD6上時，由于如上所述已添加了第一偏移電壓Δvof1和第二偏移電壓Δvof2，因此顯示出在這些信號的參考電壓VD3B等之間分別存在等于第一偏移電壓Δvof1和第二偏移電壓Δvof2的電位差。參見圖13和14，當同相第五信號VD5被輸入第一比較電路CMP1的同相輸入端CIP，反相第四信號VD4被輸入第一比較電路CMP1的反相輸入端C1M時，可得到在計時t2上升的第七信號VR[參見圖17(b)]。當同相第三信號VD3被輸入第二比較電路CMP2的反相輸入端C2M，并且反相第六信號VD6被輸入第二比較電路CMP2的同相輸入端C2P時，可得到在計時t1上升的第八信號VF。即，在前面提及的光電脈沖轉換電路30中，只使用一個比較電路CMP產生在計時t2下降和在計時t1上升的反相電脈沖信號xRX。另一方面，根據第三實施例，計時t2由第一比較電路檢測，計時t1由第二比較電路檢測。
之后，邏輯處理電路LGC處理第七信號VR和第八信號VF，得到如圖13中所示的同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX。作為邏輯處理電路LGC，任意邏輯處理都是容許的，只要它能夠通過利用第七信號VR和第八信號VF的相應上升沿實現邏輯反轉即可。例如，由于結構簡單或其它原因，可采用如圖19中所示的包括反相器321、322和NAND器件323、324的已知SR鎖存(觸發)電路。通過利用邏輯處理電路(SR鎖存電路)LGC，把第七信號VR輸入S端，并把第八信號輸入R端，能夠得到在計時t2下降，在計時t1上升，并且脈沖寬度tpw與光學脈沖信號LT的脈沖寬度基本相同的反相電脈沖信號xRX。
下面將說明光學脈沖信號LT是相對較大信號情況下的操作。由于這種情況下第二差分信號V2P、V2M具有相對較大的幅度，通過差動這些信號得到的信號，即差動差分信號VD1、VD2擺向上限值和下限值，表現出在計時t2和t1急劇上升(下降)，并且使頂端(底端)被切去從而平直的波形。已加入偏移電壓的同相第三信號VD3、反相第四信號VD4、同相第五信號VD5和反相第六信號VD6也表現出在計時t2急劇上升(下降)，具有被剪切成平直的頂端(底端)，并在計時t1反向急劇下降(上升)，具有被剪切成平直的底端(頂端)的波形，如圖18(a)中所示。
當在圖18(a)中所示的圖中把同相第五信號VD5疊加到反相第四信號VD4上，并把同相第三信號VD3疊加到反相第六信號VD6上時，由于第一偏移電壓Δvof1和第二偏移電壓Δvof2也被添加到這些信號中，因此顯示出在這些信號的參考電壓VD3B等之間存在等于第一偏移電壓Δvof1和第二偏移電壓Δvof2的壓差。
于是，可從第一比較電路CMP1得到在計時t2上升的第七信號VR[參見圖18(b)]。另外，可從第二比較電路CMP2得到在計時t1上升的第八信號VF。隨后當SR鎖存(觸發)電路LGC處理第七信號VR和第八信號VF時，和在小信號的情況一樣，在大信號的情況下，也可得到脈沖寬度tpw和光學脈沖信號LT的脈沖寬度基本相同的反相電脈沖信號xRX。
如上所述，不管輸入的是大信號還是小信號，根據第三實施例的光電脈沖轉換電路300毫無例外均可產生精確再現光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw的電脈沖信號RX、xRX。
此外，考慮到歸因于噪聲的故障，第一偏移電壓Δvof1和第二偏移電壓Δvof2可被設置為適當的數值，與為第一和第二比較電路CMP1、CMP2設置的滯后電壓無關。另外，把滯后電壓設置為能夠阻止比較電路中的顫動的較小數值就足夠了。
第二偏移電壓Δvof2最好被設置成等于或小于第一偏移電壓Δvof1的數值。第二偏移電壓Δvof2被添加到同相第三信號VD3的參考電壓VD3B和反相第六信號VD6的參考電壓VD6B之間。根據同相第三信號VD3和反相第六信號VD6，產生用于使電路LGC復位的第八信號VF。由于優先考慮可靠復位SR鎖存(觸發)電路LGC的能力，而不是防止歸因于噪聲的故障，因此最好保持Δvof1＞Δvof2的關系。
