專利名稱：判決反饋均衡器的制作方法
相關申請的交叉引用本說明書引用于2002年4月6日提交的、以Heo、Markman、Park和Gelfand為發明人的、標題為“判決反饋均衡器結構(ARCHITECTURE FOR A DECISION FEEDBACK EQUALIZER)”的美國臨時專利申請No.60/372970，并要求以其為基礎的優先權，其中所公開的內容以引用的方式結合于本說明書中。
背景技術：
本發明一般地涉及均衡器，更具體地來說，涉及自適應均衡器，如可用于補償通過具有已知和/或時變特性的信道進行的信號傳輸。
在美國的高清晰度電視(HDTV)的高級電視系統委員會(ATSC)標準中，均衡器是接收按照殘留邊帶調制(VSB)傳送的數據流的自適應濾波器，VSB是符合ATSC-HDTV標準的調制系統，其平均速率等于約10.76MHz的碼元速率。這種均衡器試圖消除或減少主要由多徑傳播引起的線性失真，這類線性失真是地面廣播信道的典型特征。有關信息可參見美國高級電視系統委員會于1995年9月16日頒布的“ATSC數字電視標準”。
通信領域中采用的判決反饋均衡器(DFE)一般包括前饋濾波器(FFF)和反饋濾波器(FBF)，其中FBF通常由信號檢測器輸出的判決結果來驅動，濾波器系數可加以調整以適應預期信道特性，從而減少不希望的失真效應。調整通常可以通過在同步間隔期間在信號中傳送“訓練序列”來進行，或者可以通過對傳輸信號采用特性恢復(property restoral)技術的“盲算法”來進行。通常，均衡器在其每個濾波器中有一定數量的抽頭，具體取決于諸如要均衡的多徑延遲擴展等因素，且其中抽頭間隔“T”通常(但并不總是)按碼元速率設定。此類濾波器的一個主要參數是收斂速率，它可以定義為收斂到均衡器的最優設置所需的迭代次數。有關這類均衡器的更詳細的分析和討論、所用算法及其在通信中的應用，可參考如下技術文獻和書籍，例如John G.Proakis所著的“數字通信”(″DigitalCommunications″，by John G.Proakis，2nd edition，McGraw-Hill，NewYork，1989)；Theodore S.Rappaport所著的“無線通信”(″WirelessCommunications″by Theodore S.Rappaport，Prentice Hall PTR，SaddleRiver，New Jersey，1996)；以及A.P.Clark所著的“數據傳輸原理”(″Principles of Data Transmission″by A.P.Clark，2nd edition，JohnWiley & Sons，New York，1983)。
發明概述根據本發明的一個方面，用于處理數據信號的判決反饋均衡器提供對應于硬判決導向(decision directed)模式和軟判決導向模式的并行均衡器輸出。顯然，根據本發明的聯合體系結構利用了如下事實對于每個均衡器輸出碼元軟判決比特表示，這些比特的一個子集對應于硬判決表示。因此，本發明允許以基本相同的硬件作為同一輸出均衡器來提供兩種不同模式的并行輸出。
根據本發明的另一個方面，用于處理數據信號的判決反饋均衡器(DFE)實現并行的軟判決導向操作模式和硬判決導向操作模式以提供相應的軟判決導向和硬判決導向均衡器輸出，其中每個均衡器輸出碼元軟判決比特表示同時包含硬判決表示和軟判決表示。
根據本發明的另一方面，用于處理數據信號并提供DFE輸出信號的判決反饋均衡器(DFE)包括前饋濾波器(FFF)、反饋濾波器(FBF)、限幅器(slicer)，所述限幅器、FFF和FBF互相連接以構成一個判決反饋均衡器結構(decision feedback equalizerconfiguration)，所述均衡器結構實現并行的硬判決導向操作模式和軟判決導向操作模式。對應于硬判決導向操作模式和軟判決導向操作模式的DFE輸出比特表示以并行方式輸出。
根據本發明的另一個方面，提供了一種判決反饋均衡方法，用于從待處理的數據輸入信號中導出一個以上的輸出數據信號，所述方法包括如下步驟將要處理的數據輸入信號施加于前饋濾波器(FFF)；將反饋濾波器(FBF)和限幅器連接到所述FFF，以形成判決反饋均衡器(DFE)結構，從而實現并行的硬判決導向操作模式和軟判決導向操作模式并提供相應輸出；以及在所述硬判決導向操作模式下，將所述FBF的一個輸入連接到所述限幅器的一個輸出，以及在所述軟判決導向操作模式下，將所述FBF的另一個輸入連接到所述DFE輸出信號之一，以使所述DFE輸出的每個輸出碼元的比特表示包含所述限幅器的輸出的比特表示，以作為其一個子集。
