專利名稱：主動控制振動噪聲的裝置和方法,及具有該裝置的車輛的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種可以在車輛上使用的、利用自適應陷波濾波器主動控制振動噪聲的裝置和方法，以及具有主動振動噪聲控制裝置的車輛。
背景技術：
說明迄今為止，車廂中主動振動噪聲控制領域中的一般做法是，利用FIR濾波器模擬要控制的信號傳送特性，向FIR濾波器提供基于與要控制的振動噪聲高度相關的發動機轉動速度和懸掛振動輸出的輸入脈沖，利用來自FIR濾波器的輸出信號作為參考信號，自適應地生成一個信號以產生用于減小來自參考信號和誤差信號的誤差信號的抵消振動噪聲，和把生成的信號施加到一個激勵器以產生減小振動噪聲的二次振動噪聲。
根據上述主動振動噪聲控制方法的一個例子，通過一個參考信號發生器響應發動機轉速信號來產生參考信號，把產生的參考信號施加到一個自適應FIR濾波器，自適應FIR濾波器產生輸出信號，以驅動揚聲器。安裝在車廂中的話筒檢測從揚聲器輻射的輸出能在車廂中造成的振動噪聲與發動機轉動等在車廂中生成振動噪聲之間的差，并且控制自適應FIR濾波器以減小來自話筒的輸出信號(例如，見日本專利申請公開1-501344)。
已知的另一個例子是附圖的圖14中所示的利用自適應陷波濾波器的主動振動噪聲控制裝置。這種主動振動噪聲控制裝置基于車廂中的振動噪聲與發動機輸出軸的轉動同步產生的事實。利用自適應陷波濾波器壓制車廂中產生的基于發動機輸出軸的轉動的頻率的振動噪聲。
在如圖14中所示的利用自適應陷波濾波器的已知主動振動噪聲控制裝置中，波形整形器71調整與發動機輸出軸的轉動同步的發動機脈沖的波形，將波形整形器71的輸出信號分別施加到產生余弦波信號和正弦波信號的余弦波發生器72和正弦波發生器73。余弦波信號通過自適應陷波濾波器74，正弦波信號通過自適應陷波濾波器75。加法器76將來自自適應陷波濾波器74，75的輸出信號相加，得到一個和信號，施加和信號以激勵二次振動噪聲發生器77。
將余弦波信號施加到具有與發動機輸出軸的轉動同步的頻率下的車廂信號傳送特性(γ0)的傳輸元件78，并且將正弦波信號施加到一個具有與發動機輸出軸的轉動同步的頻率下的車廂信號傳送特性(γ1)的傳輸元件79。加法器80把來自傳輸元件78，79的輸出信號相加成一個第一參考信號。將正弦波信號施加到一個具有車廂信號傳送特性(γ0)的傳輸元件81，并且將余弦波信號施加到一個具有車廂信號傳送特性(-γ1)的傳輸元件82。加法器83將來自傳輸元件81，82的輸出信號相加成第二參考信號。根據基于第一參考信號的自適應算法更新自適應陷波濾波器74的濾波系數，并且根據基于第二參考信號的自適應算法更新自適應陷波濾波器75的濾波系數，從而使誤差檢測裝置86檢測的誤差信號最小。要獲得詳細情況，請參考，例如，日本專利申請公開2000-99037。
上述使用FIR濾波器產生參考信號的主動振動噪聲控制方法的例子(例如，日本專利申請公開1-501344)的問題在于，由于要用FIR濾波器進行卷積計算，如果主動振動噪聲控制方法要在車輛迅速加速時消除車廂振動噪聲，需要提高采樣頻率，并且也需要增加FIR濾波器的抽頭的數量，結果是FIR濾波器處理負擔大，并且用于執行主動振動噪聲控制方法的主動振動噪聲控制裝置需要一個諸如數字信號處理器之類的具有大的處理能力的處理器，從而增加了成本。
使用自適應陷波濾波器的主動振動噪聲控制裝置(例如，日本專利申請公開2000-99034)的缺點在于，盡管產生參考信號所需的計算量可以比較小，但是不能足夠好地模擬從二次振動噪聲發生器到誤差信號檢測裝置的信號傳送特性，和不能獲得更新自適應陷波濾波器的濾波系數的最佳參考信號，結果，主動振動噪聲控制裝置發現難于消除車輛迅速加速時的車廂振動噪聲，并且不能提供足夠的振動噪聲控制能力。
發明內容
本發明的目的是要提供一種利用減少的產生參考信號所需的計算量的、具有足夠的振動噪聲控制能力的裝置和方法，以及一種其中結合有這種主動振動噪聲控制裝置的車輛。
在根據本發明的主動振動噪聲控制裝置中，參考信號發生裝置輸出作為參考信號的、具有基于來自振動噪聲源的振動頻率的頻率的參考正弦波信號和參考余弦波信號。為了抵消根據來自振動噪聲動源的振動產生的生成振動噪聲，第一自適應陷波濾波器根據參考余弦波信號輸出第一控制信號，第二自適應陷波濾波器根據參考正弦波信號輸出第二控制信號。代表第一控制信號和第二控制信號的和的和信號輸入到振動噪聲抵消裝置，振動噪聲抵消裝置輸出抵消振動噪聲，以抵消生成的振動噪聲。
為了抵消生成振動噪聲，誤差信號檢測裝置根據生成的振動噪聲與從振動噪聲抵消裝置輸出的抵消振動噪聲之間的差，檢測誤差信號。校正裝置輸出一個通過從基于信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值與參考余弦波信號的乘積，減去基于從振動噪聲抵消裝置到誤差信號檢測裝置的、有關參考信號的頻率的、信號傳送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值與參考正弦波信號的乘積而產生的信號，作為第一參考信號，并且輸出一個通過將正弦校正值和參考余弦波信號的乘積與余弦校正值和參考正弦波信號的乘積彼此相加產生的信號，作為第二參考信號。濾波器系數更新裝置根據誤差信號以及第一和第二參考信號，順序地更新第一和第二自適應陷波濾波器的濾波系數，以使誤差信號最小。通過從振動噪聲抵消裝置輸出的抵消振動噪聲，抵消了生成振動噪聲。
根據本發明的主動振動噪聲控制裝置使用通過從基于信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值與參考余弦波信號的乘積，減去基于從振動噪聲抵消裝置到誤差信號檢測裝置的信號傳送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值與參考正弦波信號的乘積產生的信號作為第一參考信號，并且使用通過將正弦校正值和參考余弦波信號的乘積與余弦校正值和參考正弦波信號的乘積彼此相加產生的信號作為第二參考信號，而不使用FIR濾波器產生參考信號。因此，最優地校正了用于更新第一和第二自適應陷波濾波器的濾波系數的參考信號。即使在裝配了該裝置的車輛迅速加速，參考信號的頻率以瞬變形式改變的時候，也可以根據來自第一和第二自適應陷波濾波器的輸出信號，精確地抵消生成振動噪聲。