(第一變型)雖然根據第三實施例，SR鎖存(觸發)電路被用作邏輯處理電路LGC，但是仍可增加功能。例如，除了給出第二計時的第七信號VR和給出第一計時的第八信號之外，圖20中所示的邏輯處理電路LGC2還采用復位邏輯處理電路LGC2，把同相電脈沖信號RX設置為低電平，并把反相電脈沖信號xRX設置為高電平的復位信號RE。在邏輯處理電路LGC2中，NOR器件327對通過利用延遲電路328延遲第七信號VR產生的延遲第七信號SDL1，第八信號VF和復位信號RE進行NOR處理。所得到的輸出被輸入包括NAND器件324、325的xSxR鎖存(觸發)電路323的xR端。另一方面，NAND器件326對第七信號和來自NOR器件327的輸出進行NAND處理，所得到的輸出被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xS端。
圖21中所示的電路結構可用作延遲電路328。即，在延遲電路328中，晶體管ML1和電容器CL1并聯連接。電源IL與由晶體管ML1和電容器CL1構成的并聯電路串聯。當第七信號VR被輸入晶體管ML1的柵極，并且第七信號VR的電平變為高電平時，晶體管ML1被打開，導致電容器CL1放電。當第七信號的電平恢復低電平時，晶體管ML1被關閉，電荷逐漸存儲在電容器CL1中，導致其端電壓線性增大。通過經緩沖電路BUF輸出電容器CL1的端電壓，產生第九信號SDL1，并且當第七信號VR上升到高電平時，第九信號SDL1的電平被反轉為低電平。隨后，在過去一段時間T2之后，第九信號SDL1上升。
另一方面，圖22中所示的電路結構可用作延遲電路328。即，在晶體管ML1和電容器CL1并聯連接，并且電源IL與由晶體管ML1和電容器CL1構成的并聯電路串聯相連的電路中，NAND器件G2對電容器CL1的端電壓和通過利用反相器G1反轉第七信號VR產生的反相第七信號xVR進行NAND處理，產生延遲的第七信號SDL2。延遲的第七信號SDL2產生落后于第七信號VR預定時段T2的脈沖。
和上面描述的SR鎖存(觸發)電路LGC(參見圖19)中一樣，在具有這種結構的邏輯處理電路LGC2中，由第七信號VR和第八信號VF得到同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX。
此外，即使由于某些原因產生SR鎖存(觸發)電路的禁止邏輯，即如圖23中所示，第七信號VR和第八信號VF的電平都變成高電平，邏輯處理電路LGC2也能正確工作。這是因為通過利用NOR器件327反轉第八信號VF產生的信號被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xR端，同時，第八信號VF與第七信號VR一起受到NAND器件326進行的NAND處理，所得到的信號被輸入xS端。于是，如果產生禁止邏輯，則xSxR鎖存(觸發)電路323被復位，并且反相電脈沖信號xRX的電平變成高電平，如圖23中所示。
可采用圖24中所示的邏輯處理電路LGC3實現這種功能。即，借助反相器331反轉第八信號VF，產生反相第八信號xVF。隨后反相第八信號xVF被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xR端，并且第八信號VF與第七信號VR一起經受NAND器件332進行的NAND處理，所得到的信號隨后被輸入xS端。
參見圖25，在SR鎖存(觸發)電路LGC中，在正常條件下，即當光學脈沖信號LT進入并且第七信號VR的電平變成高電平時，在經過脈沖寬度tpw之后，如虛線所示產生第八信號VF。但是，如果由于第一比較電路CMP1的故障的緣故，第七信號的電平變成高電平，則不產生相應的第八信號VF脈沖。另一方面，由于第二比較電路CMP2的故障的緣故，第八信號VF可保持低電平。這種情況下，SR鎖存(觸發)電路LGC不被復位。從而，即使之后輸入真實的第七信號VR，電路也不能確定它是真實的第七信號VR。
