數據引導的頻率捕獲環的制作方法

專利名稱：數據引導的頻率捕獲環的制作方法
優先權要求本實用專利申請要求美國臨時專利申請No.60/370295、60/370283以及60/370296的優先權，將它們的完整說明結合到本文中。
背景為了為數字傳輸、如蜂窩電話或數字電視廣播提供最廣可能覆蓋，希望使用在空間上彼此分開的多個發射機。這允許更廣的區域被覆蓋，采用較少的總廣播功率，以及能夠幫助填補其中來自一個發射機的傳輸可能被堵塞的暗區。因此，采用多個發射機可為實際上任何數字傳輸提供更廣泛和更完全的覆蓋。
但是，當接收機處于兩個發射機之間的“接縫”時，采用多個發射機造成嚴重問題，因為附加信號可能表現為可能與“主要”信號同樣大的“幻像”。此外，破壞性的干擾造成一系列全零或接近全零。
現有接收機技術處理幻像的方法是將其濾除，以便解釋“主要”信號。但是，在多發射機環境中，這種策略不可行。設計一種濾除可能為“主要”信號大小的任意大的部分的幻像的系統幾乎沒有意義。此外，在邊緣附近，這種減法策略所能提供的最好結果是等于較強發射機的信號的信號強度-來自次要信號的能量被浪費。
即使在幻像小于“主要”信號的100％時，仍然存在前幻像和后幻像的相等概率。在最常見的情況下，最強的信號是沿最直接路徑傳送的信號。幻像往往由“多徑傳播”產生，即由沿著從發射機到接收機的不同長度的路徑傳送的信號部分產生。因此，幻像通常由一個或多個強反射來產生。到達的第一信號通常最直接，因而最強，所以在通常情況下，幻像為后幻像。但是，在多發射機環境中，當接收機靠近接縫時，較強的信號可能容易在幻像之后到達。對于從兩個方向到達的信號，有可能更直接的路徑也許是較長的路徑。因此，前幻像將與后幻像同樣可能出現，以及可能是任意強度的。此外，如果發射機彼此失步即使較小量，其中滯后的一個信號正巧是更近的一個，則接收機可能看作前幻像。
現有技術依靠后幻像為主的假設(即，現有系統一般不設計成處理瑞利衰落)。因此，現有接收機一般在處理多發射機環境方面低效或無能，即使幻像與“主要”信號相比足夠小，也是如此。
簡言之，在多發射機環境中，“主要”信號在傳輸的接縫處變成無意義的概念。為了在多發射機環境下有效地工作，數字接收機必須與不同的范例配合工作。需要一種數字接收機，它采用加性策略，即，其中，來自一個或多個較大幻像的能量能夠被捕捉并用來幫助同步過程，而不是被濾除或丟棄。這種接收機可對“主要”信號大小的100％的幻像起作用，以及每當幻像超過“主要”信號大小的70％時提供足夠優異的性能。
從接收機的角度來看，信號的大部分對同步是無用的，因為它不能與白噪聲區別。封裝在信號中的信息越多，它與白噪聲越相似，所以這是信號所需且必然的特征。然而，必須“浪費”某個帶寬，以便向接收機提供自行定向的方法。通常采用兩種策略之一。在某些系統中，包括導頻信號。這是極窄頻帶中能量的尖峰，極易于接收機拾取。
例如

圖1所示、總體表示為100的鎖相環是采用導頻使接收機同步的一種典型方式。乘法器110把信號與壓控振蕩器120(“VCO”)的輸出相乘，從而產生拍音(頻率等于導頻信號的頻率與VCO的輸出之差的正弦波)。拍音通過低通濾波器130。濾波器130的輸出被放大并輸入VCO 120，從而完成反饋環路。低通濾波器130具有競爭設計參數。濾波器130的帶通越窄，則響應越小，因此環路100的鎖定越慢。但是，寬帶通的濾波器傳遞更多噪聲，并使環路100更難完全捕捉。
應當知道，環路100的響應由第一乘法器110的頻差輸出來驅動。誤差的方向僅可通過觀察輸出的時間變化率的斜率來確定。第二濾波器130使正弦波變形，增加近側的幅度，以及減少另一側的幅度。收斂通過失真的拍音的這種不對稱來驅動。
但是，由于拍音的幅度隨著不斷增加的頻差而下降，失真輸出也下降，因此鎖相環100的響應隨著VCO 120的頻率偏離信號頻率而減小。因此，除非信號剛好接近初始VCO 120的頻率，否則將緩慢收斂或根本不收斂。典型的鎖相環可在初始VCO 120的頻率處于環路帶寬的大約3-10倍之內時進行捕捉。