附圖簡介參考以下結合附圖所作的詳細說明，可更全面地理解本發明。
圖1顯示了判決反饋均衡器(DFE)體系結構的示意框圖；圖2顯示了在3Db、0.3微秒(μs)反常回波信號(ghost signal)和加性白高斯噪聲(AWGN)條件下均衡器和維特比(Viterbi)譯碼器的誤碼率(BER)與信噪比(以dB計)的關系曲線；以及圖3顯示根據本發明的軟/硬判決導向均衡器(DFE)的聯合體系結構的示意框圖。
發明的詳細說明根據本發明的均衡器包括間隔為T(其中T是碼元周期)的具有如下三種可用模式的DFE(判決反饋)均衡器訓練模式、盲模式和判決導向模式。在開始詳細描述本發明的最佳實施例之前，先考慮稍微有點簡單的如圖1所示的判決反饋均衡器(DFE)體系結構，有助于更好地理解本發明原理以及定義某些術語。
DFE的輸入連接到前饋濾波器(FFF)10，前饋濾波器(FFF)10的輸出連接到求和單元12，求和單元12的另一個輸入連接到反饋濾波器(FBF)14的輸出。求和單元12的輸出連接到限幅器16，連接到模式切換開關18的輸入以及連接到鎖定檢測器20。鎖定檢測器20的輸出連接到模式切換開關18的控制輸入。限幅器16的輸出連接到模式切換開關18的另一個輸入，且模式切換開關18的輸出連接到FBF14的輸入。模式切換開關18的另一個輸出連接到FFF10和FBF14的系數控制輸入。
FFF10、FBF14和限幅器16的功能是眾所周知的，它們分別構成濾波和均衡的基本功能。對此可參見例如前面引用的由Proakis所著的書籍。有關濾波器及其實現的其它信息可參見各種教材，如JohnG.Proakis和Dimitris G.Manolakis所著的“數字信號處理”(″DigitalSignal Processing，″by John G.Proakis and Dimitris G.Manolakis，Prentice Hall，New Jersey，1996)；以及Roman Kuc所著的“數字信號處理導論”(″Introduction to Digital Signal Processing，″by Roman Kuc，McGraw-Hill Book Company，New York，1988)。鎖定檢測器20負責均衡器鎖定檢測器功能。它通過將均衡器輸出與具有閾值的限幅器電平進行比較來更新鎖定檢測器輸出。如果均衡器輸出和限幅器電平在閾值距離內，則檢測到鎖定。模式切換開關18根據選擇的均衡器模式選擇至FBF濾波器的輸入以及要用于均衡器自適應的誤差和控制信號。它還檢查鎖定檢測器輸出。在正常操作時，模式切換開關18具有自動切換功能，這取決于均衡器鎖定檢測器20的輸出。模式切換開關18將訓練模式和盲模式解釋為只用于收斂目的。在均衡器鎖定檢測器檢測到收斂之后，均衡器隨后過渡到判決導向模式。如果沒有收斂，則均衡器返回到訓練模式或盲模式。
在高級電視系統委員會(ATSC)標準中，訓練序列包括在場同步中，以便允許初始的均衡器收斂。在訓練模式下，均衡器系數只在場同步期間更新。但是，與此用法相關的兩個主要缺點是，它需要事先正確地檢測到場同步，且訓練序列包括在場同步中，即每隔約每25毫秒(ms)才出現，這可能導致收斂較慢。
對難于檢測場同步或具有動態分量的反常回波環境(ghostenvironment)來說，所關心的是獨立于訓練序列對均衡器抽頭系數作初始調整，即自恢復或盲算法。例如，參見以上引用的由Proakis所著的書籍和D.N.Godard所著的論文“二維數據通信系統中的自恢復均衡和載波跟蹤”(″Self-Recovering Equalization and Carrier Trackingin Two Dimensional Data Communication Systems″IEEE Trans.onCommun.，Vol.COM-28，pp.1867-1875，November 1980)。
再者，因為它作用于每個數據碼元，所以盲算法收斂較快。
與常規判決導向模式下的通常的情況一樣，至FBF14的輸入是限幅器16的輸出。因此，在判決導向模式下，設置限幅器可對反饋濾波器的調整誤差和輸入作輔助處理，并且系數調整在整個數據序列中進行。此模式的收斂效能并不好，但在收斂之后，優于其它兩種模式。判決導向模式相對于盲模式的優點在于存在限幅器，從而在均衡器輸出上取得更好的MSE(均方差)和BER(誤碼率)性能。相對于訓練模式，判決導向對每個碼元更新其抽頭(與純訓練模式相反)的事實允許取得更快的自適應和跟蹤性能。