由于從參考信號獲得了作為最佳校正信號的第一和第二參考信號，恒等平方誤差曲線的輪廓成為同心圓，利用迅速收斂能力抵消了生成的振動噪聲。
每當更新第一和第二自適應陷波濾波器的濾波系數，根據本發明的主動振動噪聲控制裝置需要執行四次乘法和兩次加法來產生第一和第二參考信號，以抵消振動噪聲。因此，獲得第一和第二參考信號的計算量大大小于使用FIR濾波器時的計算量，這使得能夠低成本地制造主動振動噪聲控制裝置。
在主動振動噪聲控制裝置中，余弦校正值和正弦校正值是預先與參考信號的頻率結合地存儲在存儲設備中的，并且與參考信號的頻率結合地從存儲設備讀出。將讀出的余弦校正值和正弦校正值與參考余弦波信號和參考正弦波信號相乘，并且把乘積相加，以產生第一和第二參考信號。因此，可以簡單地計算第一和第二參考信號。
在主動振動噪聲控制裝置中，信號傳送特性中的預定頻率的測量增益被校正到預定的值，并且存儲在存儲設備中的、有關具有相同頻率的參考信號的余弦校正值和正弦校正值包括根據校正的增益和測量的相位特性確定的值。
余弦校正值和正弦校正值包括增益變化范圍以及基于相位特性(φ)的余弦和正弦值的變化范圍。在計算過程中，由于有效數字的數量，發生數字抵消，導致計算第一和第二參考信號或第一和第二自適應陷波濾波器的濾波系數的精度降低，因此聲音抑制性能降低。濾波系數的收斂速度降低，導致靈敏度降低。
通過使用借助校正測量增益從而不在計算過程中造成數字抵消產生的增益，和根據測量的相位特性基本確定余弦校正值和正弦校正值，提高了第一和第二參考信號或第一或第二自適應陷波濾波器的濾波系數的計算精度，從而提高了聲音抑制精度。適當地調節更新第一和第二自適應陷波濾波器的濾波系數的步長參數，從而提高濾波系數的收斂速度，導致更好的靈敏度。
此外，根據本發明，一種主動控制振動噪聲的方法包括步驟輸出具有基于來自振動噪聲源的振動頻率的頻率參考正弦波信號和參考余弦波信號作為參考信號；根據參考余弦波信號通過第一自適應陷波濾波器輸出第一控制信號，和根據參考正弦波信號通過第二自適應陷波濾波器輸出第二控制信號，以便抵消根據來自振動噪聲源的振動產生的生成振動噪聲；將代表第一控制信號和第二控制信號的和的和信號輸入到振動噪聲抵消裝置，并且從振動噪聲抵消裝置輸出抵消振動噪聲以抵消生成的振動噪聲；根據生成的振動噪聲和從振動噪聲抵消裝置輸出的抵消振動噪聲之間的差，從誤差信號檢測裝置輸出誤差信號；根據對應于從振動噪聲抵消裝置到誤差信號檢測裝置的、有關參考信號的頻率的、信號傳送特性的校正值，校正參考余弦波信號和參考正弦波信號，并且輸出校正的參考余弦波信號和校正的正弦波信號，分別作為第一和第二參考信號；和根據誤差信號以及第一和第二參考信號，順序地更新第一自適應陷波濾波器和第二自適應陷波濾波器的濾波系數，以使誤差信號最小；其中，校正步驟輸出一個通過從基于信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值與參考余弦波信號的乘積，減去基于信號傳輸特性的相位特性的正弦值的正弦校正值與參考正弦波信號的乘積產生的信號，作為第一參考信號，并且輸出一個通過把正弦校正值和參考余弦波信號的乘積與余弦校正值和參考正弦波信號的乘積彼此相加產生的信號，作為第二參考信號；和其中，更新步驟根據第一參考信號和誤差信號連續地更新第一自適應陷波濾波器的濾波系數，并且根據第二參考信號和誤差信號連續地更新第二自適應陷波濾波器的濾波系數。
在上述方法中，余弦校正值和正弦校正值與參考信號的頻率結合地預先存儲在存儲設備中，并且與參考信號結合地從其讀出。
在上述方法中，將信號傳送特性中的預定頻率的測量增益校正到預定值，并且存儲在存儲設備中的、有關具有相同頻率的參考信號的余弦校正值和正弦校正值包括根據校正增益和測量的相位特性確定的值。
通過把根據本發明的主動振動噪聲控制裝置結合在車輛中，可以有效地抵消車輛的車廂中的低沉聲音。
從以下結合附圖的說明中，可以對本發明的上述和其它目的、特征、和優點有更清楚的了解，在附圖中通過圖示例子的方式示出了本發明的優選實施例。
圖1是根據本發明的一個實施例的主動振動噪聲控制裝置的方框圖；圖2是明根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置的低沉聲音抵消過程的曲線圖；圖3是執行根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置的低沉聲音抵消過程的布置的方框圖；圖4是顯示根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置的低沉聲音抵消過程的信號傳送特性與誤差信號之間的關系的曲線圖；圖5A至5D是說明根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置的低沉聲音抵消過程的曲線圖；圖6是顯示根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置結合在車輛中的系統的方框圖；圖7A至7D是說明結合在車輛中的根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置執行的余弦校正值計算和正弦校正值計算的曲線圖；圖8是用于測量根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置的信號傳送特性的系統的方框圖；圖9A和9B是顯示根據本發明的實施例的主動振動噪聲控制裝置的低沉聲音抵消過程的結果的曲線圖；
圖10A至10D是說明結合在車輛中的根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置執行的余弦校正值計算和正弦校正值計算的曲線圖；圖11A至11D是說明結合在車輛中的根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置執行的余弦校正值計算和正弦校正值計算的曲線圖；圖12是顯示根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置結合在車輛中的第一改進系統的方框圖；圖13是顯示根據本發明實施例的主動振動噪聲控制裝置結合在車輛中的第二改進系統的方框圖；和圖14是使用自適應陷波濾波器的慣用主動振動噪聲控制裝置的方框圖。