用于同步的另一個更健壯的策略是提供一種信號，在這個信號中，數據中的信息在頻域中是冗余的。接收機可查找由這種重復所建立的數據中的相關以便同步。接收機可采用這種相同技術從來自多個發射機的信號中查找數據中的相關。在數學方面，重復信號部分之間的相關可通過完全復卷積來識別。卷積自然會校正奈奎斯特頻帶的斜率所產生的不對稱性，使得在積分的極限正好對應于重復數據段(以及其負時間圖像)的開始和結束時出現峰值。
用于執行這種卷積的典型現有部件是Costas環，如圖2所示。Costas環對復合信號、如QAM信號進行操作。如鎖相環一樣，第一乘法器210把信號與VCO 220的輸出相乘，但是，如圖2所示，這是復數乘法，它產生I’和Q’輸出。如鎖相環一樣，第一乘法器的輸出通過低通濾波器230，在其中消除相乘信號的不需要(頻率和)部分。同相和正交部分則由第二乘法器240相乘，從而產生拍音(假定邊帶不平衡-否則它只是DC電壓)。拍音通過第二低通濾波器250，然后在299放大，并返回到VCO 220以完成反饋環路。因此，在驅動環路的收斂的第二乘法器240之后的Costas環的部分基本上是鎖相環。因此，與鎖相環一樣，Costas環具有收斂慢的缺點。
頻率和相位鎖定環(“FPLL”)(如圖3所示，以及在授予Citta的美國專利No.4072909中說明，通過引用將它完整地結合到本文中)提供更快收斂。FPLL具有第一低通濾波器330和第二低通濾波器350，它們執行Costas環中的第二低通濾波器250的功能，分開了求平均功能和噪聲消除功能。因此，第一低通濾波器330可具有較寬的帶通，使得FPLL即使在信號與初始VCO頻率偏離了多達1000倍時也能夠捕獲。第二低通濾波器350可具有較窄的帶通，以便在查找過程中提供良好的平均。第二乘法器340的輸出是具有DC偏置的整流后的正弦波。DC偏置提供方向信息，而不是失真正弦波的積分，它在頻差較大時提供強得多的響應。來自濾波器350的信號在399被放大并返回到VCO 320，從而完成反饋環路。
由于FPLL采用復合信息來提供大小和方向信息的方式，因此它更快地進行鎖定，而且低于90度不同相的相位噪聲不中斷該鎖定。但是，FPLL不執行數據的卷積，因而依靠導頻進行工作。因此，它不適合與例如雙邊帶抑制的信號配合工作。
由于FPLL采用復合信息來提供大小和方向信息的方式，因此它更快地進行鎖定，而且低于90度不同相的相位噪聲不中斷該鎖定。但是，FPLL不執行數據的卷積，因而依靠導頻進行工作。因此，它不適合與例如雙邊帶抑制的信號配合工作。
因此，需要一種新的數據同步環路，它結合了Costas環的所需特征-通過卷積查找重復數據中的相關來實現同步-與頻率和相位鎖定環的所需更快收斂。
發明概述用于與信號同步的第一實施例的數據引導的頻率捕獲環包括VCO，第一、第二和第三乘法器，以及第一和第二低通濾波器。VCO具有I和Q輸出。第一乘法器具有作為輸入的信號以及I和Q輸出，并且具有I’和Q’輸出。第二乘法器具有作為輸入的I’和Q’輸出，并且具有I”和Q”輸出。第一低通濾波器具有作為輸入的I”輸出，并且具有已濾波I”輸出。第三乘法器具有作為輸入的已濾波I”輸出和Q”輸出，并且具有實輸出。第二低通濾波器具有作為輸入的實輸出，并且具有被輸入到VCO的反饋輸出。
用于與信號同步的第二實施例的數據引導的頻率捕獲環包括VCO，第一、第二、第三、第四、第五和第六乘法器，放大器，加法器，以及第一和第二低通濾波器。VCO具有I和Q輸出。第一乘法器接收信號和I輸出，并從其中產生I’分量。第二乘法器接收信號和QVCO輸出，并從其中產生Q’分量。第三乘法器接收I’和Q’分量，并從其中產生I’Q’信號。放大器接收I’Q’信號，并從它產生2I’Q’信號。第四乘法器接收I’分量，并從它產生I’2信號。第五乘法器接收Q’分量，并從它產生Q’2信號。加法器接收I’2和Q’2信號，并產生I’2-Q’2信號。第一低通濾波器接收I’2-Q’2信號，并產生經濾波的I’2-Q’2信號。第六乘法器接收2I’Q’信號以及經濾波的I’2-Q’2信號，并從其中產生原始VCO驅動信號。第二低通濾波器接收原始VCO驅動信號，從它產生經濾波的VCO驅動信號，并把經濾波的VCO驅動信號發送到VCO。