另一方面，由于邏輯處理電路LGC2配有延遲電路328，在第七信號變成低電平并且過去預定的一段時間T2之后，第九信號SDL1或延遲的第七信號SDL2被輸入NOR器件327。從而，xSxR鎖存(觸發)電路323被強制復位。于是，反相電脈沖信號xRX的電平恢復高電平，從而此后允許電路正常工作。
預定時段T2需要被設定為大于光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw的數值。
可采用圖26中所示的邏輯處理電路LGC4實現該功能。即，第七信號VR通過反相器333被反轉，并被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xS端。另外，延遲電路328處理第七信號VR，產生第九信號SDL1或延遲的第七信號SDL2，所述第九信號SDL1或延遲的第七信號SDL2與第八信號VF一起經受NOR器件334進行的NOR處理，得到的信號隨后被輸入xR端。
另外，在上面提及的圖20中所示的邏輯處理電路LGC2中，通過把復位信號RE設為高電平，可使xSxR鎖存(觸發)電路323復位。例如，當起動該電路時，可使xSxR鎖存(觸發)電路323復位，以防止其故障。
圖27中所示的邏輯處理電路LGC5可用于實現這種功能。即，在邏輯處理電路LGC5中，利用反相器335反轉第七信號VR，并且反轉后的第七信號VR被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xS端，而第八信號VF和復位信號RE受到NOR器件336進行的NOR處理，所得到的信號隨后被輸入xR端。
(第二變型)根據第三實施例，添加偏移信號發生電路OFS(參見圖14)所添加的第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2被固定。添加所述偏移電壓，以便防止起因于噪聲等的故障，并且隨著光電脈沖轉換電路300的安裝環境或其它因素的不同，噪聲的量值發生極大的變化。于是，最好允許第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2能夠根據需要而變化。
在根據第二變型的添加偏移信號發生電路OFS2中，如圖28中所示，使用可變電阻器代替添加偏移信號發生電路OFS(參見圖14)中采用的電阻器RI1、RI2。更具體地說，使用MOS型晶體管，并且控制其柵極電壓VG1、VG2，改變MOS型晶體管MI5、MI6的開態(ON)電阻器VRI1、VRI2。
這允許利用柵極電壓VG1和VG2，分別持續控制由流經開態電阻器VRI1、VRI2的恒定電流II1、II2引起的，在MOS型晶體管MI5、MI6的源極和漏極之間產生的壓差(第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2)。如上所述，最好維持Δvof1＞Δvof2的關系。
(第三變型)圖29表示了根據第三變型的添加偏移信號發生電路OFS3的電路結構。根據第三變型，N位D/A轉換器被用作代替添加偏移信號發生電路OFS(參見圖14)中的電阻器RI1、RI2的變換可變電阻器VRI3、VRI4。即，通過借助控制端VOF31～VOF3N的N個單元發送數字信號，完成裝入D/A轉換器VRI3中的電阻器間的適當變換。類似地，通過借助控制端VOF41～VOF4N的N個單元發送數字信號，完成裝入D/A轉換器VRI4中的電阻器間的適當變換。
從而，通過分別利用控制端VOF31～VOF3N和VOF41～VOF4N，能夠分步改變由于流經D/A轉換器VRI3，VRI4的恒定電流II1、II2的緣故而在D/A轉換器VRI3，VRI4兩端間產生的壓差(第一和第二偏移電壓Δvof1和Δvof2)。
類似地，最好維持Δvof1＞Δvof2的關系。