至此可以承認，采用盲模式和判決導向模式來輔助訓練模式或作為其替代方法是理想的，因為除其它以外，ATSC-HDTV標準中的訓練模式收斂慢且動態跟蹤效果不好。
多年來，DFE一直是通信接收機設計領域中的一個有爭議的主題。雖然DFE有潛力以低復雜性成本來均衡具有高度色散的線性信道，但可能遭受誤差傳播(error propagation)的影響，一種導致不正確的源碼元估計的機制可引起進一步的判決誤差，從而可能導致很長的出錯突發。例如，可參見P.Monsen所著的論文“衰落多徑信道上的DFE調制解調器的理論性能和測量性能”(″Theoretical andMeasured Performance of a DFE Modem on a Fading Multipath Channel″，IEEE Trans.，on Commun，Vol.COM-25(10)，pp.1144.1153，October1977)；以及S.A.Altekar和N.C.Beaulieu所著的“判決反饋均衡器的誤碼概率上限”(″Upper Bounds to the Error Probability of DecisionFeedback Equalization″，IEEE Trans.on Info.Theory，Vol.IT-39(1)，pp.145-156，January 1993)；以及上文引述的A.P.Clark所著的書籍中第221頁。
根據本發明的原理，在具有強多徑效應和加性白高斯噪聲(AWGN)條件下對包括用于HDTV地面信道的DFE均衡器的ATSC接收機進行模擬，結果表明如果以軟判決導向模式代替判決導向模式，從而FBF濾波器的輸入是均衡器輸出而非限幅器輸出，這樣就可以提高該接收機的性能。如通信領域已知的那樣，包括量化器的解調器可以“硬”模式或“軟”模式操作。簡單地說，在硬模式下，有關發送的是1還是0的判決基于解調器輸出的極性，并且是不可撤銷的，而在軟模式下，還在一定程度上利用信號振幅來提高作出此判決的性能。有關硬判決解調器和軟判決解調器的信息，可以參見技術文獻如Roger L.Freeman所著的“電信傳輸手冊”(″Telecommunications Transmission Handbook，″4th Edition，by RogerL.Freeman，John Wiley & Sons，Inc.，Now York，1998pp.340)等。
根據以下說明，可清楚本發明范圍中這些模式的重要性。
如以下通過說明性實施例所作的更詳細的描述和解釋，本發明包括判決反饋均衡器(DFE)體系結構，它允許提供對應兩種獨立模式(硬)判決導向和軟判決導向的并行均衡器輸出。硬判決導向模式和軟dd模式之間的差異與均衡器反饋濾波器的輸入是限幅器輸出(硬判決)還是均衡器輸出(軟判決)相關。顯然，這種聯合體系結構利用了本文認識到的如下事實對于每個均衡器輸出碼元軟判決比特表示，這些比特的一個子集對應于硬判決表示。因此，根據本發明的這種體系結構允許以基本相同的硬件作為同一輸出均衡器來提供兩種不同模式的并行輸出。
在ATSC-HDTV接收機中，當地面信道存在多徑傳輸和白噪聲(具體說是強多徑和低信噪比(SNR)的組合)時，均衡器的反饋濾波器中的誤差傳播會影響維特比譯碼器的輸出性能，以致自動切換均衡器模式(盲/判決導向)的性能比純盲模式或稱為軟自動切換均衡器模式的性能差。在自動切換模式下，均衡器在收斂(鎖定)之前處于盲模式，而在檢測到收斂之后切換到(硬)判決導向模式。如果沒有收斂，則切換回盲模式。軟自動切換模式類似于自動切換模式，不同之處在于判決導向模式是軟判決導向模式。在軟判決導向模式下，反饋濾波器的輸入是均衡器輸出而非限幅器輸出。維特比譯碼器是已知類型的采用路徑最大似然譯碼算法的常規譯碼器。有關維特比譯碼器的詳細說明，可以參見技術文獻，如前面提到的Roger L.Freeman所著的“電信傳輸手冊”(″TelecommunicationsTransmission Handbook，″4th Edition，by Roger L.Freeman，John Wiley& Sons，Inc.，New York，1998pp.348-354)。
通過設計提供對應兩種單獨的硬判決導向模式和軟判決導向模式的并行輸出的均衡器體系結構，接收機可以加以利用，處理這兩種輸出以判斷哪種模式在性能方面最合適。
圖2顯示了AWGN加多徑信道條件下HDTV接收機的BER對SNR性能曲線。本實例的多徑信道是一個3dB、3μs(微秒)的反常回波信道(ghost)，即一個相對較強的反常回波信道。性能是在均衡器之后以及維特比譯碼器(VD)之后測量的。