根據本發明的第三實施例的頻率捕獲環利用通過對信號中的數據求卷積所產生的誤差大小和誤差方向與信號同步。
在第四實施例中，根據本發明的頻率捕獲環具有四個穩定平衡點。
根據本發明的第五實施例的頻率捕獲環包括Costas環，子電路，以及乘法器。Costas環具有VCO。子電路產生同相信號分量的平方與正交分量的平方之差。乘法器在差值小于零時改變VCO驅動電壓的符號。
在第六實施例中，根據本發明的頻率捕獲環包括頻率和相位鎖定環以及執行全復數平方運算的復數乘法器。
在第七實施例中，根據本發明的鎖相環從數據的相關中提供頻率捕獲。
在第八實施例中，根據本發明的頻率捕獲和相位鎖定環提供從信號的數據中得到的頻率捕獲和相位鎖定。
第九實施例的用于為雙邊帶抑制載波信號提供頻率捕獲和相位鎖定環的同步環包括Costas環和同相環。Costas環具有VCO。同相環產生I2-Q2，而且包括在I2-Q2小于零時改變VCO驅動電壓的符號的乘法器。通過產生通過對信號中數據求卷積而產生的誤差大小和誤差方向，頻率捕獲和相位鎖定環提供從信號的數據中得到的頻率捕獲和相位鎖定。同步環具有彼此間90度分布的四個穩定平衡點。
附圖簡介圖1是先有技術的鎖相環。
圖2是先有技術的Costas環。
圖3是先有技術的頻率和相位鎖定環。
圖4是根據本發明的優選實施例的數據引導的頻率捕獲環。
圖5是根據本發明的備選實施例的數據引導的頻率捕獲環。
圖6曲線圖，說明作為相位差的函數的根據本發明的數據引導頻率捕獲環的響應。
圖7A-C是適合用于根據本發明的數據引導頻率捕獲環的濾波器的相移特性的曲線圖。
優選實施例的詳細說明為了便于理解本發明的原理，現在將參照附圖中所示的實施例，并用具體語言來描述它。但是要理解，絕不是以此來對本發明的范圍進行限定，以及所述裝置的變更和修改、本文所述的本發明原理的其它應用在此被認為是本發明所涉及領域的技術人員一般會想到的。
根據本發明的數據引導的頻率捕獲環(“DDFL”)結合了Costas環以及頻率和相位鎖定環的所需特征；DDFL可在頻域中利用數據冗余度來進行同步，例如在雙邊帶抑制信號中，但具有象FPLL一樣收斂的輸出，而且不會被把信號相位移動90度以下的噪聲所中斷。
根據本發明的一個優選實施例的DDFL如圖4所示且總體表示為400。輸入信號和VCO 420的輸出I和Q通過第一復數乘法器410相乘，從而產生I’和Q’。在此優選實施例中，第一復數乘法器410的I’和Q’輸出則被傳遞到可選的低通濾波器415，以便消除復數乘法的不需要的產物。第一復數乘法器410的經濾波的I’和Q’輸出然后通過第二復數乘法器430進行相關，從而產生I”和Q”。注意，由于相關是在頻域中執行的，因此是信號的卷積。相關的I部分(I”)等于I’2-Q’2；Q部分(Q”)等于2I’Q’。然后讓輸出的I部分通過第一低通濾波器440，該濾波器的相移特性如圖7A-C所示。經濾波的I部分(同相部分)然后通過第三乘法器450與相關的Q部分(正交部分)相乘。第三乘法器450的輸出則由第二低通濾波器460進行濾波、放大并被返回到VCO 420以完成反饋環路。
由于濾波器440具有如圖7A和7B所示的幅度和相位特性，它們產生如圖7C所示的鑒頻器特性，在零截距處具有正斜率，響應電路400提供鎖相以及頻率捕獲，下面將進一步論述。
應當理解，該電路在大多數條件下，可不需要可選低通濾波器415而工作。但是，在此優選實施例中，包含了可選的低通濾波器415，以便消除可能造成減慢或阻止鎖定或者導致錯誤鎖定的實質錯誤的噪聲元素相乘的可能性。