(第四變型)下面將參考圖30說明第四變型。在上面提及的根據第三實施例的光電脈沖轉換電路300中，電壓信號V1被差分放大電路AMP放大，并且差動差分放大電路DAMP被用于差分并放大第二差分信號V2P、V2M，從而輸出差動差分信號V2P、V2M。另一方面，在根據第四變型的光電脈沖轉換電路400中，代替差動差分放大電路DAMP，差分放大電路AMP3被用于產生第三差分信號V3P、V3M。這些信號隨后通過電容耦合電容器401、402被高通濾波，從而產生波形類似于第三實施例中差分信號VD1、VD2的波形的差分信號VH1、VH2(同相第一信號VH1，反相第二信號VH2)，并且差分信號VH1、VH2被輸入添加偏移信號發生電路OFS中。
隨后，和第三實施例中一樣，添加偏移信號發生電路OFS添加第一和第二偏移電壓Δvof1、Δvof2，產生同相第三信號VH3、反相第四信號VH4、同相第五信號VH5和反相第六信號VH6。之后，第一比較電路CMP1比較同相第五信號VH5和反相第四信號VH4，第二比較電路CMP2比較同相第三信號VH3和反相第六信號VH6，產生第七信號VR和第八信號VF，隨后邏輯處理電路LGC對第七信號VR和第八信號VF進行邏輯處理，從而得到同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX。
即使當使用借助電容耦合的高通濾波來代替如上所述的對信號波形進行差動，也能夠產生具有光學脈沖信號LT的脈沖寬度tpw的電脈沖信號RX、xRX。
(第五變型)在第三實施例和第一變型中，第一和第二比較電路CMP1、CMP2被用于獲得第七信號VR和第八信號VF，SR鎖存(觸發)電路LGC被用于執行邏輯處理，借此獲得同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX。但是，第一和第二比較電路CMP1、CMP2的同相輸入端C1P、C2P和反相輸入端C1M、C2M可相互交換，以便獲得反相第七信號xVR和反相第八信號xVF，之后邏輯處理電路xLGC可被用于執行邏輯處理。
包括NAND器件324、325的xSxR鎖存(觸發)電路323(見圖31)是用作邏輯處理電路xLGC的例證電路。通過使用該電路，可使邏輯處理電路的電路結構較為簡單。
另一例子是邏輯處理電路xLGC1。如圖32中所示，在邏輯處理電路xLGC1中，為了防止起因于xSxR鎖存(觸發)電路的禁止邏輯(即反相第七信號xVR和反相第八信號xVF都為低電平)的故障狀態，并確保正確輸出同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX，反相第八信號xVF被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xR端，并由OR器件342對通過利用反相器341反轉反相第八信號xVF產生的第八信號VF和反相第七信號xVR進行OR處理，所得到的信號被輸入xS端。
另一例子是邏輯處理電路xLGC2。如圖33中所示，在邏輯處理電路xLGC2中，反相第七信號xVR被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xS端，同時，反相第七信號xVR被延遲電路344處理，產生延遲的反相第七信號xSDL，所述延遲的反相第七信號xSDL隨后和反相第八信號xVF一起被AND器件345進行AND處理，所得到的信號被輸入xR端。從而，即使由于噪聲或其它原因，反相第七信號xVR的電平變成低電平，通過設置xSxR鎖存(觸發)電路323，在過去預定的一段時間之后，仍可強制復位xSxR鎖存(觸發)電路323。于是，由于之后正確地對反相第七信號xVR和反相第八信號xVF進行了邏輯處理，因此能夠獲得正確的同相電脈沖信號RX和反相電脈沖信號xRX。
另一個例子是邏輯處理電路xLGC3。如圖34中所示，在邏輯處理電路xLGC3中，反相第七信號xVR被輸入xSxR鎖存(觸發)電路323的xS端，同時，OR器件343對反相第八信號xVF和反相復位信號xRE進行OR處理，所得到的信號被輸入xR端。從而，當通過輸入反相復位信號xRE起動該電路時，可強制復位邏輯處理電路xLGC3。