圖2所示的曲線說明了根據本發明原理的結果。圖中顯示了對應均衡器輸出和VD輸出的三條曲線一條曲線對應于盲模式下的均衡器、另一條曲線對應于自動切換模式以及第三條曲線對應于軟自動切換模式。根據圖2所示信息，顯然可以得到如下結論(a)均衡器輸出性能在自動切換模式下等于或好于在純盲模式或軟自動切換模式下的性能。SNR提高，則自動切換性能愈加好。
(b)但是，VD輸出性能并不反映均衡器輸出性能，尤其對于中等SNR。對于那些SNR值，VD輸出性能在自動切換模式下比純盲模式或軟自動切換模式下的性能差多達1.5dB。
(c)附加的仿真還表明，對于強反常回波信道，此問題變得更加明顯，當然，對于較弱的反常回波信道，此問題仍然存在但程度輕一些。
因而認識到，最好檢測這些導致標準判決導向模式取得的總體性能比軟判決導向模式差的情況并切換模式。具體來說，所關心的就是比較兩種模式的性能。
由該仿真工作得出的另一個重要結論就是，自動切換模式(盲模式加判決導向模式)與軟自動切換模式(盲模式加軟判決導向模式)之間在均衡器抽頭收斂性方面基本沒有差異，因為收斂主要是通過盲模式來完成的。因此，影響硬自動切換模式和軟自動切換模式之間性能差異的主要因素是FBF濾波數據是限幅器輸出還是均衡器輸出。
認識到上述優點，因此，本發明目的在于在均衡器中并行地同時運行硬自動切換模式和軟自動切換模式，以使均衡器同時給出對應于這兩種模式的輸出。因此，它允許接收機實時處理這兩種輸出并作出適當的選擇，而幾乎不會增加均衡器的復雜性。
因此，下面結合可提供對應以下兩種單獨模式(硬)判決導向模式和軟判決導向模式的并行均衡器輸出的判決反饋均衡器(DFE)體系結構的設計，詳細描述根據本發明原理的示范實施例。硬判決導向模式和軟判決導向模式之間的差異與均衡器反饋濾波器輸入是限幅器輸出(硬判決)還是均衡器輸出(軟判決)。這種聯合體系結構利用了如下事實對于每個均衡器輸出碼元，其比特表示的一個子集對應于與限幅器輸出相關的硬判決表示。因此，所提出的這種體系結構允許以基本相同的硬件作為同一輸出均衡器來提供兩種不同模式的并行輸出。
圖3顯示了這種聯合型判決導向系統體系結構的框圖。對于此體系結構，鎖定檢測器和模式切換開關可以如以上結合圖1所示裝置對常規DFE體系結構所述的那樣來實現。因此，圖3只需要分析FFF、FBF和限幅器功能塊。在圖3中，根據本發明的DFE的輸入連接到前饋濾波器(FFF)10的信號輸入，前饋濾波器(FFF)10的輸出又連接到第一求和單元13的第一輸入，而求和單元13的第二輸入連接到反饋濾波器(FBF)14的第一輸出。求和單元13的輸出連接到多路轉換器(MUX)22的第一輸入和第二求和單元15的第一輸入。求和單元15的第二輸入連接到FBF14的第二輸出，求和單元15的輸出連接到MUX22的第二輸入。MUX22的輸出連接到第三求和單元24的減信號輸入(subtracting signal)和限幅器16的輸入。限幅器16的輸出連接到求和單元24的另一個輸入，并通過除法單元26連接到FBF14的第一輸入。求和單元24的輸出連接到FBF14的第二信號輸入。
將調整誤差和控制信號施加到FFF10和FBF14的控制輸入上，類似于圖1所示的體系結構，信號是由模式切換開關派生的。
在本示范體系結構中，可以許多種不同方式連接模式切換開關(圖3中未顯示)。一種簡單方式是利用作為輸入的限幅器輸出和ZK，以及鎖定輸出(圖3中未顯示鎖定檢測器)。于是，模式切換開關的輸出是對應盲模式和判決導向模式的Ik和Ek，以及圖1所示的調整誤差和控制信號。硬判決導向模式只與Ik相關聯，而軟判決導向模式和盲模式與Ik和Ek相關聯。
模式切換開關具有調整誤差信號，該信號在判決導向模式下為Ek，而在盲模式下為不同的函數值，下文將進一步予以說明。鎖定檢測器可以同時監視Z1k和Z0k，也可以只監視Zk。鎖定檢測器輸出選擇判決導向模式或盲模式。該系統開始時處于盲模式，而一旦檢測到鎖定，系統就過渡到判決導向模式。可以理解，存在多種備選方法來實現這些連接以便提供適當的功能。
就圖3中的FBF14而言，含有數據的濾波器存儲器或寄存器可以設想為兩個單獨的存儲器組Ik和Ek，但實際上，它們也可以集中在一起，例如，其中每個寄存器依次含有“IkEk”。濾波器系數Ck是一個唯一可調整的集合。但是，它們分別乘以Ik和Ek而得到如下公式(2)。整個運算還可以設想為一個具有2個信號輸出的濾波器。在軟判決導向模式和盲模式下，如下公式(2)中的兩個運算結果均歸入輸出。但是，硬判決導向模式只需要公式(2a)。