應當理解，圖4所示電路的元件可以被替代和/或置換，從而產生大量等效備選實施例電路。具體來講，圖4所示的復數乘法器包括組織成產生QAM信號的復數乘積的多個實數乘法器。復數乘法器可由子部件的各種集合和配置來產生。此外，子部件可按照多種方式重新組織或重新配置，從而產生同樣的數學結果。這類替換和重新配置的某些實例如以下所述。
圖5是圖4所示的優選實施例電路的框圖，說明用于某些實施例中并具有相應編號的部件的復數乘法器的更詳細情況。在圖5中可以看到，I信號為輸入信號與來自VCO的I分量之積，而Q信號為輸入信號與來自VCO的Q分量之積。因此，在圖5所示的實施例中，第一復數乘法器410包括一對實數乘法器511和512。同樣，圖4所示的第二復數乘法器430包括一組的三個實數乘法器531、532和533，以及第三復數乘法器450包括實數乘法器552和放大器551。
應當理解，圖4和圖5所示的許多實數乘法器實際上可以是實質上更簡單的硬件部件。例如，VCO可以只產生振蕩1s和-1s的信號。在這種情況下，包含第一復數乘法器410的乘法器所需的電位乘法僅限于符號的改變。同樣，乘法器531和532把同一個輸入與其自身相乘。因此，可能輸出的范圍只包含輸入域的可能性的一半。因此，這個功能可以更易于由提供輸入的平方的查找表來執行而不是由需要更多門電路的實際乘法器來執行。但是，乘法器533實際上必須為完全的實數乘法器，因為它具有兩個獨立且可變的輸入(I’信號和Q’信號)。第二復數乘法器430還包括在完全的實數乘法器533之后、增益為2的放大器534，因為相關要求I部分和Q部分被歸一化。
通過重新配置或取代第三復數乘法器430的元件，同樣可組成多種備選實施例。具體來講，放大器551可以是硬限幅器、軟限幅器或者線性放大器。如以下更詳細說明的，電路400的同相環部分的作用和功能是在半個相位周期中對信號反相。因此，放大器551可以僅僅是硬限幅器，而且實數乘法器、如實數乘法器511和512只需要與1和-1相乘。驅動VCO的第三復數乘法器450的所得結果通過圖6中的實曲線表示。為了比較，Costas環的響應也在圖6中由虛曲線表示。
應當理解，電路400提供頻率捕獲以及鎖相。在圖5中可以看到，乘法器511、512和533組成Costas環。因此，電路400包括與同相環結合的Costas環，同相環包括乘法器531、532和552以及濾波器440。如果同相分量(I’-Q’)大于零，則電路在0度或180度進行鎖相，與Costas環相同。但如果同相分量為負，則附加同相環對Costas環的輸出反相，在正和負90度處產生兩個新的穩定平衡點。
因此，電路400是具有四個穩定平衡點的頻率捕獲環，如圖6所示。應當理解，反饋環路的穩定平衡點出現在其中描述響應的曲線以正的有限斜率跨過x軸的各點處，因為VCO的電壓在相位略微向零截取的一側時為正，而在略微向另一側時為負。這與例如由Costas環當前所產生的不同，如圖6的虛線所示。由于Costas環在半周期中具有負斜率，因此有限斜率零截距中的兩個是不穩定平衡點。當任意接近這些零值之一時，VCO將以錯誤方向被驅動，導致相移，它將繼續通過90度達到最接近的穩定平衡點。
應當理解，同相環所提供的反相可在電路中的其它點上執行。例如，參照圖5，如果放大器551為硬限幅器，則實數乘法器552可設置在標記為“a”或“b”的任何點上。在這種情況下，乘法器552仍然由硬限幅器551的輸出來驅動。在這些實施例中，由于到信號到達實數乘法器533時已經執行了反相，因此放大器534的輸出被直接提供到第一低通濾波器460。對于另一個實例，如果放大器551為軟限幅器或線性放大器，則實數乘法器551仍然可設置在標記為“b”的任一點上。(注意，在這些實施例中，實數乘法器551必須是完全的乘法器，因為電位乘法不限于符號改變。)應當理解，選擇硬限幅器、軟限幅器或線性放大器還表明環路400的捕捉和噪聲降低功能。例如，硬限幅器在捕捉過程中對噪聲更敏感，但一經鎖定，則在噪聲中保持鎖定方面更有效。