雖然已參考實施例及其變型說明了本發明，但是要明白本發明并不局限于這里公開的實施例，并且在本發明的精神和范圍內可做出各種改變和修改。
例如，在第一和第二實施例中，DC偏移補償電路110、210應用于第一差分放大電路AMP1，以便以比較電路CMP的輸出的形式得到反相電脈沖信號xRX。但是，根據本發明的DC偏移補償電路的目的并不局限于借助比較電路等產生脈沖信號。即，從第一差分放大電路AMP1輸出的第三差分信號V3P、V3M或者從第二差分放大電路AMP2輸出的信號VO可用于其它信號處理。
在第一和第二實施例中，由第二差分放大電路AMP2、參考電壓發生電路REFG或比較電路CMP產生的反相電脈沖信號xRX被用于實現功能變換濾波器LPHS的濾波狀態和保持狀態之間的轉換，或者用于實現具有特性變換功能的低通濾波器LPS的特性之間的轉換。即，與通過利用比較電路等，使從差分放大電路輸出的差分信號V3P、V3M或差分信號VD3P、VD3M雙態化而產生的雙態信號(反相電脈沖信號xRX或同相電脈沖信號RX)同步地控制變換計時。于是，可使變換計時與基準脈沖信號(光學脈沖信號LT、電流信號Iin等)的上升和下降精確同步。
但是，并不需要利用第二差分放大電路AMP2、參考電壓發生電路REFG或比較電路CMP，根據來自已執行DC偏移補償的差分放大電路的輸出產生變換脈沖信號xVC。可根據輸入信號等單獨得到變換指令信號。
在第二實施例中，差分I-V轉換電路DIV被用于輸出波形類似于電流信號Iin的差分波形的一對互補差分電壓信號VD1P、VD1M。但是可利用I-V轉換電路IV一次把電流信號Iin轉換成電壓波形，之后通過利用差分電路或差分放大器，可得到差分波形。另外，來自I-V轉換電路的輸出可通過電容耦合或通過高通濾波器被輸出，從而產生一般類似于隨后被處理的差分波形的高通波形。
此外，根據第一和第二實施例，單級第一差分放大電路AMP1(第一實施例)或差分放大電路AMP(第二實施例)的DC偏移電壓被抵消。但是，多級差分放大電路的DC偏移電壓也可被抵消。
權利要求
1.一種脈沖整形電路，所述脈沖整形電路對通過對一般為方波波形的基準脈沖信號進行差分或高通濾波得到的一對互補的脈沖差動差分輸入信號進行邏輯處理，并且至少獲得在基準脈沖信號下降的第一計時下降并在基準脈沖信號上升的第二計時上升的同相整形脈沖信號，或者在所述第一計時上升并在所述第二計時下降的反相整形脈沖信號，所述脈沖整形電路包括添加偏移信號發生電路，所述添加偏移信號發生電路通過添加偏移電壓，使用所述一對互補的脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號來產生對應于所述同相第一信號的同相第五信號和對應于所述反相第二信號的反相第四信號，以便所述反相第四信號的第四參考電壓比所述同相第五信號的第五參考電壓相對高出等于第一偏移電壓的量值，以及通過添加偏移電壓來產生對應于同相第一信號的同相第三信號和對應于反相第二信號的反相第六信號，以便所述反相第六信號的第六參考電壓比所述同相第三信號的第三參考電壓相對低于等于第二偏移電壓的量值；第一比較電路，用于比較同相第五信號和反相第四信號以獲得在第二計時上升的第七信號或者在第二計時下降的反相第七信號；第二比較電路，用于比較同相第三信號和反相第六信號以獲得在第一計時上升的第八信號或者在第一計時下降的反相第八信號；和邏輯處理電路，其根據第七信號和第八信號或者反相第七信號和反相第八信號，至少獲得所述同相整形脈沖信號或所述反相整形脈沖信號。
2.按照權利要求1所述的脈沖整形電路，其中，所述添加偏移信號發生電路產生所述同相第三信號、相對于該同相第三信號降低等于所述第一偏移電壓的量值的所述同相第五信號、所述反相第四信號、和相對于同相第四信號降低等于所述第二偏移電壓的量值的所述反相第六信號。
3.按照權利要求1所述的脈沖整形電路，其中，所述添加偏移信號發生電路允許改變所述第一偏移電壓和所述第二偏移電壓。