操作時，對于圖3所示的系統，如下關系適用Zk＝Sk-Ek(1)其中Zk是限幅器輸入，Sk是限幅器輸出而Ek是限幅器誤差。
例如，對于10個比特的數據表示，Z0k、Z1k和Zk的值需要10個比特。限幅器電平可以選擇32、96、160和224。注意，Sk的值只需以4比特表示存儲。在本示范實施例中，除法單元采用5比特右移位運算，對應于除以32。因此，Ik取值為1、3、5或7。此外，在最壞情況下Ek范圍為(-288，287)，它需要9個比特。
FBF濾波運算通過如下公式解釋(a)Uk＝(CkT*Ik)＜＜5(2)(b)Vk＝CkT*Ek其中Ck是k時刻均衡器FBF抽頭系數向量，(.)T是轉置運算，而Ik和Ek是Ik和Ek變量的對應向量。
因此，(硬)判決導向模式和軟判決導向模式的均衡器輸出分別為(a)Z0k＝Uk+Yk(b)Z1k＝Uk+Yk+Vk＝Z0k+Vk(3)其中Uk和Vk滿足公式(2)，Yk是FFF濾波器功能塊的輸出。注意在盲模式下，均衡器輸出還滿足公式(3b)，因為盲模式下FBF濾波器的輸入是均衡器輸出，而不是限幅器輸出。于是可以將對應于各模式的適當均衡器輸出饋送到接收機的后續級以便作進一步的處理。在判決導向模式的情況中，硬輸出和軟輸出可以同時饋送到接收機的后續級作進一步的處理。
MUX單元22從模式切換開關接收sel輸入信號，并選擇將Z0k還是Z1k發送到限幅器。這用于區分盲模式與判決導向模式。sel信號可以是普通的鎖定檢測器輸出。如果鎖定檢測器輸出為0，則沒有鎖定，因此模式是盲模式，且Zk＝Z1k。如果鎖定檢測器輸出為1，則均衡器已鎖定，因此模式是判決導向模式，且Zk＝Z0k。如公式(3)所示，對于軟判決導向模式，均衡器輸出為Z1k。sel信號中需要控制比特形式的附加信息，以區分硬判決導向或軟判決導向。該信息可以是反饋給均衡器的有關哪種判決導向模式針對特定信道取得最佳性能的信息。但是，如下所述，根據本發明的原理，對于兩種判決導向模式，選擇使MUX單元22的輸出(和限幅器的輸入)確定為Zk＝Z0k這使硬件簡化，而性能上沒有大的變化。
盲模式濾波和調整滿足結合圖1所示系統所述的前一種體系結構。對此模式，誤差調整Erk是根據Godard的算法計算得到的，而不是Ek。有關信息可參見以上引用的Godard所著論文。因此，在圖3中，調整誤差和控制信號輸入分開顯示，并由均衡器模式切換開關饋送，如圖1所示。當在純判決導向模式下時，調整誤差Erk等于Ek。
關于均衡器抽頭系數調整，FBF中對應兩種判決導向模式的這一運算用如下公式描述Ck+1＝Ck+μ*Erk*(Ik＜＜5) (4)其中MUX單元中的sel輸入等于1。對于盲模式，該運算則為Ck+1＝Ck+μ*Erk*((Ik＜＜5)+Ek)＝Ck+μ*Erk*Zk(5)其中MUX單元中的sel輸入等于0。
對于所有模式，FFF中均衡器抽頭系數調整由如下公式描述Ck+1＝Ck+μ*Erk*Xk(6)其中Ck是k時刻均衡器FFF抽頭系數向量，Xk是k時刻FFF存儲器內容向量。
可以理解，公式(4)不與軟判決導向情況下的理論調整公式一致，該理論調整公式是公式(5)，因為FBF濾波器輸入是均衡器輸出。但是，為了同時執行對應兩種判決導向模式的這兩個公式的運算，基本上需要使FBF規模加倍。所幸的是，仿真表明在軟判決導向模式下應用公式(4)而非公式(5)時沒有大的差異。需要這樣做的情況是，利用盲模式下的均衡器執行收斂，而僅僅跟蹤通過判決導向模式完成。
下表1概括了不同均衡器模式下圖3的體系結構。
表1
至此，已經公開了一種判決反饋均衡器(DFE)體系結構，它允許提供對應于兩種單獨模式(硬)判決導向模式和軟判決導向模式的并行均衡器輸出。硬判決導向模式和軟判決導向模式之間的差異與均衡器反饋濾波器的輸入是限幅器輸出(硬判決)還是均衡器輸出(軟判決)相關聯。這種聯合體系結構利用了如下事實對于每個均衡器輸出碼元軟判決比特表示，這些比特的一個子集對應于硬判決表示。因此，根據本發明的這種體系結構允許以基本相同的硬件作為同一輸出均衡器來提供兩種不同模式的并行輸出。