具體實施例方式
以下說明根據本發明優選實施例的主動振動噪聲控制裝置。
圖1以方框圖的形式示出了根據本發明一個實施例的主動振動噪聲控制裝置。
在圖1中由10總體指定的主動振動控制裝置被安排用于例如抵消車輛的發動機的低沉聲音，發動機的低沉聲音是車廂中的主要振動噪聲。
如圖1中所示，主動振動噪聲控制裝置10具有通過微計算機1實現其功能的主要組件。一個霍爾器件檢測作為發動機脈沖的發動機輸出軸的轉動速度，例如，上死點脈沖。檢測的發動機脈沖提供到主動振動噪聲控制裝置10的頻率檢測電路11。頻率檢測電路11檢測來自發動機脈沖的發動機脈沖的頻率，并且根據檢測的頻率產生信號。
頻率檢測電路11以大大高于發動機脈沖的頻率的抽樣頻率監視發動機脈沖，檢測發動機脈沖的極性改變的定時，測量檢測的定時之間的時間間隔，以檢測作為發動機輸出軸的轉動速度的發動機脈沖的頻率，并且根據檢測的頻率、輸出與發動機輸出軸的轉動速度同步的控制頻率。
由于發動機的低沉聲音是在發動機輸出軸轉動產生的振動力傳送到車體時產生的振動輻射聲音。低沉聲音具有與發動機輸出軸的轉動速度同步的周期性。例如，如果發動機包括一個4-周期4-氣缸發動機，那么由于每當汽油燃燒發動機輸出軸轉動半周時的扭矩變化使得發動機產生振動，噪聲車輛車廂中的振動噪聲。
由于如果發動機包括4-周期4氣缸發動機，那么產生具有發動機輸出軸的轉動速度兩倍頻率的稱為轉動二次分量的振動噪聲，所以頻率檢測電路11產生和輸出兩倍于檢測頻率的頻率，作為控制頻率。
來自頻率檢測電路11的輸出信號提供到一個余弦波產生電路12，余弦波產生電路12產生并輸出具有從頻率檢測電路11輸出的頻率的參考余弦波信號。同樣，來自頻率檢測電路11的輸出信號提供到一個正弦波產生電路13，正弦波產生電路13產生并輸出具有從頻率檢測電路11輸出的頻率的參考正弦波信號。將這樣產生和輸出的參考余弦波信號和參考正弦波信號用作具有發動機輸出軸的轉動頻率的諧振頻率的參考信號。
參考余弦波信號被提供到一個以后要說明的第一自適應陷波濾波器14，第一自適應陷波濾波器14的濾波系數是通過一種LMS算法自適應地處理和更新的。參考正弦波信號被提供到一個以后要說明的第二自適應陷波濾波器15，第二自適應陷波濾波器15的濾波系數是通過一種LMS算法自適應地處理的更新的。將來自第一自適應陷波濾波器14的輸出信號和來自第二自適應陷波濾波器15的輸出信號提供到一個加法器16，加法器16將輸出的和信號提供到一個D/A轉換器17a。D/A轉換器17a將輸出和信號轉換成模擬信號，模擬信號通過一個低通濾波器(LPF)17b和一個放大器(AMP)17c提供到揚聲器17，揚聲器17輸出輻射聲音。
因此，將來自加法器16的輸出和信號(振動噪聲抵消信號)提供到安裝在車廂中以產生抵消振動噪聲的揚聲器17。因此，揚聲器17是由來自加法器16的輸出和信號驅動的。車廂中容納著一個用于檢測車廂中剩余振動噪聲和把檢測到的剩余振動噪聲作為誤差信號輸出的話筒18。
將來自話筒18的輸出信號通過一個放大器(AMP)18a和一個帶通濾波器(BPF)18b提供到一個A/D轉換器18c，A/D轉換器18c將提供的信號轉換成輸入到LMS算法處理器30，31的數字數據。
頻率檢測電路11也產生具有微計算機1的采樣周期的定時信號(抽樣脈沖)。微計算機1根據定時信號執行一個處理序列。
參考信號產生電路20具有存儲設備21，存儲設備21包括用于與控制頻率相關地存儲基于揚聲器17和話筒18之間的信號傳送特性中的相位滯后的余弦值的余弦校正值C0的存儲器22，和用于與控制頻率相關地存儲基于揚聲器17和話筒18之間的信號傳送特性中相位滯后的正弦值的正弦校正值C1的存儲器23。通過從頻率檢測電路11輸出的定時信號存取存儲設備21，以從對應的存儲器22，23讀出對應于控制頻率的余弦校正值C0和正弦校正值C1。
參考信號產生電路20也具有一個用于將從存儲設備21讀出的余弦校正值C0與從余弦波產生電路12輸出的參考余弦波信號彼此相乘的乘法器24，一個用于將從存儲設備21讀出的正弦校正值C1與從正弦波產生電路13輸出的參考正弦波信號彼此相乘的乘法器25，一個用于從乘法器24的輸出信號減去乘法器25的輸出信號并且輸出作為第一參考信號的差值信號的加法器26，一個用于將從存儲設備21讀出的余弦校正值C0與從正弦波產生電路13輸出的參考正弦波信號彼此相乘的乘法器27，一個用于將從存儲設備21讀出的正弦校正值C1與從余弦波產生電路12輸出的參考余弦波信號彼此相乘的乘法器28，和一個用于將乘法器27的輸出信號與乘法器28的輸出信號彼此相加并且輸出作為第二參考信號的和信號的加法器29。
將從加法器26輸出的第一參考信號和從話筒18輸出的信號提供到LMS算法處理器30，并且根據LMS算法處理。根據來自LMS算法處理30的輸出信號更新第一自適應陷波濾波器14的濾波系數，以使來自話筒18的輸出信號，即，誤差信號，最小。將從加法器29輸出的第二參考信號和來自話筒18的輸出信號提供到LMS算法處理器31并且根據LMS算法處理。根據來自LMS算法處理器31的輸出信號更新第二自適應陷波濾波器15的濾波系數，以使來自話筒18的輸出信號，即，誤差信號，最小。
以下說明余弦校正值C0和正弦校正值C1的產生，以及主動振動噪聲控制裝置10的操作。
因為低沉聲音是由于汽油在發動機中燃燒產生的，因此發動機的低沉聲音代表具有與發動機輸出軸的轉動同步的狹窄頻帶的振動噪聲。可以用具有低沉聲音的頻率f的相互正交的余弦和正弦波的和代表所有低沉聲音(波)。可以用如圖2中所示的復平面上的實線曲線表示低沉聲音，即，表示為(pcos2πft+iqsin2πft)。因此，可以如點劃線U，V所示，通過產生相互正交的參考余弦波信號(Cs(＝cos2πft)，0)和參考正弦波信號(0，Sn(＝sin2πft))，將低沉聲音表示為一個具有兩個系數p，q的向量。
因此，通過產生兩個相互正交的參考信號，用兩個系數p，q表示低沉聲音。為了抵消作為振動噪聲的低沉聲音，可以產生如圖2中用間斷線指示的、具有用a(＝-1×p)，b(＝-1×q)表示的系數的抵消振動噪聲。