4.按照權利要求3所述的脈沖整形電路，其中，所述添加偏移信號發生電路具有恒定電流流經其的第一電阻器和恒定電流流經其的第二電阻器，把在該第一電阻器兩端產生的壓差用作所述第一偏移電壓，以及把在該第二電阻器兩端產生的壓差用作所述第二偏移電壓；并且可改變第一電阻器和第二電阻器的阻值。
5.按照權利要求4所述的脈沖整形電路，其中，所述添加偏移信號發生電路的所述第一電阻器和第二電阻器是利用MOSFET的開態電阻的可變電阻器。
6.按照權利要求4所述的脈沖整形電路，其中，所述添加偏移信號發生電路的所述第一電阻器和第二電阻器是裝入D/A轉換器中、并且可利用數字控制信號改變其連接的多個電阻設備。
7.按照權利要求1所述的脈沖整形電路，其中，所述邏輯處理電路是其S端接收所述第七信號，其R端接收所述第八信號的SR鎖存(觸發)電路。
8.按照權利要求7所述的脈沖整形電路，其中，所述SR鎖存(觸發)電路包括xSxR鎖存(觸發)電路；反相器電路，其把通過對輸入的第八信號進行反相邏輯處理產生的反相第八信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xR端；和，NAND電路，用于對輸入的第七信號和所述反相第八信號進行NAND邏輯處理，并把所得到的信號輸出給所述xSxR鎖存(觸發)電路的xS端。
9.按照權利要求7所述的脈沖整形電路，其中，所述SR鎖存(觸發)電路包括xSxR鎖存(觸發)電路；反相器電路，用于把通過對輸入的第七信號進行反相邏輯處理產生的反相第七信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xS端；和，NOR電路，用于對輸入的第八信號和在復位計時上升的復位信號進行NOR邏輯處理，并把所得到的信號輸出給所述xSxR鎖存(觸發)電路的xR端。
10.按照權利要求7所述的脈沖整形電路，其中，所述SR鎖存(觸發)電路包括xSxR鎖存(觸發)電路；反相器電路，用于把通過對輸入的第七信號進行反相邏輯處理產生的反相第七信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xS端；延遲電路，其通過使輸入的第七信號延遲預定的一段時間產生延遲的第七信號，或者當第七信號上升時下降并且延遲預定的一段時間之后上升的第九信號；以及，NOR電路，用于對輸入的第八信號和輸入的第七信號或者第九信號進行NOR邏輯處理，并把所得到的信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xR端。
11.按照權利要求1所述的脈沖整形電路，其中，所述邏輯處理電路是其xS端接收反相第七信號，其xR端接收反相第八信號的xSxR鎖存(觸發)電路。
12.按照權利要求11所述的脈沖整形電路，其中，所述xSxR鎖存(觸發)電路包括對輸入的反相第八信號執行反相邏輯處理的反相器電路；和，對輸入的反相第七信號和第八信號進行OR邏輯處理，并把所得到的信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xS端的OR電路。
13.按照權利要求11所述的脈沖整形電路，其中，所述xSxR鎖存(觸發)電路包括AND電路，用于對輸入的反相第八信號和在復位計時下降的反相復位信號進行AND邏輯處理，并把所得到的信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xR端。
14.按照權利要求11所述的脈沖整形電路，其中，所述xSxR鎖存(觸發)電路包括延遲電路，用于通過使輸入的反相第七信號延遲預定的一段時間來產生延遲的反相第七信號，或者當反相第七信號下降時上升并且延遲預定的一段時間后下降的反相第九信號；以及，AND電路，用于對輸入的反相第八信號和輸入的延遲的反相第七信號或者反相第九信號進行AND邏輯處理，并把所得到的信號輸出給該xSxR鎖存(觸發)電路的xR端。