雖然已經在附圖和以上說明中詳細地說明和描述了本發明，但它們被認為是描述性而不是限制性的，應當理解，僅說明了優選實施例以及被認為有助于進一步說明如何實現和使用優選實施例的其它某些實施例。在本發明的實質范圍之內的所有變更和修改希望受保護。
權利要求
1.一種用于與信號同步的數據引導的頻率捕獲環，所述數據引導的頻率捕獲環包括具有I和Q輸出的VCO；第一乘法器，具有作為輸入的所述信號以及所述I和Q輸出，所述第一乘法器具有I’和Q’輸出；第二乘法器，具有作為輸入的所述I’和Q’輸出，并且具有I”和Q”輸出；第一低通濾波器，具有作為輸入的所述I”輸出，以及具有經濾波的I”輸出；第三乘法器，具有作為輸入的所述經濾波的I”輸出和所述Q”輸出，并且具有實輸出；以及第二低通濾波器，具有作為輸入的所述實輸出，并且具有被輸入到所述VCO的反饋輸出。
2.如權利要求1所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于，所述第二低通濾波器具有大于1的增益。
3.如權利要求1所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于還包括放大器，以及其中所述反饋輸出在被輸入到所述VCO之前先通過所述放大器。
4.如權利要求1所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于還包括第三低通濾波器，以及其中所述I’和Q’輸出在被輸入到所述第二乘法器之前通過所述第三低通濾波器。
5.如權利要求1所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于，所述第二乘法器為平方器。
6.一種用于與信號同步的數據引導的頻率捕獲環，所述數據引導的頻率捕獲環包括具有I和Q輸出的VCO；第一乘法器，接收所述信號和所述I輸出，并從其中產生I’分量；第二乘法器，接收所述信號和所述Q VCO輸出，并從其中產生Q’分量；第三乘法器，接收所述I’和Q’分量，并從其中產生I’Q’信號；放大器，接收所述I’Q’信號，并從其中產生2I’Q’信號；第四乘法器，接收所述I’分量，并從其中產生I’2信號；第五乘法器，接收所述Q’分量，并從其中產生Q’2信號；加法器，接收所述I’2和Q’2信號，并產生I’2-Q’2信號；第一低通濾波器，接收所述I’2-Q’2信號，并產生經濾波的I’2-Q’2信號；第六乘法器，接收所述2I’Q’信號以及所述經濾波的I’2-Q’2信號，并從其中產生原始VCO驅動信號；第二低通濾波器，接收所述原始VCO驅動信號，從其中產生經濾波的VCO驅動信號，并把所述經濾波的VCO驅動信號發送到所述VCO。
7.如權利要求6所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于，所述第一和第二乘法器僅限于與1和-1相乘。
8.如權利要求6所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于，所述第四和第五乘法器是提供所述輸入的平方的查找表。
9.如權利要求6所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于還包括設置在所述第一低通濾波器與所述第六乘法器之間的第二放大器。
10.如權利要求9所述的數據引導的頻率捕獲環，其特征在于，所述第二放大器為硬限幅器。
11.一種頻率捕獲環，利用通過對信號中的數據進行卷積運算所產生的誤差大小和誤差方向與信號同步。
12.如權利要求11所述的頻率捕獲環，其特征在于包括Costas環；以及同相環。
13.如權利要求11所述的頻率捕獲環，其特征在于包括具有VCO的Costas環；產生I2-Q2的子電路；在I2-Q2小于零時改變VCO驅動電壓的符號的乘法器。
14.如權利要求11所述的頻率捕獲環，其特征在于具有四個穩定平衡點。
15.如權利要求14所述的頻率捕獲環，其特征在于，所述穩定平衡點彼此相隔90度分布。