圖1中所示布置可以被如圖3中所示那樣示意代表。在圖3中，具有基于從頻率檢測電路11輸出的信號的控制頻率的輸入參考信號x通過具有信號傳送特性k1的控制器34發送到揚聲器17。要被控制在參考信號x的頻率的、從揚聲器17輸出的抵消振動噪聲通過具有信號傳送特性m1的車廂發送到話筒18。也通過一個諸如具有信號傳送特性n1的車體之類的未知系統35，將參考信號x發送到話筒18，話筒18產生誤差信號e。
將用于產生抵消振動噪聲的控制器34的信號傳送特性k1表達為k1＝-n1/m1并且將話筒18產生的誤差信號e表達為e＝n1·x+k1·m1·x用下面的方程式(1)表達誤差信號e的均方誤差的斜率ΔΔ=∂(e2)∂k1=2·e·∂e∂k1=2·e·m1·x···(1)]]>因此，將自適應控制下產生的誤差信號e的均方誤差的斜率Δ表示為如圖4中所示。為了獲得其中平方誤差(e2)最小的信號傳送特性k1的最佳值，重復地計算下面示出的方程式(2)。在方程式(2)中，n是一個0或更大的整數，并且代表對應于用于抽樣用于A/D轉換的參考余弦波和用于A/D轉換的參考正弦波的抽樣脈沖計數(定時計數)的自適應計算的數量，自適應計算的數量每當更新濾波系數時遞增，和μ代表步長參數。方程式(2)是一個利用LMS算法計算的自適應更新公式，并且用于根據自適應處理序列抵消振動噪聲。
K1n+1＝k1n-μ·en·m1·xn…(2)更具體地講，在主動振動噪聲控制裝置10中，將信號傳送特性k1表達為相互正交的信號a(＝系數a)和信號b(＝系數b)。
以下參考圖5A至5D說明余弦校正值C0和正弦校正值C1的產生。
當把作為參考信號的參考余弦波信號(此后也稱為參考波cos)和參考正弦波信號(此后也稱為參考波sin)分別作為信號Cs和Sn從揚聲器17直接輸出時，根據從揚聲器17到用作評價點的話筒18的信號傳送特性將參考參考波cos和sin發送到話筒18。以下說明當參考波cos，sin達到話筒18時，它們是如何改變的過程。
將從揚聲器17到話筒18的車廂的信號傳送特性分割成增益(幅度改變)和相位特性(相位滯后)。
從揚聲器17到話筒18的信號傳送特性是這樣的，當參考信號到達話筒18時，將這些參考信號的幅度乘以α，并且其相位延遲φ度。當參考信號到達話筒18時，分別用New_Cs，New_Sn代表它們。
僅僅考慮有關具有某種控制頻率的參考信號的phase_lag(φ)。phase_lag(φ)對應于參考信號(向量)在復平面上相對于原點的φ度的轉動。因此，僅考慮phase_lag(φ)，用以下的方程式(3)表達用于將向量轉動phase_lag(φ)的線性變換矩陣P’1m(φ)P′1m(φ)=cosφisinφisinφcosφ···(3)]]>其中P’1m(φ)是當僅考慮phase_lag(φ)時的信號傳送特性的變換公式，1是揚聲器的數量(輸出的振動噪聲抵消信號的數量)，m是話筒的數量。如果揚聲器的數量是2和話筒的數量是2，那么變換矩陣P’11，P’12，P’21，P’22出現在每個信號傳輸路徑中。
當也考慮gain(α)時，用下面的方程式(4)表示信號傳送特性的變換公式P1m(φ)
P1m(φ)=αcosφisinφisinφcosφ···(4)]]>從上述的方程式(4)也可以容易地理解變換公式P1m(φ)。
當用圖5A中的實線指示的信號Cs，Sn代表參考余弦波信號和參考正弦波信號的瞬時值時，也考慮信號傳送特性中的gain(α)，圖5A中的間斷線代表信號New_Cs，New_Sn，信號New_Cs，New_Sn是在信號Cs和Sn通過具有帶有gain(α)和phase_lag(φ)的信號傳送特性的車廂到達話筒18時，它們轉變成的信號。
即，當參考余弦波信號Cs和參考正弦波信號Sn到達話筒18時，它們通過乘以增益α和轉動phase_lag(φ)分別轉變成信號New_Cs，New_Sn。
信號New_Cs，New_Sn分別用下面的方程式(5)，(6)表示New_Cs;CsrCsi=αcosφisinφisinφcosφCs0]]>=α·Cs·cosφiα·Cs·sinφ···(5)]]>New_Sn;SnrSni=αcosφisinφisinφcosφ0iSn]]>=-α·Sn·sinφiα·Sn·cosφ···(6)]]>如果將信號New_Cs，New_Sn表示為向量，那么，如圖5A中所示，根據下面所示的方程式(7)表達它們。
New_Cs＝(α·Cs·cosφ，iα·Cs·sinφ)…(7)New_Sn＝(-α·Sn·sinφ，iα·Sn·cosφ)根據低沉聲音是由余弦波信號和正弦波信號的組合代表的事實，主動振動噪聲控制裝置10通過根據LMS算法計算順序地更新圖2中所示的復平面上的實軸上的系數a和復平面上的虛軸上的系數b以便使話筒18的位置上的誤差信號e最小而抵消低沉聲音。根據話筒18的位置的實軸上的信號順序地更新實軸上的系數a(見圖2)和根據話筒18的位置的虛軸上的信號順序地更新虛軸上的系數b(見圖2)，從而抑制振動噪聲。因此，需要從信號New_Cs，New_Sn確定實軸上的信號和虛軸上的信號。
現在，說明從信號New_Cs，New_Sn確定實軸上的系數a和虛軸上的系數b的過程。
通過把信號New_Cs，New_Sn投射到實軸上，獲得包括在這些信號中的實部分量幅度。如圖5B中所示，分別用Real_New_Cs(也稱為Real_Cs)和Real_New_Sn(也稱為Real_Sn)代表它們的值。通過把信號New_Cs，New_Sn投射到虛軸上，獲得包括在這些信號中的虛部分量的幅度。如圖5C中所示，分別用Imagi_New_Cs(也稱為Imagi_Cs)和Imagi_New_Sn(也稱為Imagi_Sn)代表它們的值。
當根據從揚聲器17到話筒18的車廂的信號傳送特性，將參考余弦波信號Cs和參考正弦波信號Sn乘以gain(α)并且轉動phase_lag(φ)時，它們的實部分量和虛部分量由圖5C中的間斷線指示。將這些實部分量和虛部分量分別組合成圖5D中實線指示的Real_Cs，Imagi_Sn。
通過如下的計算確定實和虛軸上的信號分別用Real_New_Cs(向量RNCs)和Imagi_New_Cs(向量INCs)代表通過把信號New_Cs投射到實和虛軸上在實和虛軸上產生的信號。分別用Real_New_Sn(向量RNSn)和Imagi_New_Sn(向量INSn)代表通過把信號New_Sn投射到實和虛軸上在實和虛軸上產生的信號。用(向量RCs)代表實軸上的信號Real_Cs，用(向量ISn)代表虛軸上的信號Imagi_Sn，用(向量Cs)代表信號Cs，和用(向量Sn)代表信號Sn。在下面所示的方程式中，用頂部的箭頭指示一個向量。