15.按照權利要求7所述的脈沖整形電路，其中，所述第一偏移電壓大于所述第二偏移電壓。
16.一種根據一般為方波波形的基準脈沖信號至少獲得同相整形脈沖信號或反相整形脈沖信號的脈沖發生電路，包括差動差分信號發生電路，用于對所述一般為方波波形的基準脈沖信號進行差分或高通濾波，以產生一對互補的脈沖差動差分輸入信號；和按照權利要求1所述的脈沖整形電路，用于使用輸入其中的所述互補的脈沖差動差分輸入信號來至少獲得所述同相整形脈沖信號或所述反相整形脈沖信號。
17.一種把光學脈沖信號轉換成相應的電脈沖信號的光電脈沖轉換電路，包括把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出所述電流信號的光-電流轉換電路；把所述電流信號轉換成類似于電流信號波形的一般為方波波形的相應脈沖電壓信號的I-V轉換電路；和按照權利要求16所述的脈沖發生電路，用于把脈沖電壓信號用作基準脈沖信號，從而至少獲得所述同相整形脈沖信號或所述反相整形脈沖信號。
18.一種光電脈沖轉換電路，用于把一般為方波波形的光學脈沖信號至少轉換成在光學脈沖信號下降的第一計時下降并在光學脈沖信號上升的第二計時上升的同相電脈沖信號，或者在所述第一計時上升并在所述第二計時下降的反相電脈沖信號，所述光電脈沖轉換電路包括把光學脈沖信號轉換成相應的電流信號并輸出所述電流信號的光-電流轉換電路；把電流信號轉換成一般為方波波形的相應脈沖電壓信號，并輸出所述脈沖電壓信號的I-V轉換電路；對所述脈沖電壓信號進行差分或高通濾波以產生一對互補的脈沖差動差分輸入信號的差動差分信號發生電路；和使用輸入其中的脈沖差動差分輸入信號以至少獲得所述同相整形電脈沖信號或所述反相整形電脈沖信號的脈沖整形電路，所述脈沖整形電路包括添加偏移信號發生電路，所述添加偏移信號發生電路通過添加偏移電壓，使用所述一對互補的脈沖差動差分輸入信號，即同相第一信號和反相第二信號來產生對應于同相第一信號的同相第五信號和對應于反相第二信號的反相第四信號，以便該反相第四信號的第四參考電壓比該同相第五信號的第五參考電壓相對高出等于第一偏移電壓的量值，以及通過添加偏移電壓來產生對應于同相第一信號的同相第三信號和對應于反相第二信號的反相第六信號，以便該反相第六信號的第六參考電壓比該同相第三信號的第三參考電壓相對低于等于第二偏移電壓的量值；第一比較電路，用于比較同相第五信號和反相第四信號，以獲得在第二計時上升的第七信號或者在第二計時下降的反相第七信號；第二比較電路，用于比較同相第三信號和反相第六信號，以獲得在第一計時上升的第八信號或者在第一計時下降的反相第八信號；和邏輯處理電路，用于根據第七信號和第八信號或者反相第七信號和反相第八信號，至少獲得所述同相整形電脈沖信號或所述反相整形電脈沖信號。
19.按照權利要求18所述的光電脈沖轉換電路，其中，所述邏輯處理電路是其S端接收第七信號，其R端接收第八信號的SR鎖存(觸發)電路。
20.按照權利要求18所述的光電脈沖轉換電路，其中，所述邏輯處理電路是其xS端接收反相第七信號，其xR端接收反相第八信號的xSxR鎖存(觸發)電路。
全文摘要
提供了一種能夠抵消在差分放大電路的一對差分輸出信號間產生的DC偏移電壓，同時防止由于AC分量的累積而引起的信號波形的失真的DC偏移補償電路，以及一種通過抵消DC偏移電壓，能夠產生精確再現光學脈沖信號的上升計時和下降計時的電脈沖信號的光電脈沖轉換電路。光電脈沖轉換電路配有光電二極管、I－V轉換電路、具有DC偏移補償電路的第一差分放大電路、第二差分放大電路、參考電壓發生電路和比較電路。DC偏移補償電路使用變換電路與反相電脈沖信號同步地改變具有保持功能的低通濾波器的狀態，并完成通過對第三差分信號進行低通濾波而產生的濾波信號或者保持濾波信號的負反饋，所述保持濾波信號是變換過程中保持的濾波信號。
文檔編號H03K5/003GK1545208SQ20041004574
公開日2004年11月10日 申請日期2002年1月30日 優先權日2001年2月1日
發明者尾野彰彥 申請人:富士通株式會社