雖然已通過示范實施例對本發明作了說明，但本領域技術人員會承認并理解，在不背離所附權利要求書限定的本發明范圍的前提下可以進行各種更改和替換。因此，例如，雖然根據本發明的均衡器體系結構是通過適用于HDTV-ATSC均衡器的實施例來描述的，但本發明也可適用于任何具有DFE體系結構的通用均衡器。再者，可以相應地實施本發明以便用于任何數字接收機中，如包括DFE均衡器的電視機或數據接收機。此外，雖然是就碼元間隔(T間隔，其中T是碼元周期)的均衡器來進行說明的，但本發明還適用于小數間隔的均衡器(fractionally-spaced equalizers)，其中T小于碼元周期。幾本教科書中都描述了小數間隔的均衡器，例如上述John G.Proakis所著的“數字通信”(″Digital Communications″，by John G.Proakis，2nd edition，McGraw-Hill，New York，1989)。而且，雖然將FBF的軟判決導向輸入描述為均衡器輸出，但它也可以是均衡器輸出的更為復雜的軟判決函數。還應理解，圖3中的均衡器還可以包括訓練模式。與在傳統的DFE中一樣，訓練操作模式相對于盲模式是排他性的，不會干擾判決導向模式。
權利要求
1.一種判決反饋均衡器(DFE)，用于處理數據信號并實現并行軟判決導向操作模式和硬判決導向操作模式以提供相應的軟判決導向和硬判決導向均衡器輸出，其中每個均衡器輸出碼元軟判決比特表示同時包含硬判決表示和軟判決表示。
2.一種判決反饋均衡器(DFE)，用于處理數據信號并實現并行軟判決導向操作模式和硬判決導向操作模式以提供相應的軟判決導向和硬判決導向均衡器輸出，其中，對于每個均衡器輸出碼元，它的軟判決輸出比特表示的一個子集對應于它的硬判決比特表示。
3.一種用于處理數據信號以及提供DFE輸出信號的判決反饋均衡器(DFE)，所述DFE包括前饋濾波器(FFF)(10)；反饋濾波器(FBF)(14)；限幅器(16)；所述限幅器(16)、所述FFF(10)和所述FBF(14)互相連接以形成判決反饋均衡器結構，所述均衡器結構實現硬判決和軟判決導向的并行操作模式；以及其中，對應于所述硬判決導向和軟判決導向操作模式的DFE輸出比特表示以并行方式輸出。
4.如權利要求3所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于包括可控多路轉換裝置(MUX)(22)，其與所述均衡器結構連接，以便根據所述MUX(22)的選擇器輸入值將所述DFE的所述輸出中的一個選定輸出與所述限幅器(16)的輸入連接。
5.如權利要求3所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述DFE輸出中的每個輸出碼元的比特表示包含所述限幅器的所述輸出的比特表示，以作為其子集。
6.如權利要求5所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述DFE輸出中每個輸出碼元的所述比特表示在所述軟判決導向模式下與所述FBF(14)輸入相關聯，而所述限幅器(16)的所述輸出的所述比特表示在所述硬判決導向模式下與所述FBF(14)輸入相關聯。
7.如權利要求4所述的判決反饋均衡器，其特征在于包括鎖定檢測器(20)，其與所述DFE并行輸出連接，以根據均衡器收斂檢測算法提供指示均衡器收斂情況的鎖定信號。
8.如權利要求3所述的判決反饋均衡器，其特征在于所述均衡器結構實現可選擇的盲操作模式。
9.如權利要求7所述的判決反饋均衡器，其特征在于所述均衡器結構實現可選擇的盲操作模式；以及所述均衡器包括模式切換開關(18)，其響應所述鎖定信號并連接到所述鎖定檢測器輸出、MUX輸出以及所述限幅器(16)，以提供用于控制所述FFF(10)和所述FBF(14)的操作模式特征的相應的控制信號以及響應所述鎖定信號選擇所述操作模式。
10.如權利要求9所述的判決反饋均衡器，其特征在于所述模式切換開關(18)包括鎖定檢測器(20)，并且向所述FFF(10)和所述FBF(14)提供控制信號，以使之根據所述DFE輸出信號的鎖定特征從所述判決導向操作模式和所述盲操作模式中進行選擇。
11.一種判決反饋均衡器(DFE)，用于處理數據信號以及根據硬判決導向模式、軟判決導向模式和盲模式下的任何一種模式提供DFE輸出信號，所述DFE包括前饋濾波器(FFF)(10)，其具有控制輸入、調整誤差輸入、用于接收所述數據信號的輸入以及輸出；反饋濾波器(FBF)(14)，其具有控制輸入、調整誤差輸入、第一和第二數據輸入以及第一和第二輸出；多路轉換裝置(MUX)(22)，其具有控制輸入、第一和第二數據輸入以及輸出；第一求和單元(13)，其具有與所述FFF(10)的所述輸出連接的第一輸入、與所述FBF(14)的所述第一輸出連接的第二輸入以及與所述MUX(22)的所述第一輸入連接的輸出；第二求和單元(15)，其具有與所述第一求和單元(13)的所述輸出連接的第一輸入、與所述FBF(14)的所述第二輸出連