向量RCs是向量RNCs和向量RNSn的和，并且向量RNCs和向量RNSn是通過把向量NCs或向量NSn投射到向量Cs上產生的。因此，用下式(8)表達向量RNCs和向量RNSn
因此，通過下式(9)表達的向量RCsRCs→=(α·Cs·cosφ-α·Sn·sinφ,0)···(9)]]>=α(Cs·cosφ-Sn·sinφ,0)]]>由于向量ISn是向量INCs和向量INSn的和，向量INCs和向量INSn是通過把向量NCs或向量NSn投射到向量Sn上產生的，因此，用下式(10)表達向量INCs和向量INSn 因此，用下式(11)表達向量RCs
ISn→=(0,i[α·Cs·sinφ+α·Sn·cosφ])···(11)]]>=iα(0,Cs·sinφ+Sn·cosφ)]]>信號傳送特性是來自揚聲器17的輸出聲音的頻率的函數。因此，可以用復數如下表達信號傳送特性P1m(f)＝P1mx(f)+iP1my(f)P1mx(f)＝α(f)·cosφ(f)P1my(f)＝α(f)·sinφ(f)如果考慮參考信號的整個控制頻率范圍，那么可以用下面所示的方程式(12)表達向量RCs和向量ISn(見圖5D)。這些向量代表最終組合信號的實部和虛部分量。
RCs→=(Cs·P1mx(f)-Sn·P1my(f),0)]]>ISn→=(0,i[Cs·P1my(f)+Sn·P1mx(f)])···(12)]]>從上面的方程式，可以如下表達用于更新自適應陷波濾波器14的濾波系數(對應于圖2中的系數a)的第一參考信號rx(f)rx(f)＝Cs·P1mx(f)-Sn·P1my(f)如下表達用于更新自適應陷波濾波器15的濾波系數(對應于圖2中的系數b)的第二參考信號ry(f)ry(f)＝Cs·P1my(f)+Sn·P1mx(f)因為信號Cs是參考余弦波信號的瞬時值，信號Sn是參考正弦波信號的瞬時值，因此，可以通過下面的方程式(13)給出參考信號，并且主動振動噪聲控制裝置10如圖1所示布置的。
用方程式(13)代表的參考信號rx(f)，ry(f)可以利用上述n如下表達從P1m(f)＝α(f)·cosφ(f)和P1m(f)＝α(f)·sinφ(f)，通過下面的方程式(14)給出參考信號rx(f，n)，ry(f，n)rx(f，n)＝P1mx(f)·cos 2π(f，n)-P1my(f)·sin 2π(f，n)＝α(f)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-sin(φ(f))·sin 2π(f，n)]…(14)ry(f，n)＝P1my(f)·cos 2π(f，n)+P1mx(f)·sin 2π(f，n)＝α(f)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]其中α(f)代表一個增益，這個增益可以是有關cos(φ(f))，sin(φ(f))的系數。因此，用α(f)·cos(φ(f))代表余弦校正值C0，和用α(f)·sin(φ(f))代表正弦校正值C1。可以為每個控制頻率預先測量余弦校正值C0和正弦校正值C1，作為基于相位滯后的余弦值的余弦校正值和基于相位滯后的正弦值的正弦校正值，并且與參考信號的頻率f相關地預先存儲再存儲器22，23中。
從圖4，通過在方程式(2)中，用a1(n)，b1(n)替換k1m，用a和b替換k1，和用r(f，n)替換m1·x，可以將用于更新濾波系數的方程式提供為a1(n+1)＝a1(n)-μ·em(n)·rx(f，n)和b1(n+1)＝b1(n)-μ·em(n)·ry(f，n)。根據參考信號rx(f，n)，前一個方程式給出為下面所示的方程式(15-1)，并且根據參考信號ry(f，n)，后一個方程式給出為下面所示的方程式(15-2)。
a1(n+1)＝a1(n)-μ·em(n)·α(f)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-sin(φ(f))·sin 2π(f，n)]＝a1(n)-μ’(f)·em(n)[cos(φ(f))·cos 2π(f，n)-cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]…(15-1)
b1(n+1)＝b1(n)-μ·em(n)·α(f)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]＝b1(n)-μ’(f)·em(n)[sin(φ(f))·cos 2π(f，n)+cos(φ(f))·sin 2π(f，n)]…(15-2)從上面的方程式(14)可以知道，反映參考信號rx(f，n)和參考信號ry(f，n)中的信號傳送特性的增益的α(f)可以是每個頻率的系數，并且如方程式(15-1)，(15-2)指示的，與在每個控制頻率從恒定步長參數μ到步長參數μ’的變化是同義的。這也意味著，參考信號rx(f，n)和參考信號ry(f，n)僅可以精確地反映信號傳送特性的phase_lag(φ)，和在每個控制頻率下的反映信號傳送特性的增益的α(f)可以用一個調節元素替代。
在主動振動噪聲控制裝置10中，如上所述，參考余弦波信號的頻率、參考正弦波信號的頻率、余弦校正值C0、和正弦校正值C1根據發動機輸出軸的轉動速度變化，并且自適應陷波濾波器14，15的陷波頻率以相同的方式操作，仿佛它們實質上根據發動機輸出軸的轉動速度改變，抵消了低沉聲音。
此外，在主動振動噪聲控制裝置10中，由于利用余弦校正值C0和正弦校正值C1最優地模擬了信號傳送特性，并且利用自適應陷波濾波器抵消低沉聲音，常數平方誤差曲線的輪廓成為同心圓，快速地收斂振動噪聲的抵消。
以下通過專門的例子說明結合在車輛中的主動振動噪聲控制裝置10。
圖6以方框圖的形式示出了帶有一個話筒的主動振動噪聲控制裝置10結合在車輛中以抵消車輛車廂中的低沉聲音的系統。