16.如權利要求11所述的頻率捕獲環，其特征在于，它能夠與雙邊帶抑制載波信號同步。
17.如權利要求11所述的頻率捕獲環，其特征在于包括頻率和相位鎖定環；以及執行全復數平方運算的復數乘法器。
18.一種具有四個穩定平衡點的頻率捕獲環。
19.如權利要求18所述的頻率捕獲環，其特征在于，所述穩定平衡點彼此相隔90度分布。
20.如權利要求18所述的頻率捕獲環，其特征在于包括Costas環；以及同相環。
21.如權利要求20所述的頻率捕獲環，其特征在于包括執行全復數平方運算的復數乘法器。
22.如權利要求18所述的頻率捕獲環，其特征在于包括執行全復數平方運算的復數乘法器。
23.一種頻率捕獲環，包括具有VCO的Costas環；子電路，產生同相信號分量的平方與正交分量的平方之差；乘法器，在所述差值小于零時改變VCO驅動電壓的符號。
24.如權利要求23所述的頻率捕獲環，其特征在于，所述乘法器在所述差值小于零時不改變加到所述VCO的電壓的大小。
25.如權利要求23所述的頻率捕獲環，其特征在于還包括執行全復數平方運算的復數乘法器。
26.一種頻率捕獲環，包括頻率和相位鎖定環；執行全復數平方運算的復數乘法器。
27.一種從數據的相關中提供頻率捕獲的鎖相環。
28.一種提供從信號的數據中得到的頻率捕獲和相位鎖定的頻率捕獲和相位鎖定環。
29.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于，利用通過對信號中的數據進行卷積運算而產生的誤差大小和誤差方向來產生所述鎖相。
30.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于包括Costas環；以及同相環。
31.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于包括具有VCO的Costas環；子電路，產生同相分量平方與正交分量平方之差；乘法器，在同相分量平方與正交分量平方之間的所述差值小于零時改變VCO驅動電壓的符號。
32.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于具有四個穩定平衡點。
33.如權利要求32所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于，所述四個穩定平衡點彼此相隔90度分布。
34.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于，它能夠與雙邊帶抑制載波信號同步。
35.如權利要求28所述的頻率捕獲和相位鎖定環，其特征在于包括頻率和相位鎖定環；以及執行全復數平方運算的復數乘法器。
36.一種用于為雙邊帶抑制載波信號提供頻率捕獲和相位鎖定環的同步環路，所述環路包括具有VCO的Costas環；產生I2-Q2的同相環，所述同相環包括在I2-Q2小于零時改變VCO驅動電壓的符號的乘法器；其中，通過產生通過對信號中的數據進行卷積運算而產生的誤差大小和誤差方向，所述頻率捕獲和相位鎖定環提供從所述信號的數據中得到的頻率捕獲和相位鎖定；以及所述同步環路具有彼此相隔90度分布的四個穩定平衡點。
全文摘要
能夠從雙邊帶抑制信號中產生具有大小和方向的頻率誤差的數據引導的頻率捕獲環包括把信號與VCO(420)的輸出相乘的第一乘法器(410)。第一乘法器(410)的輸出通過第二乘法器(430)進行卷積。第二乘法器(430)的I輸出傳遞到第一低通濾波器(440)。經濾波的I輸出和Q輸出則由第三乘法器(450)相乘。第三乘法器的輸出通過第二低通濾波器(460)進行濾波、放大并被返回到VCO(420)以完成反饋環路。
文檔編號H03L7/08GK1647385SQ03807959
公開日2005年7月27日 申請日期2003年4月2日 優先權日2002年4月5日
發明者R·W·茨塔, S·M·羅普雷斯托, J·夏, W·張 申請人:麥克羅納斯半導體公司