接的第二輸入以及與所述MUX(22)的所述第二輸入連接的輸出；限幅器(16)，其具有與所述MUX(22)的所述輸出連接的輸入以及具有輸出；鎖定檢測器(20)，用于監視均衡器收斂情況以及提供指示鎖定情況的鎖定信號；模式切換開關(18)，其具有與所述鎖定檢測器的所述輸出連接的控制輸入、與所述MUX(22)輸出連接的第一輸入以及與所述限幅器(16)連接的第二輸入以及與所述FBF(14)輸入連接的兩個輸出；所述模式開關18將所述限幅器(16)的輸出連接到所述FBF(14)的所述第一輸入；以及所述模式切換開關(18)還包括第三求和單元(24)，其具有與所述限幅器(16)的所述輸出連接的第一輸入、與所述MUX(22)的所述輸出連接的第二輸入以及與所述FBF(14)的所述第二輸入連接的輸出。
12.如權利要求11所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述限幅器(16)的所述輸出通過除法單元(26)連接到所述FBF(14)的所述第一輸入。
13.如權利要求12所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述除法單元(26)執行除以預定數值的運算。
14.如權利要求13所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述除法單元(26)執行除以32的運算。
15.如權利要求14所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述除法單元(26)通過執行5比特右移位運算來除以32。
16.如權利要求11所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述鎖定檢測器(20)的所述輸入連接到所述DFE的所述第一和第二輸出中的至少一個輸出。
17.如權利要求11所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述模式切換開關(18)的控制輸入連接到所述鎖定檢測器(20)輸出、所述MUX(22)的所述輸入中的至少一個輸入和所述限幅器(16)的所述輸出。
18.如權利要求17所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述模式切換開關(18)根據所述鎖定信號和信號特征選擇所述硬判決導向模式、所述軟判決導向模式以及所述盲模式下一種或另一種。
19.如權利要求11所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述DFE輸出中的每個輸出碼元的比特表示包含所述限幅器的所述輸出的比特表示，以作為其子集。
20.如權利要求11所述的判決反饋均衡器，其特征在于所述DFE輸出中每個輸出碼元的所述比特表示在所述軟判決導向模式下與所述FBF(14)輸入相關聯，而所述限幅器的所述輸出的所述比特表示在所述硬判決導向模式下與所述FBF(14)輸入相關聯。
21.一種用于處理數據信號并提供DFE輸出信號的判決反饋均衡器，所述DFE包括用于前饋所述數據信號的濾波的裝置(10)；用于反饋濾波的裝置(14)；用于信號限幅的裝置(16)；以及連接用于前饋濾波的所述裝置(10)、用于反饋濾波的所述裝置(14)以及用于信號限幅的所述裝置(16)以構成DEF結構的裝置，所述DFE結構實現并行的硬判決導向操作模式和軟判決導向操作模式并提供相應輸出；以及具有如下用途的裝置在所述硬判決導向操作模式下將所述用于反饋濾波FBF的裝置(14)的輸入連接到所述用于信號限幅的所述裝置(16)的輸出，而在所述軟判決導向操作模式下將所述用于反饋濾波的裝置的另一個輸入連接到所述DFE輸出信號的其中之一，以使所述DFE輸出中的每個輸出碼元的比特表示包含所述限幅器的所述輸出的比特表示，以作為其子集。
22.如權利要求21所述的判決反饋均衡器，其特征在于包括多路轉換裝置(22)，其用于對用于前饋濾波的所述裝置(10)、用于反饋濾波的所述裝置(14)以及用于信號限幅的所述裝置(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構以盲操作模式操作。
23.如權利要求22所述的判決反饋均衡器，其特征在于包括多路轉換裝置(22)，其用于對用于前饋濾波的所述裝置(10)、用于反饋濾波的所述裝置(14)以及用于信號限幅的所述裝置(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構以所述多種操作模式下選定的一種模式操作。