在圖6中，主動振動噪聲控制裝置10具有由便宜的微計算機實現其功能的主要組成部分。在圖6中，圖1中所示的頻率檢測電路11、余弦波產生電路12、和正弦波產生電路13用一個參考信號產生裝置44代表，并且圖1中所示的第一自適應陷波濾波器14、第二自適應陷波濾波器15、參考信號產生電路20、和LMS算法處理器30，31用一個自適應陷波濾波器45代表。從圖6中省略了圖1中所示的D/A轉換器、低通濾波器、放大器、帶通濾波器、和A/D轉換器，并且也從以后要說明的圖12和13中圖示例子中省略了它們。
揚聲器17設置在車輛41中后座背后的給定位置，并且把話筒18設置在車輛41的車廂頂板的中心部分。也可以將話筒18放置在儀表盤上，而不是車廂頂板上。
從控制車輛41的發動機42的發動機控制器43輸出的發動機脈沖輸入到與揚聲器17和話筒18協作的主動振動噪聲控制裝置10中。被自適應地控制，以使來自話筒18的輸出信號最小的自適應陷波濾波45提供一個輸出信號，以激勵揚聲器17，抵消車輛41的車廂中的振動噪聲。有關主動振動噪聲控制裝置10的抵消振動噪聲的過程已經在前面說明過了。
圖7A至7D中示出了車廂中揚聲器17和話筒18之間的各種頻率下的信號傳送特性的增益和相位滯后的測量值。在圖7C中，以表的形式示出了各種頻率下的增益和相位滯后的測量值。在圖7C中，增益用dB指示，phase_lag(φ)用度指示(0°≤φ≤360°)。
在至此的說明中，給出的是車廂中揚聲器17和話筒18之間的信號傳送特性。實際上，如圖8中所示，信號傳送特性是用包括一個連接到主動振動噪聲控制裝置10的傅立葉變換器的信號傳送特性測量設備100測量的。更具體地講，信號傳送特性測量設備100根據從微計算機1輸出到揚聲器17的信號和從話筒18輸入到微計算機1的信號測量信號傳送特性。
因此，根據測量信號傳送特性的過程，揚聲器17和話筒18之間的信號傳送特性包括那些由插在微計算機1輸出和輸入端之間的模擬電路造成的特性，例如，揚聲器17、話筒18、D/A轉換器17a、低通濾波器17b、放大器17c、放大器18a、帶通濾波器18b、和A/D轉換器18c。
換言之，根據測量信號傳送特性的過程，車廂中揚聲器17和話筒18之間的信號傳送特性成為從自適應陷波濾波器的輸出端到LMS算法處理器30，31(＝濾波系數更新裝置)的輸入端的信號傳送特性。
在圖7D中與對應控制頻率結合地示出了代表根據增益和phase_lag(φ)的測量值在對應的控制頻率下計算的αcosφ和αsinφ的余弦校正值C0(P1mx＝P11x＝αcosφ)和正弦校正值C1(P1my＝P11y＝αsinφ)。圖7D中示出的余弦校正值C0和正弦校正值C1與參考信號的頻率結合地存儲在存儲器22，23中。
在本發明的實施例中，在安裝了4-循環4-氣缸發動機的車輛41中，發動機的低沉聲音被抵消。因此，作為對應于從1200rpm至6000rpm的發動機轉動速度的轉動二次分量的控制頻率，分布在40Hz至200Hz的范圍內。考慮到用作主動振動噪聲控制裝置10的微計算機(此后也稱為振動噪聲控制微計算機)發生故障的可能性，如圖7D中所示，在30Hz至230Hz的控制頻率范圍中測量信號傳送特性，并且存儲在30Hz至230Hz控制頻率范圍中的余弦校正值C0和正弦校正值C1。
如果作為參考信號頻率計算的結果，確定了一個超出控制頻率范圍之外的頻率，那么不讀出余弦校正值C0和正弦校正值C1，并且用于振動噪聲控制的微計算機將中止控制。存儲了上述較寬的控制頻率范圍內的校正值，以便防止微計算機中止控制。
在本發明的實施例中，由于在從圖7C中所示的值計算圖7D所示的值的過程的使用了8-位微計算機作為微計算機1，因此，當測量增益是0(dB)時，將計算中使用的gain(α)設置到α＝127。
因此，當放大度是A時，由于gain＝20logA，所以10的(gain/20)次方＝A。如果gain＝-6，那么gain(α)＝α×A＝127×10(-6/20)＝63.651。
上述構造的主動振動噪聲控制裝置10結合在車輛41中，利用圖7D中所示的余弦校正值C0和正弦校正值C1產生參考信號，并且憑借通過自適應濾波器產生的抵消振動噪聲(振動噪聲抵消信號)，抵消了發動機的低沉聲音。圖9A中的實線曲線示出了相對于發動機輸出軸的轉動速度的低沉聲音抵消結果。圖9A中的間斷線曲線示出了未被抵消的低沉聲音。圖9A中實線曲線與間斷線曲線之間的比較，清楚地示出了主動振動噪聲控制裝置10充分地抵消了低沉聲音。
圖9B中所示的實線曲線是在利用日本專利申請公開1-501344中說明的FIR濾波器模擬信號傳送特性時畫出的，并且低沉聲音被帶有自適應FIR濾波器的揚聲器、話筒主動振動噪聲控制裝置產生的低沉聲音抵消信號抵消。圖9B中所示的間斷線曲線是在低沉聲音沒有被抵消時畫出的。
從以上的圖中可以看到，通過利用余弦校正值C0和正弦校正值C1模擬信號傳送特性，并且利用自適應陷波濾波器抵消低沉聲音，取得了好的抵消結果。
對于主動振動噪聲控制裝置10利用余弦校正值C0和正弦校正值C1模擬信號傳送特性和利用自適應陷波濾波器抵消低沉聲音所需的計算量，可以進行四次乘法和兩次加法，以便確定每個自適應處理周期中右方程式(14)表達的參考信號，和可以為使用根據方程式(15-1)，(15-2)的LSM算法計算的自適應處理序列進行八次乘法和四次加法。因此，主動振動噪聲控制裝置10所需的計算量較小。
對于日本專利申請公開1-501344中披露的主動振動噪聲控制裝置，由于它執行卷積計算，如果模擬信號傳送特性的FIR濾波器的抽頭數量是j＝128，并且自適應FIR濾波器的抽頭的數量是i＝64，那么需要進行128次乘法和127次加法運算來確定參考信號，需要對自適應處理序列進行193次乘法和192次加法運算，需要為輸出結果進行64次乘法和63次加法運算。由于需要大量的計算，所以不能通過便宜的微計算機來實現主動振動噪聲控制裝置，而是需要用DSP(數字信號處理器)實現，因此制造成本高。
如圖7C中所示，在從30Hz至41Hz的參考信號頻率范圍中的測量的信號傳送特性的增益分布在-30dB至-20dB的范圍內，這小于從42Hz至230Hz的另一個參考信號頻率范圍中的增益范圍。因此，gain(α)的值在圖7C的大范圍中變化。如果通過計算結果具有8位的微計算機利用圖7C中所示的值確定余弦校正值C0和正弦校正值C1，那么余弦校正值C0和正弦校正值C1包括增益變化范圍和基于phase_lag(φ)的余弦和正弦值的變化范圍。便宜的8-位微計算機一般不執行帶有值的指數表示的計算。因此，如果余弦校正值C0和正弦校正值C1具有大的變化范圍，那么由于在便宜的8-位微計算機執行計算第一和第二參考數的過程或LMS處理序列時的有效數字的數量，將發生數字抵消，導致用于計算第一和第二參考信號或第一和第二自適應陷波濾波器14，15的濾波系數的精度降低，并因此使聲音抑制能力降低。
如前面結合方程式(15-1)，(15-2)說明的，由于用gain(α)代替了每個控制頻率的步長參數μ，因此，gain(α)的小的值等價于步長參數μ的小的值，并因此降低了收斂濾波系數的速度，導致較差的靈敏度。
以下要說明一種根據如上面結合方程式(14)、(15-1)、(15-2)說明的，余弦校正值C0和正弦校正值C1是基于參考信號的phase_lag(φ)的余弦和正弦值的值，并且gain(α)是一個在每個控制頻率的調節元素的思想，在從30Hz至41Hz的低頻范圍中，通過僅改變增益而不改變測量的phase_lag(φ)提高計算精度和收斂速度的方法。
30Hz至41Hz的參考信號頻率范圍的測量信號傳送特性中的增益從圖7A和7C中所示的值提高到一個如圖10A和10C所示的、接近在42Hz的參考信號頻率的增益的值，例如，-10dB，并且確定余弦校正值C0和正弦校正值C1。如圖10B和10C中所示，在這種計算方法中使用的phase_lag(φ)沒有被校正，而是如同圖7B和7C中所示的一樣，是10B和10C中所示的測量phase_lag(φ)。因此，gain(α)的值具有小的變化范圍，利用8-位微計算機在30Hz至41Hz頻率范圍中計算余弦校正值C0和正弦校正值C1的精度，與在42Hz至230Hz的頻率范圍中計算余弦校正值C0和正弦校正值C1的精度大致相同，并且提高了30Hz至41Hz參考信號頻率范圍中的收斂速度。
圖10D中示出了計算的余弦校正值C0和正弦校正值C1。圖10A示出了測量和校正的增益(間斷線曲線示出了測量的增益)，圖10B示出了測量的phase_lag(φ)。由于使用測量的phase_lag(φ)作為phase_lag(φ)，所以不影響低沉聲音的抵消。
在確定余弦校正值C0和正弦校正值C1的計算中，擴展上述校正gain(α)的例子以使gain(α)的值成為基于計算中使用的微計算機的位數的上限值。以這種方式，可以提高計算的精度。
更具體地講，當通過將增益設置到0dB以將gain(α)設定到α＝127確定各個頻率下的余弦校正值C0和正弦校正值C1時，如此確定的各個頻率下的余弦校正值C0和正弦校正值C1如圖11D中所示。圖11A示出了校正的增益(間斷線曲線示出了測量的增益)，圖11B示出了測量的phase_lag(φ)。圖11C示出了校正的gain(α)和測量的phase_lag(φ)的值的表。在這個例子中，通過使增益在整個頻率范圍中恒定，防止了由于改變gain(α)的值而使計算精度改變，并且通過將增益設置到由計算使用的計算機的位數確定的上限值，提高了計算的精度，也提高了收斂速度。
以下參考圖12說明主動振動噪聲控制裝置10結合在車輛51中的第一改進系統。
圖12示意地示出了一種用于抵消帶有發動機安裝支架的發動機產生的振動噪聲的布置。
在第一改進系統中，使用了用于支撐車輛51的發動機52的可以自己膨脹/收縮的發動機安裝支架53來代替揚聲器17，并且使用設置在發動機安裝支架53附近的振動檢測傳感器54代替話筒18。
在圖12中，例如，主動振動噪聲控制裝置10包括一個8-位微計算機，并且由參考信號產生裝置55和自適應陷波濾波器56-1，56-2代表。
從控制車輛51的發動機52的發動機控制器57輸出的發動機脈沖輸入到與發動機安裝支架53和振動檢測傳感器54協作的主動振動噪聲控制裝置10。濾波系數被自適應地控制以使來自振動檢測傳感器54的輸出信號最小，即，使得誤差信號最小的自適應陷波濾波器56-1，56-2施加輸出信號，以彼此獨立地激勵發動機安裝支架53，從而抵消振動噪聲和車廂中的低沉聲音。有關主動振動噪聲控制裝置10的抵消振動噪聲和低沉聲音的過程在上面已經說明過。
以下參考圖13說明主動振動噪聲控制裝置10結合在車輛61中的第二改進系統。
圖13示意地示出了一種用于利用具有兩個話筒的主動振動噪聲控制裝置10抵消車輛61的車廂中的低沉聲音的布置。
在圖13中，例如，主動振動噪聲控制裝置10包括一個8-位微計算機，并且由一個參考信號發生裝置64和自適應陷波濾波器65-1，65-2代表。
揚聲器17-2設置在車輛61的后座后面的托架中的給定位置上，并且另一個揚聲器17-1設置在靠近前座的門的下部的給定位置上。話筒18-2設置在車廂的面對車輛61的后座的背后的頂板部分，另一個話筒18-1設置在面對車輛61的前座的中央部分。
從控制車輛61的發動機62的發動機控制器63輸出的發動機脈沖輸入到與揚聲器17-1，17-2和話筒18-1，18-1協作的主動振動噪聲控制裝置10。被自適應地控制以使來自話筒18-1，18-2的輸出信號最小的自適應陷波濾波器65-1，65-2施加該輸出信號，以激勵揚聲器17-1，17-2，從而抵消車輛61的車廂中的振動噪聲。有關主動振動噪聲控制裝置10的抵消振動噪聲的過程已經在前面說明過。
根據基于揚聲器17-1和話筒18-1之間的信號傳送特性的相位滯后和揚聲器17-1和話筒18-2之間的信號傳送特性的相位滯后的余弦和正弦校正值，產生用于更新自適應陷波濾波器65-1的濾波系數的第一和第二參考信號。響應來自話筒18-1，18-2的誤差信號和參考信號，通過從被自適應地控制以使來自話筒18-1，18-2的誤差信號最小的自適應陷波濾波器65-1的輸出信號，激勵揚聲器17-1。根據基于揚聲器17-2和話筒18-1之間的信號傳送特性的相位滯后和揚聲器17-2和話筒18-2之間的信號傳送特性的相位滯后的余弦和正弦校正值，產生用于更新自適應陷波濾波器65-2的濾波系數的第一和第二參考信號。響應來自話筒18-1，18-2的誤差信號的參考信號，通過來自被自適應地控制以使來自話筒18-1，18-2的誤差信號最小的自適應陷波濾波器65-2的輸出信號，激勵揚聲器17-2。以這種方式，抵消了車廂中的低沉聲音。