24.如權利要求22所述的判決反饋均衡器，其特征在于包括用于監視所述DFE結構的收斂狀態的裝置(20)。
25.如權利要求24所述的判決反饋均衡器，其特征在于包括多路轉換裝置(22)，其用于對用于前饋濾波的所述裝置(10)、用于反饋濾波的所述裝置(14)以及用于信號限幅的所述裝置(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構根據所述收斂狀態以所述多種操作模式下選定的一種模式操作。
26.一種判決反饋均衡方法，用于從待處理的數據輸入信號中導出一個以上的輸出數據信號，所述方法包括如下步驟將要處理的所述數據輸入信號施加于前饋濾波器(FFF)(10)；將反饋濾波器(FBF)(14)和限幅器(16)連接到所述FFF(10)以形成判決反饋均衡器(DFE)結構，從而實現并行的硬判決導向操作模式和軟判決導向操作模式并提供相應輸出；以及在所述硬判決導向操作模式下，將所述FBF(14)的一個輸入連接到所述限幅器(16)的一個輸出，以及在所述軟判決導向操作模式下，將所述FBF(14)的另一個輸入連接到所述DFE輸出信號中的一個輸出，以使所述DFE輸出中的每個輸出碼元的比特表示包含所述限幅器(16)的所述輸出的比特表示，以作為其一個子集。
27.如權利要求26所述的判決反饋均衡方法，其特征在于包括如下步驟對所述FFF(10)、所述FBF(14)以及所述限幅器(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構以盲操作模式操作。
28.如權利要求27所述的判決反饋均衡方法，其特征在于包括如下步驟對所述FFF(10)、所述FBF(14)以及所述限幅器(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構以所述多種操作模式下選定的一種模式操作。
29.如權利要求27所述的判決反饋均衡方法，其特征在于包括用于監視所述DFE結構的收斂狀態的步驟。
30.如權利要求29所述的判決反饋均衡方法，其特征在于包括如下步驟對所述FFF(10)、所述FBF(14)以及所述限幅器(16)之間的信號進行多路轉換，以使所述DFE結構根據所述收斂狀態以所述多種操作模式下選定的一種模式操作。
31.如權利要求11所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述DFE輸出滿足如下公式Z0k＝Uk+YkZ1k＝Uk+Yk+Vk＝Z0k+Vk其中Z0k是硬判決導向模式下的輸出，Z1k是軟判決導向模式和盲模式下的輸出，Yk是FFF(10)濾波功能塊的輸出以及Vk滿足如下公式Uk=(CkT*I‾k)<<5]]>Vk=CkT*E‾k]]>其中Ck是k時刻所述均衡器FBF(14)的抽頭系數向量，(.)T是轉置運算，Ik和Ek是Ik和Ek變量的對應向量，Ik是所述第一FBF(14)輸入以及Ek是所述第二FBF(14)輸入。
32.如權利要求31所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于判決導向模式下的所述均衡器FBF(14)抽頭調整可滿足如下公式之一Ck+1＝Ck+μ*Erk*(Ik＜＜5)或Ck+1＝Ck+μ*Erk*((Ik＜＜5)+Ek)＝Ck+μ*Erk*Zk其中Ck+1是k+1時刻的所述均衡器FBF(14)抽頭系數向量，Ck是k時刻的所述均衡器抽頭系數向量，μ是調整步長大小，＜＜5表示5比特左移或乘以32的乘法運算，Zk是MUX(22)輸出，Ik和Ek是所述Ik和Ek變量的對應向量，所述Ik是所述第一FBF(14)輸入而所述Ek是所述第二FBF(14)輸入以及Erk是所述模式抽頭調整誤差；以及盲模式下的所述均衡器FBF抽頭調整滿足以上所述第二個公式。
33.如權利要求31所述的判決反饋均衡器(DFE)，其特征在于所述MUX(22)選擇器輸出Zk在硬判決導向模式和軟判決導向模式下可以選擇為Z0k和Z1k之一，而在盲模式下選擇為Z1k。
全文摘要
用于處理數據信號的判決反饋均衡器提供對應于硬判決導向模式和軟判決導向模式的并行均衡器輸出(Z
文檔編號H03K5/159GK1659780SQ03813461
公開日2005年8月24日 申請日期2003年4月9日 優先權日2002年4月16日
發明者S·W·何, I·馬克曼, J·帕克, S·B·格范德 申請人:湯姆森許可公司