根據本發明的主動振動噪聲控制裝置可以不使用FIR濾波器，而是使用一個通過從基于信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和參考余弦波信號的乘積，減去基于信號傳送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和參考正弦波信號的乘積，而產生的第一參考信號，和一個通過將正弦校正值和參考余弦波信號的乘積與余弦校正值和參考正弦波信號的乘積彼此相加而產生的第二參考信號，最佳地模擬從振動噪聲抵消裝置到誤差信號檢測裝置的信號傳送特性。主動振動噪聲控制裝置可以通過具有足夠的收斂性能的減少的計算數量，抵消生成振動噪聲。
盡管詳細顯示和說明了本發明的特定優選實施例，但是，應當理解，可以在其中進行各種改變和修改，而不脫離所附權利要求的范圍。
權利要求
1.一種用于主動地控制振動噪聲的裝置，包括參考信號產生裝置，用于輸出具有基于來自振動噪聲源的振動的頻率的參考正弦波信號和參考余弦波信號作為參考信號；第一自適應陷波濾波器(14)，用于輸出基于所述參考余弦波信號的第一控制信號，和第二自適應陷波濾波器(15)，用于輸出基于所述參考正弦波信號的第二控制信號，以便抵消根據來自所述振動噪聲源的振動產生的生成振動噪聲；振動噪聲抵消裝置，用于輸出代表所述第一控制信號和所述第二控制信號的和的和信號，并且輸出抵消振動噪聲以抵消生成振動噪聲；誤差信號檢測裝置，用于根據所述生成振動噪聲和從所述振動噪聲抵消裝置輸出的抵消振動噪聲之間的差值，輸出誤差信號；校正裝置，用于根據對應于有關所述參考信號的頻率的、從所述振動噪聲抵消裝置到所述誤差信號檢測裝置的信號傳送特性的校正值，校正所述參考余弦波信號和所述參考正弦波信號，并且輸出經校正的參考余弦波信號和經校正的參考正弦波信號分別作為第一和第二參考信號；和濾波系數更新裝置，用于根據所述誤差信號和所述第一和第二參考信號，順序地更新所述第一自適應陷波濾波器(14)和所述第二自適應陷波濾波器(15)的濾波系數，以便使所述誤差信號最小；其中，所述校正裝置輸出通過從基于信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和所述參考余弦波信號的乘積，減去基于信號傳送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和所述參考正弦波信號的乘積產生的信號，作為所述第一參考信號，和輸出通過將所述正弦校正值和所述參考余弦波信號的乘積與所述余弦校正值和所述參考正弦波信號的乘積彼此相加產生的信號，作為第二參考信號；和其中，所述濾波系數更新裝置根據所述第一參考信號和所述誤差信號順序地更新所述第一自適應陷波濾波器(14)的濾波系數，并且根據所述第二參考信號和所述誤差信號順序地更新所述第二自適應陷波濾波器(15)的濾波系數。
2.根據權利要求1所述的裝置，其中所述余弦校正值和所述正弦校正值與所述參考信號的頻率結合地預先存儲在存儲設備(21)中，并且與所述參考信號的頻率結合地從存儲設備(21)讀出。
3.根據權利要求2所述的裝置，其中將信號傳送特性中的預定頻率的測量增益校正到一個預定值，并且存儲在所述存儲設備中的有關具有相同頻率的參考信號的所述余弦校正值和所述正弦校正值包括根據校正的增益和測量的相位特性確定的值。
4.一種主動地控制振動噪聲的方法，包括步驟輸出具有基于來自振動噪聲源的振動頻率的頻率的參考正弦波信號和參考余弦波信號作為參考信號；利用第一自適應陷波濾波器(14)，根據所述參考余弦波信號輸出第一控制信號，和利用第二自適應陷波濾波器(15)，根據所述參考正弦波信號輸出第二控制信號，以便抵消根據來自所述振動噪聲源的振動產生的生成振動噪聲；將代表所述第一控制信號和所述第二控制信號的和的和信號輸入到振動噪聲抵消裝置，并且從所述振動噪聲抵消裝置輸出抵消振動噪聲，以抵消生成振動噪聲；根據所述生成振動噪聲與從所述振動噪聲抵消裝置輸出的抵消振動噪聲之間的差值，從誤差信號檢測裝置輸出誤差信號；根據與有關所述參考信號的頻率的、從所述振動噪聲抵消裝置到所述誤差信號檢測裝置的信號傳輸特性對應的校正值，校正所述參考余弦波信號和所述參考正弦波信號，并且輸出經校正的參考余弦波信號和經校正的參考正弦波信號分別作為所述第一和第二參考信號；和根據所述誤差信號以及所述第一和第二參考信號，順序地更新所述第一自適應陷波濾波器(14)和所述第二自適應陷波濾波器(15)的濾波系數，以使所述誤差信號最小；其中，所述校正步驟輸出通過從基于從信號傳送特性的相位特性的余弦值的余弦校正值和所述參考余弦波信號的乘積，減去基于信號傳送特性的相位特性的正弦值的正弦校正值和所述參考正弦波信號的乘積產生的信號，作為所述第一參考信號，和輸出通過將所述正弦校正值和所述參考余弦波信號的乘積與所述余弦校正值和所述參考正弦波信號的乘積彼此相加產生的值，作為所述第二參考信號；和其中，所述更新步驟根據所述第一參考信號和所述誤差信號連續地更新所述第一自適應陷波濾波器(14)的濾波系數，和根據所述第二參考信號和所述誤差信號連續地更新所述第二自適應陷波濾波器(15)的濾波系數。
5.根據權利要求4所述的方法，其中所述余弦校正值和所述正弦校正值與所述參考信號的頻率結合地預先存儲在存儲設備(21)中，并且與所述參考信號的頻率結合地從存儲設備(21)讀出。
6.根據權利要求5所述的方法，其中將信號傳輸特性中的預定頻率的測量增益校正到預定值，并且存儲在所述存儲設備中的有關具有相同頻率的參考信號的所述余弦校正值和所述正弦校正值包括根據校正的增益和測量的相位特性確定的值。
7.一種結合根據權利要求1的用于主動地控制振動噪聲的裝置的車輛。
全文摘要
根據誤差信號和通過從一個代表余弦校正值C0和參考余弦信號的乘積的信號減去代表正弦校正值C1和參考正弦信號的乘積的信號產生的第一參考信號，順序地更新自適應陷波濾波器(14)的濾波系數，以使誤差信號最小。根據誤差信號和通過將一個代表參考正弦信號和余弦校正值C0的乘積的信號與代表參考余弦信號和正弦校正值C1的乘積的信號彼此相加產生的第二參考信號，順序地更新一個自適應陷波濾波器(15)的濾波系數，以使誤差信號最小。
文檔編號H03B29/00GK1573918SQ20041004525
公開日2005年2月2日 申請日期2004年6月4日 優先權日2003年6月5日
發明者井上敏郎, 高橋彰, 中村由男, 大西將秀 申請人:本田技研工業株式會社, 松下電器產業株式會社